CN115603360A

CN115603360A - 一种基于对称锁相环的并网风电机组振荡抑制方法及系统

Info

Publication number: CN115603360A
Application number: CN202211027675.6A
Authority: CN
Inventors: 刘崇茹; 李剑泽; 苏晨博; 李巨峰; 董浩云; 陈晓刚; 郝琪
Original assignee: State Grid Zhejiang Electric Power Co Ltd; North China Electric Power University
Current assignee: State Grid Zhejiang Electric Power Co Ltd; North China Electric Power University
Priority date: 2022-08-25
Filing date: 2022-08-25
Publication date: 2023-01-13

Abstract

本发明涉及一种基于对称锁相环的并网风电机组振荡抑制方法及系统，其中对称锁相环包括依次连接的正交滤波器、鉴相器和对称的环路滤波器。本发明通过引入复相位角的概念等效表征电网电压(网侧换流器的交流侧的电压)在d轴和q轴上的动态响应特性，抑制传统锁相环的控制不对称性所产生的频率耦合效应。本发明通过改进锁相环结构来消除频率耦合效应，避免多个不同频段的振荡分量共存，实现振荡的抑制。

Description

一种基于对称锁相环的并网风电机组振荡抑制方法及系统

技术领域

本发明涉及风电机组并网控制技术领域，特别是涉及一种基于对称锁相环的并网风电机组振荡抑制方法及系统。

背景技术

随着光伏、风电等新能源的广泛开发与利用，电力系统中新能源占比不断提高，以传统同步机组为主的电源系统逐渐降低，电力系统的同步稳定性发生改变。不同于传统同步机组固有的物理同步属性，电力电子并网装备需要同步测量单元来获取电网频率和相位信息来保持同步，实现并网运行。现有并网换流器基于锁相环(PhaseLockedLoop,PLL)实现跟网运行，锁相环对新能源设备对功率精确控制和并网同步稳定运行起关键作用。

在新能源并网场景中，多采用基于旋转坐标变换环节来实现鉴相的同步坐标系锁相环(SynchronousReferenceFrame，SRF-PLL)，其采用闭环控制方案，通过控制q轴电压为0，进而获得电网电压的频率和相位。但是随着新能源并网装备的增加，且大部分新能源设备处在电网末端，从并网点来看电网强度较低，并网点电压灵敏度较高且易受扰动，通过锁相环回路影响能源设备控制性能，给设备的安全运行带来较大挑战。实际工程中多次发生次超同步振荡，研究表明振荡的产生是由于新能源设备并网换流器与电网、换流器之间的交互作用，及控制环节参与。振荡频率存在耦合，表现为关于基波的镜像频率效应，研究表明频率耦合主要由于控制的不对称引入，其中影响最大的环节为锁相环 (SRF-PLL仅对q轴电压进行控制，表现为不对称控制)。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种基于对称锁相环的并网风电机组振荡抑制方法及系统，以实现风电机组并网系统振荡的抑制。

为实现上述目的，本发明提供了如下方案：

一种对称锁相环，所述称锁相环用于风电机组并网系统的网侧换流器的控制，所述对称锁相环包括依次连接的正交滤波器、鉴相器和对称的环路滤波器；

所述正交滤波器用于对网侧换流器的交流侧的α轴电压反馈值和β轴电压反馈值进行修正，获得修正后的α轴电压反馈值和修正后的β轴电压反馈值，使修正后的α轴电压反馈值和修正后的β轴电压反馈值正交；

