CN110702987A - 电网电压信号的正负序基波分量提取系统 - Google Patents
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Abstract
本发明适用于电力电子及电力系统技术领域，提供了电网电压信号的正负序基波分量提取系统，包括：坐标变换模块、降阶谐振调节模块和锁频环模块；坐标变换模块用于将三相电网电压信号变换为αβ坐标系的输入电压信号；降阶谐振调节模块用于对输入电压信号进行正负序分离，得到正负序基波分量；锁频环模块用于获取所述三相电网电压信号，并根据锁频环的闭环反馈原理及所述三相电网电压信号对所述降阶谐振调节模块的电压基波频率进行自适应跟踪。本申请通过降阶谐振调节模块对输入电压信号进行电压正负序分离，可完全消除电网特定的低次谐波和直流分量对正负序分量提取结果的影响，改善电网电压的正负序分量的提取效果。
Description
技术领域
本发明属于电力电子及电力系统技术领域，尤其涉及一种电网电压信号的正负序基波分量提取系统。
背景技术
在电力系统中，电网不对称故障，三相负载不平衡等因素都会造成三相电压的不平衡。近年来，可再生能源得到越来越多的应用，但由于风力发电、光伏发电等新能源发电具有间歇性和不确定性，因此将新能源发电并入电网后会加剧电网电压的不平衡及谐波的产生。为了保障电网系统的稳定运行，各国的并网标准均要求并网系统具备一定的故障穿越能力，电网电压不平衡时并网系统的控制成为研究的热点。
为了实现并网电流的谐波及有功、无功功率的控制，需要能够快速准确地检测出电网电压的正负序分量的幅值和相位信息。如何快速分离出电压的正负序成分，研究学者做了广泛的研究。目前，同步坐标系锁相环(Synchronous Reference Frame PLL，SRF-PLL)是最常用的方法之一。当三相电压对称时，SRF-PLL可以很好地实现基波正序分量的提取，但在三相电压不对称时，负序分量会在dq轴产生2倍工频的交流分量，SRF-PLL正负序分离结果难以令人满意。
发明内容
有鉴于此，本发明实施例提供了一种电网电压信号的正负序基波分量提取系统，以解决现有技术中电网电压正负序基波分量分离效果差的问题。
本发明实施例提供了一种电网电压信号的正负序基波分量提取系统，包括：
坐标变换模块、降阶谐振调节模块和锁频环模块；
所述坐标变换模块用于将三相电网电压信号变换为αβ坐标系的输入电压信号；
所述降阶谐振调节模块用于对所述输入电压信号进行正负序分离，得到正负序基波分量；
所述锁频环模块用于获取所述三相电网电压信号，并根据锁频环的闭环反馈原理及所述三相电网电压信号对所述降阶谐振调节模块的电压基波频率进行自适应跟踪。
在一个实施例中，所述降阶谐振调节模块包括第一降阶谐振调节子模块和第二降阶谐振调节子模块；
所述第一降阶谐振调节子模块用于根据所述输入电压信号，得到正序基波分量；
所述第二降阶谐振调节子模块用于根据所述输入电压信号，得到负序基波分量。
在一个实施例中，所述第一降阶谐振调节子模块包括第一反馈单元、第一正序基波谐振调节器、第一负序基波谐振调节器、第一积分器、第一求和单元、第一减法单元和第一增益单元；
所述第一反馈单元用于获取所述输入电压信号及上一正序基波分量，并将所述输入电压信号减去上一正序基波分量得到第一电压；
所述第一正序基波谐振调节器用于对所述第一电压进行调节得到第一输出值；
所述第一负序基波谐振调节器用于获取上一正序基波分量，并对上一正序基波分量进行调节得到第二输出值；
所述第一积分器用于根据上一正序基波分量输出第一积分值；
所述第一求和单元用于对所述第二输出值及所述第一积分值进行求和，得到第三输出值；
所述第一减法单元用于将所述第一输出值减去所述第三输出值，得到第四输出值；
所述第一增益单元用于对所述第四输出值和增益参数求乘积，得到当前的正序基波分量，并将当前的正序基波分量反馈至所述第一反馈单元进行下一次计算。
在一个实施例中，所述第一降阶谐振调节子模块还包括至少一个第一N倍频谐振调节单元；
各个第一N倍频谐振调节单元分别包括第一正序N倍频谐振调节器和第一负序N倍频谐振调节器；
所述第一正序N倍频谐振调节器用于获取上一正序基波分量，并对上一正序基波分量进行调节得到第一调节值，以及将所述第一调节值输入所述第一求和单元；
