CN109659939A - 一种光伏系统三相变流器的pwm控制方法 - Google Patents

一种光伏系统三相变流器的pwm控制方法 Download PDF

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CN109659939A CN201710933869.5A CN201710933869A CN109659939A CN 109659939 A CN109659939 A CN 109659939A CN 201710933869 A CN201710933869 A CN 201710933869A CN 109659939 A CN109659939 A CN 109659939A
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朱淇凉
陈艺峰
唐海燕
张蓉
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Abstract

本发明公开了一种光伏系统三相变流器的PWM控制方法，该PWM控制方法包括，获取逆变模块的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的基波电流分量，并针对基波电流分量进行比例积分闭环控制，以获得基波电流控制分量；获取LCL滤波器的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的各次谐波电流分量，并针对各次谐波电流分量分别进行比例谐振闭环控制，以获得各次谐波电流控制分量；基于获得的基波电流控制分量与各次谐波电流控制分量生成PWM控制信号。该PWM控制方法，实现了变流器输出功率的有功、无功调节，且对谐波电流实现了无静差控制，提高了变流器并网电能质量。

Description

一种光伏系统三相变流器的PWM控制方法
技术领域
本发明属于变流器技术领域，特别涉及一种光伏系统三相变流器的PWM控制方法。
背景技术
随着常规能源的枯竭，太阳能作为一种新型的绿色可再生能源，受到国内外的广泛关注。太阳能光伏发电是新能源的重要组成部分，被认为是当前世界上最有发展前景的新能源技术。
光伏并网发电中广泛使用到三相PWM变流器，用于实现光伏发电系统与电网的并网。现有的三相PWM变流器变流器通过矢量定向控制方式控制光伏发电系统直流母线电压稳定，以维持优良的输入输出特性。但实际电网更多地表现为谐波畸变的非理想特性，此种情况下传统的电网电压定向矢量控制方式会引起变流器产生明显的功率波动和谐波电流，同时导致直流母线电压波动，影响变流器输出电能质量，不利于电网的运行稳定性。
发明内容
本发明所要解决的技术问题之一实现对并网三相变流器的谐波电流的抑制，以减小电网电压畸变对并网电流的影响，提高并网电能质量。
为了解决上述技术问题，本申请的实施例提供了一种光伏系统三相变流器的PWM控制方法，所述三相变流器包括逆变模块和LCL滤波器，所述逆变模块的输出端连接所述LCL滤波器的输入端，所述LCL滤波器的输出端通过隔离变压器与三相电网相连接，该PWM控制方法包括：
获取所述逆变模块的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的基波电流分量，并针对所述基波电流分量进行比例积分闭环控制，以获得基波电流控制分量；
获取所述LCL滤波器的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的各次谐波电流分量，并针对所述各次谐波电流分量分别进行比例谐振闭环控制，以获得各次谐波电流控制分量；
基于获得的所述基波电流控制分量与所述各次谐波电流控制分量生成PWM控制信号。
优选地，所述获取所述逆变模块的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的基波电流分量，包括：