所述鉴相器用于基于修正后的α轴电压反馈值和修正后的β轴电压反馈值进行相位差检测，并将检测出的相位差转换成电压信号；所述电压信号包括d 轴电压分量和q轴电压分量；

所述环路滤波器用于对所述d轴电压分量进行电压闭环控制生成复相位角的q轴相位角分量，对q轴电压分量进行频率闭环控制生成复相位角的d 轴相位角分量。

可选的，所述正交滤波器为基于Hilbert变换的正交滤波器。

可选的，所述对网侧换流器的交流侧的α轴电压反馈值和β轴电压反馈值进行修正，具体包括：

选取α轴电压反馈值和β轴电压反馈值中的任意一个作为待修正信号；

利用如下公式，对所述待修正信号进行Hilbert变换，获得Hilbert变换后的信号；

其中，v(t)为待修正信号，H(v(t))为Hilbert变换后的信号；t为时间变量， τ为积分变量，*为卷积运算符；

利用如下公式，对Hilbert变换后的信号进行傅里叶变换，获得傅里叶变换后的信号作为修正后的α轴电压反馈值或修正后的β轴电压反馈值；

其中，F(·)表示傅里叶变换，F(H(v))表示傅里叶变换后的信号，ω表示输入信号的频率，sign(·)表示符号函数，j表示虚数单位。

可选的，环路滤波器包括电压控制回路和频率控制回路；

所述电压控制回路包括依次连接的减法器、第一PI控制器和第一积分器；所述减法器用于计算d轴电压分量与网侧换流器的交流侧的相电压峰值的差值，第一PI控制器用于基于所述差值进行PI计算，获得d轴角频率；所述第一积分器用于对所述d轴角频率进行积分，获得复相位角的q轴相位角分量；

所述频率控制回路包括依次连接的第二PI控制器、加法器和第二积分器，所述第二PI控制器用于基于q轴电压分量进行PI计算，获得角频率调整量，所述加法器用于计算所述角频率调整量与基波角频率的和作为q轴角频率，所述第二积分器对所述q轴角频率进行积分，获得复相位角的d轴相位角分量。

一种基于对称锁相环的并网风电机组振荡抑制方法，所述方法包括如下步骤：

将网侧换流器的交流侧的α轴电压反馈值和β轴电压反馈值输入上述的对称锁相环，生成复相位角；

基于所述复相位角对网侧换流器的交流侧的三相电流反馈值进行park变换，生成d轴电流反馈值和q轴电流反馈值；

基于d轴电流反馈值和q轴电流反馈值进行电流内环控制，生成d轴电压指令值和q轴电压指令值；

基于所述复相位角对所述d轴电压指令值和q轴电压指令值进行park逆变换，生成三相电压指令值；

基于所述三相电压指令值对风电机组并网系统的网侧换流器进行控制。

可选的，所述基于d轴电流反馈值和q轴电流反馈值进行电流内环控制，生成d轴电压指令值和q轴电压指令值，之前还包括：

将所述d轴电流反馈值和q轴电流反馈值输入滤波装置，生成d轴电流附加值和q轴电流附加值；所述d轴电流附加值和所述q轴电流附加值均用于抑制风电机组并网系统的振荡；

利用所述d轴电流附加值对所述d轴电流反馈值进行修正；

利用所述q轴电流附加值对所述d轴电流反馈值进行修正。

可选的，所述滤波装置包括依次连接的有源滤波器、阻尼调节器和陷波器；

所述陷波器的传递函数为：

其中，G_Nf(s)为陷波器的s域传递函数，ω_n表示陷波器的带通频率，ξ_n表示陷波器的阻尼系数。

一种基于对称锁相环的并网风电机组振荡抑制系统，所述控制系统包括上述的对称锁相环，所述控制系统还包括：电流内环控制器、park变换模块和 park逆变换模块；

所述对称锁相环分别与所述park变换模块和所述park逆变换模块连接，所述对称锁相环用于基于风电机组并网系统的网侧换流器的交流侧的α轴电压反馈值和β轴电压反馈值输生成复相位角；

所述park变换模块与所述电流内环控制器连接，所述park变换模块用于基于所述复相位角对网侧换流器的交流侧的三相电流反馈值进行park变换，生成d轴电流反馈值和q轴电流反馈值；

所述电流内环控制器还与所述park逆变换模块连接，所述电流内环控制器用于基于d轴电流反馈值和q轴电流反馈值进行电流内环控制，生成d轴电压指令值和q轴电压指令值；

所述park逆变换模块用于基于所述复相位角对所述d轴电压指令值和q 轴电压指令值进行park逆变换，生成三相电压指令值。

可选的，所述控制系统还包括：滤波装置；所述滤波装置包括依次连接的有源滤波器、阻尼调节器和陷波器；

所述滤波装置的一端与park变换模块连接，所述滤波装置的另一端与所述电流内环控制器；

所述滤波装置用于基于d轴电流反馈值和q轴电流反馈值生成d轴电流附加值和q轴电流附加值；所述d轴电流反馈值和q轴电流反馈值生成d轴电流附加值和所述q轴电流附加值均用于抑制风电机组并网系统的振荡。