所述第一负序N倍频谐振调节器用于获取上一正序基波分量，并对上一正序基波分量进行调节得到第二调节值，以及将所述第二调节值输入所述第一求和单元。
在一个实施例中，所述第一正序基波谐振调节器的传递函数为：
所述第一负序基波谐振调节器的传递函数为：
所述第一正序N倍频谐振调节器的传递函数为：
所述第一负序N倍频谐振调节器的传递函数为：
其中，n表示所述第一正序N倍频谐振调节器和所述第一负序N倍频谐振调节器的谐波阶次，且各个第一N倍频谐振调节单元的n值均不相同。
在一个实施例中，所述第二降阶谐振调节子模块包括第二反馈单元、第二负序基波谐振调节器、第二正序基波谐振调节器、第二积分器、第二求和单元、第二减法单元和第二增益单元；
所述第二反馈单元用于获取所述输入电压信号及上一负序基波分量，并将所述输入电压信号减去上一负序基波分量得到第二电压；
所述第二负序基波谐振调节器用于对所述第二电压进行调节得到第五输出值；
所述第二正序基波谐振调节器用于获取上一负序基波分量，并对上一负序基波分量进行调节得到第六输出值；
所述第二积分器用于根据上一负序基波分量输出第二积分值；
所述第二求和单元用于对所述第六输出值及所述第二积分值进行求和，得到第七输出值；
所述第二减法单元用于将所述第五输出值减去所述第七输出值，得到第八输出值；
所述第二增益单元用于对所述第八输出值和增益参数求乘积，得到当前的负序基波分量，并将当前的负序基波分量反馈至所述第二反馈单元进行下一次计算。
在一个实施例中，所述第二降阶谐振调节子模块还包括至少一个第二N倍频谐振调节单元；
各个第二N倍频谐振调节单元分别包括第二正序N倍频谐振调节器和第二负序N倍频谐振调节器；
所述第二正序N倍频谐振调节器用于获取上一负序基波分量，并对上一负序基波分量进行调节得到第三调节值，以及将所述第三调节值输入所述第二求和单元；
所述第二负序N倍频谐振调节器用于获取上一负序基波分量，并对上一负序基波分量进行调节得到第四调节值，以及将所述第四调节值输入所述第二求和单元。
在一个实施例中，所述第二负序基波谐振调节器的传递函数为：
所述第二正序基波谐振调节器的传递函数为：
所述第二正序N倍频谐振调节器的传递函数为：
所述第二负序N倍频谐振调节器的传递函数为：
其中，n表示所述第二正序N倍频谐振调节器和所述第二负序N倍频谐振调节器的谐波阶次，且各个第二N倍频谐振调节单元的n值均不相同。
在一个实施例中，所述锁频环模块用于根据所述三相电网电压信号得到正序基波分量，并根据锁频环的闭环反馈原理及所述正序基波分量对所述降阶谐振调节模块的电压基波频率进行自适应跟踪。
在一个实施例中，所述锁频环模块包括Park变换单元、q轴减法单元、PI控制器、第三积分器和加法单元；
所述Park变换单元用于根据上一频率积分值，将上一正序基波分量转换为dq坐标系下的d轴正序基波分量和q轴正序基波分量；
所述q轴减法单元用于将目标正序控制量减去所述q轴正序基波分量，得到正序控制偏差；
所述PI控制器用于根据所述正序控制偏差得到正序控制输出值；
所述加法单元用于对所述正序控制输出值和初始电网电压频率求和，得到电压基波频率；
所述第三积分器用于对当前的电压基波频率进行积分，得到当前的频率积分值，并将当前的频率积分值输入至所述Park变换单元，所述Park变换单元根据当前的频率积分值进行下一次的dq坐标变换。
本发明实施例与现有技术相比存在的有益效果是：本实施例提供的电网电压信号的正负序基波分量提取系统，包括：坐标变换模块、降阶谐振调节模块和锁频环模块；所述坐标变换模块用于将三相电网电压信号变换为αβ坐标系的输入电压信号；所述降阶谐振调节模块用于对所述输入电压信号进行正负序分离，得到正负序基波分量；锁频环模块用于获取所述三相电网电压信号，并根据锁频环的闭环反馈原理及所述三相电网电压信号对所述降阶谐振调节模块的电压基波频率进行自适应跟踪。本实施例通过降阶谐振调节模块对输入电压信号进行电压正负序分离，可完全消除电网特定的低次谐波和直流分量对正负序分量提取结果的影响，改善电网电压的正负序分量的提取效果。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例提供的电网电压信号的正负序基波分量提取系统的结构示意图；