获取所述逆变模块的输出端电流与所述三相电网电压的的同步相位角；
根据所述同步相位角，变换得到所述逆变模块的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的d轴基波电流分量与q轴基波电流分量。
优选地，所述针对所述基波电流分量进行比例积分闭环控制，以获得基波电流控制分量，包括：
分别将所述d轴基波电流分量、所述q轴基波电流分量，与d轴基波给定值、q轴基波给定值进行比较；
利用传递函数为的比例积分控制器分别对d轴的比较结果与q轴的比较结果进行比例积分调节，其中，K'P为比例系数，K'I为积分系数，s为复变量；
将调节后的结果作分别作为d轴基波电流控制分量与q轴基波电流控制分量。
优选地，所述获取所述LCL滤波器的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的各次谐波电流分量，包括：
获取所述LCL滤波器的输出端电流与所述三相电网电压的的同步相位角；
根据所述同步相位角，变换得到所述LCL滤波器的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的d轴电流分量与q轴电流分量；
分别基于所述d轴电流分量与所述q轴电流分量，提取dq同步旋转坐标系下d轴各次谐波电流分量与q轴各次谐波电流分量。
优选地，所述针对所述各次谐波电流分量分别进行比例谐振闭环控制，以获得各次谐波电流控制分量，包括：
分别将所述d轴各次谐波电流分量、所述q轴各次谐波电流分量，与给定值0进行比较；
利用传递函数为的比例谐振积分控制器分别对d轴各次的比较结果与q轴各次的比较结果进行比例谐振调节，其中，KP为比例系数，KR为谐振控制系数，h为谐波次数，ω0为基波角频率，s为复变量；
将调节后的结果分别作为d轴各次谐波电流控制分量与q轴各次谐波电流控制分量。
优选地，所述基于获得的所述基波电流控制分量与所述各次谐波电流控制分量生成PWM控制信号，包括：
将所述d轴各次谐波电流控制分量相叠加，将所述q轴各次谐波电流分量相叠加，以对应获得d轴谐波补偿分量与q轴谐波补偿分量；
将所述d轴基波电流控制分量、所述d轴谐波补偿分量和d轴解耦分量进行叠加，以得到d轴控制分量；
将所述q轴基波电流控制分量、所述q轴谐波补偿分量和q轴解耦分量进行叠加，以得到q轴控制分量；
基于所述d轴控制分量与所述q轴控制分量生成PWM控制信号。
优选地，将所述d轴控制分量、所述q轴控制分量，与d轴电网电压前馈分量、q轴电网电压前馈分量分别进行叠加，并对叠加结果进行两相旋转坐标到两相静止坐标的变换，以分别得到α轴控制分量和β轴控制分量；
基于所述α轴控制分量与所述β轴控制分量，进行SVPWM算法计算，以生成所述PWM控制信号。
优选地，采用二阶Butterworth带通滤波器分别提取dq同步旋转坐标系下所述d轴各次谐波电流分量与所述q轴各次谐波电流分量。
优选地，根据如下步骤获取所述三相电网电压的的同步相位角：
根据所述三相电网电压的角频率设置锁相环的振荡频率；
获取所述三相电网电压的同步电压信号；
利用锁相环处理所述同步电压信号，以得到所述三相电网电压的的同步相位角。
优选地，所述dq同步旋转坐标系下的各次谐波电流分量为2n次谐波电流分量，所述n为大于零的整数。
与现有技术相比，上述方案中的一个或多个实施例可以具有如下优点或有益效果：
通过在同步旋转坐标下，对基波电流部分采用PI控制器进行闭环控制，实现输出功率的调节，对谐波电流部分采用PR控制器进行闭环控制，实现谐波电流的无静差控制，进而抑制了并网三相变流器的谐波电流，提高了并网电能质量。且通过采用二阶Butterworth带通滤波器提取同步旋转坐标系下特定次谐波分量，使得控制器的整体结构简单、易于实现。
本发明的其他优点、目标，和特征在某种程度上将在随后的说明书中进行阐述，并且在某种程度上，基于对下文的考察研究对本领域技术人员而言将是显而易见的，或者可以从本发明的实践中得到教导。本发明的目标和其他优点可以通过下面的说明书，权利要求书，以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