可选的，所述陷波器的传递函数为：

根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：

本发明公开一种基于对称锁相环的并网风电机组振荡抑制方法及系统，其中，称锁相环用于风电机组并网系统的网侧换流器的控制，所述对称锁相环包括依次连接的正交滤波器、鉴相器和对称的环路滤波器；所述正交滤波器用于对网侧换流器的交流侧的α轴电压反馈值和β轴电压反馈值进行修正，获得修正后的α轴电压反馈值和修正后的β轴电压反馈值，使修正后的α轴电压反馈值和修正后的β轴电压反馈值正交；所述鉴相器用于基于修正后的α轴电压反馈值和修正后的β轴电压反馈值进行相位差检测，并将检测出的相位差转换成电压信号；所述电压信号包括d轴电压分量和q轴电压分量；所述环路滤波器用于对所述d轴电压分量进行电压闭环控制生成复相位角的q轴相位角分量，对q 轴电压分量进行频率闭环控制生成复相位角的d轴相位角分量。本发明通过引入复相位角的概念等效表征电网电压(网侧换流器的交流侧的电压)在d轴和 q轴上的动态响应特性，抑制传统锁相环的控制不对称性所产生的频率耦合效应。本发明通过改进锁相环结构来消除频率耦合效应，避免多个不同频段的振荡分量共存，实现振荡的抑制。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的的本发明的技术方案的技术构思图；

图2为本发明实施例提供的对称锁相环的工作原理图；

图3为本发明实施例提供的SRF-PLL和对称锁相环的频率波形对比图；

图4为本发明实施例提供的SRF-PLL和对称锁相环的角度波形对比图；

图5为本发明实施例提供的永磁直驱风电机组并网系统的现有结构示意图；

图6为本发明实施例提供的不同锁相环结构的永磁直驱风电机组并网系统的频率性能对比图；

图7为本发明实施例提供的基于SRF-PLL的永磁直驱风电机组并网系统的仿真示意图；其中，图7中的(a)为基于SRF-PLL的永磁直驱风电机组并网系统的电流波形图，图7中的(b)为基于SRF-PLL的永磁直驱风电机组并网系统的电流波形的频谱图；

图8为本发明实施例提供的基于对称锁相环的永磁直驱风电机组并网系统的仿真示意图；其中，图8中的(a)为基于对称锁相环的永磁直驱风电机组并网系统的电流波形图，图8中的(b)为基于对称锁相环的永磁直驱风电机组并网系统的电流波形的频谱图；

图9为本发明实施例提供的风电机组并网系统的振荡抑制系统的结构示意图；

图10为本发明实施例提供的不同控制参数时G_Nf(s)的频域特性对比图；

图11为本发明实施例提供的加入滤波装置后的PMSG并网系统交流侧等效阻抗特性对比图；

图12为本发明实施例提供的采用所提滤波装置的PMSG并网系统输出电流及其频谱图；图12中的(a)为采用所提滤波装置的PMSG并网系统输出电流波形图，图12中的(b)采用所提滤波装置的PMSG并网系统输出电流波形的频谱图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明的目的是提供一种基于对称锁相环的并网风电机组振荡抑制方法及系统，以实现风电机组并网系统振荡的抑制。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

针对风电机组并网系统频率耦合特性的产生机理，本发明提出一种对称锁相环，通过引入复相位角的概念等效表征电网电压在d轴和q轴上的动态响应特性，抑制传统PLL的控制不对称性所产生的频率耦合效应，并以此为基础，进一步提出采用有源阻尼结合陷波器，对风电机组并网系统的交流侧等效阻抗实施重塑，改善风电并网系统的阻抗特性，实现宽频振荡抑制，提高风电机组与弱电网互联系统的稳定性。最后通过仿真验证了所提方法的有效性。

如图1所示，本发明的技术构思包括如下步骤：针对传统SRF-PLL的频率耦合效应，构建对称锁相环，首先输入电压进行正角化处理，同时对d轴电压、q轴电压控制，实现对称控制，获得复相位角；接着对采用对称PLL与传统SRF-PLL的PMSG阻抗特性进行对比；在解决了传统锁相环频率耦合的基础上进一步提出采用有源阻尼结合陷波器的风电机组交流侧等效阻抗重塑，并进行抑制效果验证。