图2是本发明实施例提供的ROR调节器的幅频特性示意图；
图3是本发明实施例提供的ROR调节器的结构示意图；
图4是本发明实施例提供的复平面的正负序基波分量提取框图；
图5是本发明实施例提供的αβ坐标系下的正负序基波分量提取框图；
图6是本发明实施例提供的锁频环模块的结构框图；
图7是本发明实施例提供的传递函数Gp(s)和Gn(s)的频域特性曲线；
图8是本发明实施例提供的输入三相电压跌落50％时的三相电压信号曲线图；
图9是本发明实施例提供的输入A、B相电压同时跌落50％时的三相电压信号曲线图；
图10是本发明实施例提供的同时向输入三相电压中注入10％的2、3、5、7次谐波时的三相电压信号曲线图；
图11是本发明实施例提供的ROR调节器的另一结构示意图。
具体实施方式
以下描述中，为了说明而不是为了限定，提出了诸如特定系统结构、技术之类的具体细节，以便透彻理解本发明实施例。然而，本领域的技术人员应当清楚，在没有这些具体细节的其它实施例中也可以实现本发明。在其它情况中，省略对众所周知的系统、装置、电路以及方法的详细说明，以免不必要的细节妨碍本发明的描述。
为了说明本发明所述的技术方案，下面通过具体实施例来进行说明。
如图1所示，图1示出了本发明实施例提供的电网电压信号的正负序基波分量提取系统的结构示意图，其包括：
坐标变换模块10、降阶谐振调节模块30和锁频环模块20；
所述坐标变换模块10用于将三相电网电压信号变换为αβ坐标系的输入电压信号；所述降阶谐振调节模块30用于对所述输入电压信号进行正负序分离，得到正负序基波分量；所述锁频环模块20用于获取所述降阶谐振调节模块30反馈的正负序基波分量，并根据锁频环的闭环反馈原理及所述正负序基波分量对所述降阶谐振调节模块30的电压基波频率进行自适应调节。
在三相三线制系统中，不存在零序分量。不考虑谐波分量，三相电网电压可表示为三相正序分量和负序分量之和，如式(1)所示。
式(1)中，Up表示电压幅值正序分量，Un表示电压幅值负序分量；表示电压正序分量的相位，
表示电压负序分量的相位；ω是三相电网电压信号的基波角频率。
实际的三相电网电压信号往往叠加了谐波和直流分量等成分，带有谐波和直流分量的三相电网电压信号可表示为：
式(2)中，Upi表示第i倍频的电压幅值正序分量，Uni表示第i倍频的电压幅值负序分量；
表示第i倍频的电压正序分量的相位，表示第i倍频的电压负序分量的相位，Uda、Udb、Udc分别表示三相电网电压的直流分量。
在本实施例中，坐标变换模块10将三相电网电压信号进行Clarke变换，得到在αβ坐标系下的输入电压信号，输入电压信号由式(3)表示。
式(3)中，uαpi表示α轴的第i倍频的正序基波分量，uβpi表示β轴的第i倍频的正序基波分量，uαni表示α轴的第i倍频的负序基波分量，uβni表示β轴的第i倍频的负序基波分量；Tabc/αβ表示Clarke变换矩阵，且
在本实施例中，降阶谐振调节器(reduced order resonant regulator，ROR)具有极性选择性，能够提取特定频率的信号，其结构如图3所示，根据图3所示的ROR调节器的结构，可得到其传递函数为
具体地，式(4)中ω＝100πrad/s时，其对应的ROR调节器的幅频特性由图2(a)所示，相频特性如图2(b)所示，由图2可知，HR(s)具有频率选择特性，在频率50Hz处具有谐振峰，输出增益为无穷大，对其他频率信号有衰减作用。同理，当ω＝-100πrad/s时，可通过HR(s)实现对负序分量的提取。
在本实施例中，ROR调节器具有复数域传递函数，可通过图3所示结构得到公式(5)为：
利用双线性变换式对式(5)进行离散化处理，得到ROR调节器的离散差分方程式(6)。
式(6)中，Ts表示系统的采样周期。yα(n)和yβ(n)互相耦合，为了消除耦合的影响，分别用xα(n)、xa(n-1)、xβ(n)、xβ(n-1)、ya(n-1)、yβ(n-1)表示ya(n)和yβ(n)，得到式(7)：
具体地，式(7)中的系数可以由下式(8)得到。
式(8)中，Ts表示系统的采样周期。
在本实施例中，ROR调节器的结构还可以如图11所示，图11所示的ROR调节器对应的传递函数如式(9)所示：