附图说明
附图用来提供对本申请的技术方案或现有技术的进一步理解，并且构成说明书的一部分。其中，表达本申请实施例的附图与本申请的实施例一起用于解释本申请的技术方案，但并不构成对本申请技术方案的限制。
图1是根据本发明一实施例的三相变流器的PWM控制方法的流程示意图；
图2是包含有LCL滤波器的并网变流器的拓扑结构图；
图3是根据本发明一实施例的采用二阶Butterworth带通滤波器获取各次谐波电流分量的示意图；
图4是根据本发明一实施例的三相变流器的PWM控制方法的整体控制框图。
具体实施方式
以下将结合附图及实施例来详细说明本发明的实施方式，借此对本发明如何应用技术手段来解决技术问题，并达成相应技术效果的实现过程能充分理解并据以实施。本申请实施例以及实施例中的各个特征，在不相冲突前提下可以相互结合，所形成的技术方案均在本发明的保护范围之内。
本发明针对传统的电网电压定向矢量控制方式会引起变流器产生明显的功率波动和谐波电流，同时导致直流母线电压波动，进而影响变流器输出电能质量的技术问题，提出了一种光伏系统三相变流器的PWM控制方法，如图1所示。
在该控制方法中，首先获取逆变模块的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的基波电流分量，并针对该基波电流分量进行比例积分闭环控制，以获得基波电流控制分量(步骤S110)；然后再获取LCL滤波器的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的各次谐波电流分量，并针对各次谐波电流分量分别进行比例谐振闭环控制，以获得各次谐波电流控制分量(步骤S120)；最后基于获得的基波电流控制分量与各次谐波电流控制分量生成PWM控制信号(步骤S130)。
下面结合图2-4，对本发明的PWM控制方法进行详细说明。
图2是光伏系统中包含有LCL滤波器的并网变流器的拓扑结构图。
如图2所示，变流器主要包括逆变模块10和LCL滤波器20，逆变模块10用于将太阳能光伏组件输出的直流电转换为交流电。逆变模块10的输出端连接LCL滤波器20的输入端，LCL滤波器20的输出端通过隔离变压器30与三相电网相连接。其中，逆变模块10由PWM控制器输出的PWM控制信号进行控制，LCL滤波器20中L1为变流器侧滤波电感，L2为网侧滤波电感。
本发明的PWM控制方法，分别对上述变流器中不同部分的电流进行检测，并将其变换至同步旋转坐标系下，对基波电流与谐波电流分别采用比例积分调节和比例谐振调节，以及获取各自的控制量，最后再基于得到的控制量生成用于驱动逆变模块功率开关器件的PWM控制信号，实现对变流器的控制。下面进行具体说明：
针对基波电流部分
通过获取逆变模块10的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的基波电流分量，并针对基波电流分量进行比例积分闭环控制，以获得基波电流控制分量。
具体的，如图2所示，首先通过检测器件检测获取逆变模块10的输出端电流ia、ib、ic，并通过锁相环PLL得到三相电网电压uga、uga、uga的同步相位角θ。根据该同步相位角θ，对ia、ib、ic进行C3s/2r变换(三相静止坐标到两相旋转坐标的变换)，变换得到逆变模块10的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的d轴基波电流分量id1与q轴基波电流分量iq1。这里的C3s/2r变换涉及到克拉克变换和帕克变换，均可见于公开发布的文献，在此不再赘述。
然后，分别将d轴基波电流分量id1、q轴基波电流分量iq1，与d轴基波给定值q轴基波给定值进行比较，以得到d轴、q轴的比较结果，如图4所示。
再利用比例积分控制器分别对d轴的比较结果与q轴的比较结果进行比例积分调节，将调节后的结果作分别作为d轴基波电流控制分量djc与q轴基波电流控制分量qjc。这里的比例积分控制器的传递函数Gpi(s)满足如下表达式：