在本实施例中，三相电网电压信号(ua ub uc)T经过坐标变换到αβ坐标系，可得到(uα uβ)T，将其作为输入，利用降阶谐振调节模块30可消除二次谐波和直流分量的影响，实现三相电网电压的正负序电压幅值的提取。
在本实施例中，锁频环模块20获取降阶谐振调节模块30反馈的正负序基波分量，并根据正负序基波分量计算电压基波频率。进一步地，在第一次计算正负序基波分量时，可以设置降阶谐振调节模块30的初始电网电压频率为50Hz。
从上述实施例可知，本实施例提供的电网电压信号的正负序基波分量提取系统，包括：坐标变换模块10、降阶谐振调节模块30和锁频环模块20；所述坐标变换模块10用于将三相电网电压信号变换为αβ坐标系的输入电压信号；所述降阶谐振调节模块30用于对所述输入电压信号进行正负序分离，得到正负序基波分量；锁频环模块20用于获取所述三相电网电压信号，并根据锁频环的闭环反馈原理及所述三相电网电压信号对所述降阶谐振调节模块30的电压基波频率进行自适应跟踪。本实施例通过降阶谐振调节模块30对输入电压信号进行电压正负序分离，可完全消除电网特定的低次谐波和直流分量对正负序分量提取结果的影响，改善电网电压的正负序分量的提取效果。
图4示出了本实施例提供的复平面的正负序基波分量提取框图，图4示出的框图为以输入电压信号含2次谐波为例绘制的框图。
如图4所示，在一个实施例中，所述降阶谐振调节模块30包括第一降阶谐振调节子模块31和第二降阶谐振调节子模块32；
所述第一降阶谐振调节子模块31用于根据所述输入电压信号，得到正序基波分量；
所述第二降阶谐振调节子模块32用于根据所述输入电压信号，得到负序基波分量。
在一个实施例中，所述第一降阶谐振调节子模块包括第一反馈单元311、第一正序基波谐振调节器312、第一负序基波谐振调节器315、第一积分器316、第一求和单元317、第一减法单元313和第一增益单元314；
所述第一反馈单元311用于获取所述输入电压信号及上一正序基波分量，并将所述输入电压信号减去上一正序基波分量得到第一电压；
所述第一正序基波谐振调节器312用于对所述第一电压进行调节得到第一输出值；
所述第一负序基波谐振调节器315用于获取上一正序基波分量，并对上一正序基波分量进行调节得到第二输出值；
所述第一积分器316用于根据上一正序基波分量输出第一积分值；
所述第一求和单元317用于对所述第二输出值及所述第一积分值进行求和，得到第三输出值；
所述第一减法单元313用于将所述第一输出值减去所述第三输出值，得到第四输出值；
所述第一增益单元314用于对所述第四输出值和增益参数求乘积，得到当前的正序基波分量，并将当前的正序基波分量反馈至所述第一反馈单元311进行下一次计算。
在本实施例中，上一正序基波分量为第一降阶谐振调节子模块31上一次计算得出的正序基波分量。通过第一反馈单元311获取上一正序基波分量，形成闭环控制回路，能够对非特定高次谐波有一定的抑制作用。
在本实施例中，第一正序基波谐振调节器312和第一负序基波谐振调节器315均为ROR调节器。第一减法单元313包括一个减法器。
具体地，输入电压信号为αβ坐标系的数据，其包括uα、uβ，系统在αβ坐标系上的正负序基波分量提取框图如图5所示。具体地，在第一反馈单元311中，第一增益单元314反馈回路的正序基波分量也为αβ坐标系的uαβ1和
因此，第一电压包括第一a轴电压u′α和第一β轴电压u′β，在第一反馈单元311中，u′α＝uα-uαp1、然后将u′α和u′β输入至第一正序基波谐振调节器312，并得到第一输出值，第一输出值包括第一a轴输出值和第一β轴输出值。
同样的，反馈至第一N倍频谐振调节单元的上一正序基波分量包括uαp1和
第二输出值包括第二a轴输出值和第二β轴输出值，第一积分值包括第一a轴积分值和第一β轴积分值，第二a轴输出值加上第一a轴积分值得到第三a轴输出值，第二β轴输出值加上第一β轴积分值得到第三β轴输出值，其中第三输出值包括第三a轴输出值和第三β轴输出值。在第一减法单元313中，第一a轴输出值减去第三a轴输出值得到第四a轴输出值，第一β轴输出值减去第三β轴输出值得到第四β轴输出值，第四输出值包括第四a轴输出值和第四β轴输出值。
第一增益单元314的增益参数为k，则a轴正序基波分量uαp1为k与第四a轴输出值的乘积，β轴正序基波分量
为k与第四β轴输出值的乘积。
在一个实施例中，所述第一降阶谐振调节子模块还包括至少一个第一N倍频谐振调节单元；
各个第一N倍频谐振调节单元分别包括第一正序N倍频谐振调节器3181和第一负序N倍频谐振调节器3182；
所述第一正序N倍频谐振调节器3181用于获取上一正序基波分量，并对上一正序基波分量进行调节得到第一调节值，以及将所述第一调节值输入所述第一求和单元317；
所述第一负序N倍频谐振调节器3182用于获取上一正序基波分量，并对上一正序基波分量进行调节得到第二调节值，以及将所述第二调节值输入所述第一求和单元317。
在本实施例中，ROR调节器用于消除低次谐波和直流分量的影响，因此，需要确定三相电网电压低次谐波的阶次，并分别采用n值不同的ROR降阶谐振调节器进行调节，消除对应阶次的谐波和直流分量。
在一个实施例中，所述第一正序基波谐振调节器312的传递函数为：
所述第一负序基波谐振调节器315的传递函数为：
所述第一正序N倍频谐振调节器3181的传递函数为：
所述第一负序N倍频谐振调节器3182的传递函数为：
其中，n表示所述第一正序N倍频谐振调节器3181和所述第一负序N倍频谐振调节器3182的谐波阶次，且各个第一N倍频谐振调节单元的n值均不相同。
具体地，第一N倍频谐振调节单元的个数与低次谐波的数量相同，示例性的，当仅需要消除二次谐波时，则只需要一个第一N倍频谐振调节单元，对应第一N倍频谐振调节单元的两个降阶谐振调节器的n值均为2。当输入电压信号含2、3、5次谐波时，则需要3个第一N倍频谐振调节单元，且各个第一N倍频谐振调节单元的降阶谐振调节器的n值依次为2、3、5。
在一个实施例中，所述第二降阶谐振调节子模块包括第二反馈单元321、第二负序基波谐振调节器322、第二正序基波谐振调节器325、第二积分器326、第二求和单元327、第二减法单元323和第二增益单元324；
所述第二反馈单元321用于获取所述输入电压信号及上一负序基波分量，并将所述输入电压信号减去上一负序基波分量得到第二电压；
所述第二负序基波谐振调节器322用于对所述第二电压进行调节得到第五输出值；
所述第二正序基波谐振调节器325用于获取上一负序基波分量，并对上一负序基波分量进行调节得到第六输出值；
所述第二积分器326用于根据上一负序基波分量输出第二积分值；
所述第二求和单元327用于对所述第六输出值及所述第二积分值进行求和，得到第七输出值；
所述第二减法单元323用于将所述第五输出值减去所述第七输出值，得到第八输出值；
所述第二增益单元324用于对所述第八输出值和增益参数求乘积，得到当前的负序基波分量，并将当前的负序基波分量反馈至所述第二反馈单元321进行下一次计算。
在一个实施例中，所述第二降阶谐振调节子模块还包括至少一个第二N倍频谐振调节单元；
各个第二N倍频谐振调节单元分别包括第二正序N倍频谐振调节器3281和第二负序N倍频谐振调节器3282；
所述第二正序N倍频谐振调节器3281用于获取上一负序基波分量，并对上一负序基波分量进行调节得到第三调节值，以及将所述第三调节值输入所述第二求和单元327；
所述第二负序N倍频谐振调节器3282用于获取上一负序基波分量，并对上一负序基波分量进行调节得到第四调节值，以及将所述第四调节值输入所述第二求和单元327。
在本实施例中，如图5所示，第二降阶谐振调节子模块的负序基波分量的提取过程与第一降阶谐振调节子模块的正序基波分量的提取过程相似，在此不再赘述。
在一个实施例中，所述第二负序基波谐振调节器322的传递函数为：
所述第二正序基波谐振调节器325的传递函数为：
所述第二正序N倍频谐振调节器3281的传递函数为：
所述第二负序N倍频谐振调节器3282的传递函数为：
其中，n表示所述第二正序N倍频谐振调节器3281和所述第二负序N倍频谐振调节器3282的谐波阶次，且各个第二N倍频谐振调节单元的n值均不相同。
在本实施例中，第二N倍频谐振调节单元的个数与低次谐波的数量相同，当仅需要消除二次谐波时，则只需要一个第二N倍频谐振调节单元，对应第二N倍频谐振调节单元的两个降阶谐振调节器的n值为2。当输入电压信号含2、3、5次谐波时，则需要3个第二N倍频谐振调节单元，且各个第二N倍频谐振调节单元的降阶谐振调节器的n值分别为2、3、5。
在本实施例中，若ROR调节器的传递函数如式(9)所示，则第一正序基波谐振调节器312的传递函数还可以为：