其中，K'P为比例系数，K'I为积分系数，s为复变量。
针对谐波电流部分
通过获取LCL滤波器20的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的各次谐波电流分量，并针对各次谐波电流分量分别进行比例谐振闭环控制，以获得各次谐波电流控制分量。
具体的，如图2所示，首先通过检测器件检测获取LCL滤波器20的输出端电流iga、igb、igc，并获得三相电网电压的的同步相位角θ。
在具体的实施例中，这里的同步相位角θ与基波电流部分通过锁相环获得的同步相位角的方法相同。通过锁相环PLL获取三相电网电压的的同步相位角θ的过程为，根据三相电网电压的角频率设置锁相环的振荡频率。获取三相电网电压的同步电压信号。利用锁相环处理获得的同步电压信号，以得到三相电网电压的的同步相位角θ。
根据同步相位角θ，对iga、igb、igc进行C3s/2r变换，变换得到LCL滤波器20的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的d轴电流分量igd与q轴电流分量igq。
需要说明的是，由于隔离变压器30的隔离作用，LCL滤波器20的输出端电流中不含零序和3次及其倍频次正弦分量，且由于C3s/2r变换的性质，变换前的n次负序谐波分量变换后转化为(n+1)次的谐波分量，变换前n次正序谐波分量变换后转化为(n-1)变化的谐波分量。例如变换前的负序5次和正序7次谐波，变换后均为6次谐波分量。因此，在dq同步旋转坐标下的d轴电流分量或q轴电流分量可表示为如下表达式形式：
其中，ω为基波角频率，t为时间变量，j为虚数单位。
之后，分别基于d轴电流分量igd与q轴电流分量igq，提取dq同步旋转坐标系下d轴各次谐波电流分量与q轴各次谐波电流分量。
在一个具体的实施例中，可采用二阶Butterworth带通滤波器分别提取dq同步旋转坐标系下d轴各次谐波电流分量与q轴各次谐波电流分量，采用该种方式，兼顾了谐波检测精度和动态响应需求，且结构简单、易于实现。
图3示意性的说明了利用Butterworth带通滤波器BPF提取谐波分量的过程，提取的具体过程包括，根据要提取的谐波电流分量的频率，选用相应中心频率的带通滤波器以提取该谐波电流分量，例如要提取d、q轴二次谐波电流分量id2和iq2，需采用中心频率为2倍基波角频率的BPF带通滤波器进行该次谐波分量的提取。
此外，在本发明的其他实施例中，也可采用陷波器谐波检测方案、基于神经元的自适应谐波电流检测法以及小波变换检测法等谐波检测方法实现上述d、q轴各次谐波电流分量的提取。
提取到的d、q轴各次谐波电流分量如图3和图4中所示，包括d、q轴二次谐波电流分量id2和iq2，d、q轴四次谐波电流分量id4和iq4，d、q轴六次谐波电流分量id6和iq6……d、q轴h次谐波电流分量idh和iqh。这里h为不为零的偶数，表示同步旋转坐标下的谐波次数。也即在本发明中，dq同步旋转坐标系下的各次谐波电流分量为2n次谐波电流分量，n为大于零的整数。
再针对这些各次谐波电流分量分别进行比例谐振闭环控制，以获得各次谐波电流控制分量，以下结合图4对该过程进行具体说明：
首先分别将d轴各次谐波电流分量、q轴各次谐波电流分量，与给定值0进行比较，以获得d、q轴各次谐波电流的比较结果。这里以d、q轴六次谐波电流分量id6和iq6为例，如图4所示，将d轴六次谐波电流分量id6与给定值相比较，将q轴六次谐波电流分量iq6与给定值相比较，其中给定值和都为0，以得到d轴的比较结果和q轴的比较结果。类似的得到其他谐波电流的d、q轴的比较结果。
再利用比例谐振积分控制器分别对d轴各次谐波电流的比较结果与q轴各次谐波电流的比较结果进行比例谐振调节，将调节后的结果分别作为d轴各次谐波电流控制分量与q轴各次谐波电流控制分量。这里的比例积分控制器的传递函数Gpr(s)满足如下表达式：