第一负序基波谐振调节器315的传递函数还可以为：
第一正序N倍频谐振调节器3181的传递函数还可以为第一负序N倍频谐振调节器3182的传递函数为
第二负序基波谐振调节器322的传递函数还可以为
第二正序基波谐振调节器325的传递函数还可以为
第二正序N倍频谐振调节器3281的传递函数还可以为第二负序N倍频谐振调节器3282的传递函数还可以为
在一个实施例中，所述锁频环模块用于根据所述三相电网电压信号得到正序基波分量，并根据锁频环的闭环反馈原理及所述正序基波分量对所述降阶谐振调节模块的电压基波频率进行自适应跟踪。
在本实施例中，可以直接将三相电网电压信号转换为αβ坐标系的输入电压信号，并将αβ坐标系的输入电压信号输入锁频环模块，得到输入电压信号对应的电压基波频率。还可以将输入电压信号先输入至降阶谐振调节模块，得到正负序基波分量，然后将正序基波分量/负序基波分量输入至锁频环模块，得到电网电压信号的电压基波频率。
在一个实施例中，图6示出了锁频环模块的结构框图。如图6所示，在一个实施例中，所述锁频环模块包括Park变换单元21、q轴减法单元22、PI控制器23、第三积分器25和加法单元24；
所述Park变换单元21用于根据上一频率积分值，将上一正序基波分量转换为dq坐标系下的d轴正序基波分量和q轴正序基波分量；
所述q轴减法单元22用于将目标正序控制量减去所述q轴正序基波分量，得到正序控制偏差；
所述PI控制器23用于根据所述正序控制偏差得到正序控制输出值；
所述加法单元24用于对所述正序控制输出值和初始电网电压频率求和，得到电压基波频率；
所述第三积分器25用于对当前的电压基波频率进行积分，得到当前的频率积分值，并将当前的频率积分值输入至所述Park变换单元21，所述Park变换单元21根据当前的频率积分值进行下一次的dq坐标变换。
在本实施例中，ROR调节器的增益特性由其谐振频率决定，为了精确保留电网电压基波成分，同时滤除高频谐波成分，必须使调节器的谐振频率与电网电压信号的频率相等。为了得到电网的实时频率，本申请采用基于Park变换的锁频环，该方法具有计算速度快、抗谐波干扰强的特点。
如图6所示，利用前次提取出来的正序基波分量uαβ1和
作为输入，输入至Park变换单元21，Park变换单元21将正序基波分量uαβ1和
由αβ坐标系转换为dq坐标系的q轴正序基波分量
和d轴正序基波分量
在本实施例中，目标正序控制量
初始电网电压频率ωc可以为50Hz。通过Park变换、PI控制器23和积分器等模块，可得到自适应的电压基波频率ω，然后根据式(7)和电压基波频率调节ROR调节器内部系数。
在本实施例中，定义系统在频域的输入向量uαβ(s)、基波正序输出向量uαβps、基波负序输出向量为uαβns，则可在复平面上表示为式(10)。
根据上述式(10)，以及图4所示的框图，可以得到下式(11)。
根据式(11)可得到框图4的系统传递函数Gp(s)和Gn(s)，即式(12)。当ω取为100πrad/s，k＝110时，绘制Gp(s)和Gn(s)的频域特性曲线如图7所示，其中，图7(a)示出了Gp(s)和Gn(s)的幅频特性，图7(b)示出了Gp(s)和Gn(s)的相频特性。
从图7可得，正序基波分量提取的传递函数Gp(s)在f＝50Hz处的增益为0dB，在-100Hz、-50Hz、0Hz、100Hz频点处的增益为-∞dB，说明Gp(s)可以无衰减地保留输入量uαβ(s)所包含的基波正序分量uαβps，同时对基波负序分量、二倍频正负序分量和直流分量进行衰减。负序分量提取的传递函数Gn(s)也有类似的特性。
以一个具体应用场景为例，本实施例采用TI的TMS320F28335芯片实现信号采样和数据处理，实验验证多种工况条件下该算法的有效性。实验中，系统采样频率fs取为5kHz，正负序提取的增益系数k取110，锁频环的比例系数kp取2.5×10-2、积分系数ki取2.5×10-6。标准三相输入相电压的有效值为220V、频率为50Hz。
当t＝0.02s时，输入电压的A相电压跌落50％，其实验结果如图8所示，图8(a)表示输入三相电压跌落50％时对应的输入三相电压，图8(b)示出了输入三相电压跌落50％时正负序电压幅值，图8(c)示出了输入三相电压跌落50％时正负序电压相位，其中，