其中，KP为比例系数，KR为谐振控制系数，h为谐波次数，ω0为基波角频率，s为复变量；
本领域技术人员容易理解的是，在针对谐波电流的控制过程中，提取的同步旋转坐标下的具体的谐波的次数，以及后续的比例谐振控制器的数量和谐振频率可以根据实际需求灵活选择。例如电网电压中的主要谐波分量为负序5次和正序7次谐波，经同步旋转坐标变换后均为6次谐波分量，因此，提取该6次谐波分量，并采用谐振频率为6倍基波频率的PR控制器进行控制调节。
最后，在得到基波部分的d轴基波电流控制分量djc与q轴基波电流控制分量qjc，谐波部分的d轴各次谐波电流控制分量与q轴各次谐波电流控制分量之后，再基于获得的基波电流控制分量与各次谐波电流控制分量生成PWM控制信号。
具体的，如图4所示，将d轴各次谐波电流控制分量相叠加，将q轴各次谐波电流控制分量相叠加，以对应获得d轴谐波补偿分量dxb与q轴谐波补偿分量qxb。
将d轴基波电流控制分量djc、d轴谐波补偿分量dxb和d轴解耦分量进行叠加，以得到d轴控制分量dc。这里的d轴解耦分量为q轴基波电流分量iq1通过阻抗环节ω0L变换得到，其中ω0为基波角频率，L为变流器侧滤波电感L1与网侧滤波电感L2的电感值之和。
将q轴基波电流控制分量qjc、q轴谐波补偿分量qxb和q轴解耦分量进行叠加，以得到q轴控制分量qc。这里的q轴解耦分量为d轴基波电流分量id1通过阻抗环节ω0L变换得到，同样的ω0为基波角频率，L为变流器侧滤波电感L1与网侧滤波电感L2的电感值之和。需要说明的是，如图4所示，其中，d轴解耦分量为负、q轴解耦分量为正。
之后基于得到的d轴控制分量dc与q轴控制分量qc生成PWM控制信号。
具体的，如图4所示，将d轴控制分量dc、q轴控制分量qc，与d轴电网电压前馈分量ugd、q轴电网电压前馈分量uqd分别进行叠加，并对叠加结果进行两相旋转坐标到两相静止坐标的变换(C2r/2s变换)，以分别得到α轴控制分量uα和β轴控制分量uβ。
需要说明的是，这里的d轴电网电压前馈分量ugd、q轴电网电压前馈分量uqd，为根据同步相位角θ，对三相电网电压uga、uga、uga进行C3s/2r变换而得到。
得到α轴控制分量uα和β轴控制分量uβ后，如图4所示，对α轴控制分量uα与β轴控制分量uβ，进行空间矢量脉宽调制SVPWM算法计算，以生成PWM控制信号。生成PWM控制信号可以用于驱动逆变模块的功率开关器件，即实现了对三相变流器的PWM控制，如图2所示。
本发明的技术方案，在同步旋转坐标下，基波电流部分采用PI控制器进行闭环控制，实现输出功率的有功、无功调节,进而实现了并网变流器的单位功率因数控制。在同步旋转坐标下，谐波电流部分通过PR控制进行闭环控制，实现了谐波电流的无静差控制，进而抑制了并网三相变流器的谐波电流，提高了并网电能质量。且采用二阶Butterworth带通滤波器提取同步旋转坐标系下特谐波定次电流谐波，结构简单、易于实现。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉该技术的人员在本发明所揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种光伏系统三相变流器的PWM控制方法，所述三相变流器包括逆变模块和LCL滤波器，所述逆变模块的输出端连接所述LCL滤波器的输入端，所述LCL滤波器的输出端通过隔离变压器与三相电网相连接，该PWM控制方法包括：
获取所述逆变模块的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的基波电流分量，并针对所述基波电流分量进行比例积分闭环控制，以获得基波电流控制分量；
获取所述LCL滤波器的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的各次谐波电流分量，并针对所述各次谐波电流分量分别进行比例谐振闭环控制，以获得各次谐波电流控制分量；
基于获得的所述基波电流控制分量与所述各次谐波电流控制分量生成PWM控制信号。