表示正序电压相位，
表示负序电压相位。该算法可在0.02s以内准确提取电网电压基波正负序幅值和相位。
当t＝0.02s时，输入电压的A、B相电压同时跌落50％，实验结果如图9所示，图9(a)表示输入A、B相电压同时跌落50％时对应的输入三相电压；图9(b)示出了输入A、B相电压同时跌落50％时正负序电压幅值，其中up1表示正序电压幅值，un1表示负序电压幅值；图9(c)示出了输入A、B相电压同时跌落50％时正负序电压相位，其中，表示正序电压相位，
表示负序电压相位。该算法可在0.02s以内准确提取出电网电压基波正负序幅值和相位。
当t＝0.02s时，输入电压的A相电压跌落50％，同时向输入三相电压中注入10％的2、3、5、7次谐波。在算法中加入处理2、3、5、7次谐波的ROR调节器结构，实验结果如图10所示，图10(a)表示输入三相电压中注入10％的2、3、5、7次谐波时对应的输入三相电压，图10(b)示出了输入三相电压中注入10％的2、3、5、7次谐波时正负序电压幅值，其中，up1表示根据本申请中所述算法得到的正序电压幅值，u′p1表示根据双DQ变换算法得到的正序电压幅值，un1表示根据本申请中所述算法得到的负序电压幅值，u′p1表示根据双DQ变换算法得到的负序电压幅值。图10(c)示出了输入三相电压中注入10％的2、3、5、7次谐波时正负序电压相位。其中，
示根据本申请中所述算法得到的正序电压相位，
表示根据双DQ变换算法得到的正序电压相位，
表示根据本申请中所述算法得到的负序电压相位，un′1表示根据双DQ变换算法得到的负序电压相位。该算法可在0.02s内完成电网电压正负序分量的提取。相对双DQ变换算法，本算法可完全消除电网谐波信号的干扰，稳态精度更高。
从上述实施例可知，为了有效提取含有谐波和直流成分下输入电压的基波正负序幅值和相位，本申请提供了一种电网电压信号的正负序基波分量提取系统。该方法利用ROR调节器的频率选择性，通过构造基于多个ROR调节器和积分环节的算法结构，可完全消除电网特定的低次谐波和直流分量对正负序分量提取结果的影响，并且由于控制器闭环传函的低通特性，对非特定高次谐波也有一定的抑制作用。实验结果表明，本算法可以在电网电压幅值跌落、含有直流分量和大量低次谐波的条件下，快速准确地提取电网电压正负序分量的幅值和相位信息。
以上所述实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种电网电压信号的正负序基波分量提取系统，其特征在于，包括：坐标变换模块、降阶谐振调节模块和锁频环模块；
所述坐标变换模块用于将三相电网电压信号变换为αβ坐标系的输入电压信号；
所述降阶谐振调节模块用于对所述输入电压信号进行正负序分离，得到正负序基波分量；
所述锁频环模块用于获取所述三相电网电压信号，并根据锁频环的闭环反馈原理及所述三相电网电压信号对所述降阶谐振调节模块的电压基波频率进行自适应跟踪。
2.如权利要求1所述的电网电压信号的正负序基波分量提取系统，其特征在于，所述降阶谐振调节模块包括第一降阶谐振调节子模块和第二降阶谐振调节子模块；
所述第一降阶谐振调节子模块用于根据所述输入电压信号，得到正序基波分量；
所述第二降阶谐振调节子模块用于根据所述输入电压信号，得到负序基波分量。
3.如权利要求2所述的电网电压信号的正负序基波分量提取系统，其特征在于，所述第一降阶谐振调节子模块包括第一反馈单元、第一正序基波谐振调节器、第一负序基波谐振调节器、第一积分器、第一求和单元、第一减法单元和第一增益单元；
所述第一反馈单元用于获取所述输入电压信号及上一正序基波分量，并将所述输入电压信号减去上一正序基波分量得到第一电压；
所述第一正序基波谐振调节器用于对所述第一电压进行调节得到第一输出值；
所述第一负序基波谐振调节器用于获取上一正序基波分量，并对上一正序基波分量进行调节得到第二输出值；
所述第一积分器用于根据上一正序基波分量输出第一积分值；
所述第一求和单元用于对所述第二输出值及所述第一积分值进行求和，得到第三输出值；
所述第一减法单元用于将所述第一输出值减去所述第三输出值，得到第四输出值；
所述第一增益单元用于对所述第四输出值和增益参数求乘积，得到当前的正序基波分量，并将当前的正序基波分量反馈至所述第一反馈单元进行下一次计算。
4.如权利要求3所述的电网电压信号的正负序基波分量提取系统，其特征在于，所述第一降阶谐振调节子模块还包括至少一个第一N倍频谐振调节单元；
各个第一N倍频谐振调节单元分别包括第一正序N倍频谐振调节器和第一负序N倍频谐振调节器；
所述第一正序N倍频谐振调节器用于获取上一正序基波分量，并对上一正序基波分量进行调节得到第一调节值，以及将所述第一调节值输入所述第一求和单元；
所述第一负序N倍频谐振调节器用于获取上一正序基波分量，并对上一正序基波分量进行调节得到第二调节值，以及将所述第二调节值输入所述第一求和单元。
5.如权利要求4所述的电网电压信号的正负序基波分量提取系统，其特征在于，所述第一正序基波谐振调节器的传递函数为：
所述第一负序基波谐振调节器的传递函数为：
所述第一正序N倍频谐振调节器的传递函数为：
所述第一负序N倍频谐振调节器的传递函数为：
其中，n表示所述第一正序N倍频谐振调节器和所述第一负序N倍频谐振调节器的谐波阶次，且各个第一N倍频谐振调节单元的n值均不相同。
6.如权利要求2所述的电网电压信号的正负序基波分量提取系统，其特征在于，所述第二降阶谐振调节子模块包括第二反馈单元、第二负序基波谐振调节器、第二正序基波谐振调节器、第二积分器、第二求和单元、第二减法单元和第二增益单元；
所述第二反馈单元用于获取所述输入电压信号及上一负序基波分量，并将所述输入电压信号减去上一负序基波分量得到第二电压；
所述第二负序基波谐振调节器用于对所述第二电压进行调节得到第五输出值；
所述第二正序基波谐振调节器用于获取上一负序基波分量，并对上一负序基波分量进行调节得到第六输出值；
所述第二积分器用于根据上一负序基波分量输出第二积分值；
所述第二求和单元用于对所述第六输出值及所述第二积分值进行求和，得到第七输出值；
所述第二减法单元用于将所述第五输出值减去所述第七输出值，得到第八输出值；
所述第二增益单元用于对所述第八输出值和增益参数求乘积，得到当前的负序基波分量，并将当前的负序基波分量反馈至所述第二反馈单元进行下一次计算。
7.如权利要求6所述的电网电压信号的正负序基波分量提取系统，其特征在于，所述第二降阶谐振调节子模块还包括至少一个第二N倍频谐振调节单元；
各个第二N倍频谐振调节单元分别包括第二正序N倍频谐振调节器和第二负序N倍频谐振调节器；
所述第二正序N倍频谐振调节器用于获取上一负序基波分量，并对上一负序基波分量进行调节得到第三调节值，以及将所述第三调节值输入所述第二求和单元；
所述第二负序N倍频谐振调节器用于获取上一负序基波分量，并对上一负序基波分量进行调节得到第四调节值，以及将所述第四调节值输入所述第二求和单元。
8.如权利要求7所述的电网电压信号的正负序基波分量提取系统，其特征在于，所述第二负序基波谐振调节器的传递函数为：
所述第二正序基波谐振调节器的传递函数为：
所述第二正序N倍频谐振调节器的传递函数为：
所述第二负序N倍频谐振调节器的传递函数为：
其中，n表示所述第二正序N倍频谐振调节器和所述第二负序N倍频谐振调节器的谐波阶次，且各个第二N倍频谐振调节单元的n值均不相同。
9.如权利要求1所述的电网电压信号的正负序基波分量提取系统，其特征在于，所述锁频环模块用于根据所述三相电网电压信号得到正序基波分量，并根据锁频环的闭环反馈原理及所述正序基波分量对所述降阶谐振调节模块的电压基波频率进行自适应跟踪。
10.如权利要求9所述的电网电压信号的正负序基波分量提取系统，其特征在于，所述锁频环模块包括Park变换单元、q轴减法单元、PI控制器、第三积分器和加法单元；
所述Park变换单元用于根据上一频率积分值，将上一正序基波分量转换为dq坐标系下的d轴正序基波分量和q轴正序基波分量；
所述q轴减法单元用于将目标正序控制量减去所述q轴正序基波分量，得到正序控制偏差；
所述PI控制器用于根据所述正序控制偏差得到正序控制输出值；
所述加法单元用于对所述正序控制输出值和初始电网电压频率求和，得到电压基波频率；
所述第三积分器用于对当前的电压基波频率进行积分，得到当前的频率积分值，并将当前的频率积分值输入至所述Park变换单元，所述Park变换单元根据当前的频率积分值进行下一次的dq坐标变换。
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