2.根据权利要求1所述的PWM控制方法，其特征在于，所述获取所述逆变模块的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的基波电流分量，包括：
获取所述逆变模块的输出端电流与所述三相电网电压的的同步相位角；
根据所述同步相位角，变换得到所述逆变模块的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的d轴基波电流分量与q轴基波电流分量。
3.根据权利要求2所述的PWM控制方法，其特征在于，所述针对所述基波电流分量进行比例积分闭环控制，以获得基波电流控制分量，包括：
分别将所述d轴基波电流分量、所述q轴基波电流分量，与d轴基波给定值、q轴基波给定值进行比较；
利用传递函数为的比例积分控制器分别对d轴的比较结果与q轴的比较结果进行比例积分调节，其中，K'P为比例系数，K'I为积分系数，s为复变量；
将调节后的结果作分别作为d轴基波电流控制分量与q轴基波电流控制分量。
4.根据权利要求3所述的PWM控制方法，其特征在于，所述获取所述LCL滤波器的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的各次谐波电流分量，包括：
获取所述LCL滤波器的输出端电流与所述三相电网电压的的同步相位角；
根据所述同步相位角，变换得到所述LCL滤波器的输出端电流在dq同步旋转坐标系下的d轴电流分量与q轴电流分量；
分别基于所述d轴电流分量与所述q轴电流分量，提取dq同步旋转坐标系下d轴各次谐波电流分量与q轴各次谐波电流分量。
5.根据权利要求4所述的PWM控制方法，其特征在于，所述针对所述各次谐波电流分量分别进行比例谐振闭环控制，以获得各次谐波电流控制分量，包括：
分别将所述d轴各次谐波电流分量、所述q轴各次谐波电流分量，与给定值0进行比较；
利用传递函数为的比例谐振积分控制器分别对d轴各次的比较结果与q轴各次的比较结果进行比例谐振调节，其中，KP为比例系数，KR为谐振控制系数，h为谐波次数，ω0为基波角频率，s为复变量；
将调节后的结果分别作为d轴各次谐波电流控制分量与q轴各次谐波电流控制分量。
6.根据权利要求5所述的PWM控制方法，其特征在于，所述基于获得的所述基波电流控制分量与所述各次谐波电流控制分量生成PWM控制信号，包括：
将所述d轴各次谐波电流控制分量相叠加，将所述q轴各次谐波电流分量相叠加，以对应获得d轴谐波补偿分量与q轴谐波补偿分量；
将所述d轴基波电流控制分量、所述d轴谐波补偿分量和d轴解耦分量进行叠加，以得到d轴控制分量；
将所述q轴基波电流控制分量、所述q轴谐波补偿分量和q轴解耦分量进行叠加，以得到q轴控制分量；
基于所述d轴控制分量与所述q轴控制分量生成PWM控制信号。
7.根据权利要求6所述的PWM控制方法，其特征在于，
将所述d轴控制分量、所述q轴控制分量，与d轴电网电压前馈分量、q轴电网电压前馈分量分别进行叠加，并对叠加结果进行两相旋转坐标到两相静止坐标的变换，以分别得到α轴控制分量和β轴控制分量；
基于所述α轴控制分量与所述β轴控制分量，进行SVPWM算法计算，以生成所述PWM控制信号。
8.根据权利要求4至7中任一项所述的PWM控制方法，其特征在于，采用二阶Butterworth带通滤波器分别提取dq同步旋转坐标系下所述d轴各次谐波电流分量与所述q轴各次谐波电流分量。
9.根据权利要求2或4所述的PWM控制方法，其特征在于，根据如下步骤获取所述三相电网电压的的同步相位角：
根据所述三相电网电压的角频率设置锁相环的振荡频率；
获取所述三相电网电压的同步电压信号；
利用锁相环处理所述同步电压信号，以得到所述三相电网电压的的同步相位角。
10.根据权利要求1-9中任一项所述的PWM控制方法，其特征在于，所述dq同步旋转坐标系下的各次谐波电流分量为2n次谐波电流分量，所述n为大于零的整数。
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