实施例1

现有的锁相环的主要结构有输入信号的前置滤波器、鉴相环节、环路滤波器、压控振荡器等环节，构成一个闭环反馈控制的系统，实现相位的自动跟踪，实现同步的功能，现有的锁相环环路结构上呈现不对称的特点，仅输出一个角度量。为了解决现有的锁相环的频率耦合效应，本发明实施例1提供的对称锁相环主要在环路滤波器和环路结构进行改进，利用鉴相环节输出的v_{c_d}分量，增加电压控制回路，对v_{c_d}进行控制，同时增加一个角度输出量θ_q，借助复相位角的概念，将输出的俩个角度看成复数，即包含实部和虚部的相角。

图2为对称锁相环的工作原理图，其中，下标α、β分别表示αβ静止坐标系下的分量，下标d、q表示dq旋转坐标系下的分量；v_α和v_β为三相电压反馈值的α、β分量，

v’_α和v’_β为正交滤波器的输出；θ_d、θ_q分别为复相位角的d轴相位角分量、q轴相位角分量；V₁为相电压峰值，ω₁为基波角频率，G_pll(s)为PLL的PI控制器。

如图2所示，所述对称锁相环包括依次连接的正交滤波器、鉴相器和对称的环路滤波器。

首先对称锁相环的输入量，即网侧换流器的交流侧的α轴电压反馈值和β 轴电压反馈值(α轴电压反馈值和β轴电压反馈值为三相电压反馈值在αβ静止坐标系中的两个分量)进行修正，再接着将对称锁相环最终的角度输出θ＝θ_d+jθ_q作为反馈量信号，作为鉴相器的输入，鉴相器输出经过对称的环路滤波器，输出包括q轴相位角分量和d轴相位角分量的复相位角，即θ＝θ_d+jθ_q。此时，该对称锁相环中的α轴电压反馈值和β轴电压反馈值都用于相位跟踪，控制结构是对称的，可以消除频率耦合。

具体的，为了使θ_d和θ_q严格正交，以满足复向角θ的定义，首先要对αβ静止坐标系中α轴电压反馈值和β轴电压反馈值进行修正，使其正交，在修正过程中可选择α轴电压反馈值和β轴电压反馈值中的任意一个值进行修正。

修正方法为基于Hilbert变换的正交滤波器，它有两个主要优点，一是它将输入信号的各个频谱分量相角都移相±90°，移相角的正负取决于各频谱分量频率的符号；二是它仅仅影响信号的相角，不改变幅值。

假设输入信号为v(t)(该输入信号为α轴电压反馈值和β轴电压反馈值中的任意一个值)，其Hilbert变换可以表示为：

对上式进行傅里叶变换可得：

式中，F(·)代表傅里叶变换，sign(ω)给出了输入信号频率的符号。因此，Hilbert变换可以理解成为一个乘法算子σH(ω)＝-jsign(ω)，该算子可取值如下：

由上式可知，Hilbert变换能够将正频率分量的相角移相-90°。

本发明实施例1通过对输入信号(α轴电压反馈值或β轴电压反馈值)进行 Hilbert变换实现了α轴电压反馈值和β轴电压反馈值的正交化。值得注意的是，实际中式(1)卷积无法以其当前形式予以实现，只需通过设置适当延迟可将有限脉冲(FIR)滤波器因果化，进而实现上述过程。基于Hilbert正交变换滤波器方法可对指定频率范围进行选择、可去除低频和高频成分，并具有Hilbert 变换相关的相角偏移特性，适用于信号预处理，使其正交。

使用所提对称锁相环的输出复相位角θ，则αβ静止坐标系下电压复向量 v_p，v_n和dq旋转坐标系下电压复向量v_{c_dq}、v_c*_{_dq}之间的关系可以表示为：

也可以用实向量的形式表示：

接着对本发明实施例1所提供的对称锁相环的稳态性能进行分析，图3 对比了SRF-PLL和所提对称锁相环的频率波形，图4对比了SRF-PLL和所提对称PLL的角度波形，其中，f_SRF-PLL表示SRF-PLL的频率，f_SPLL表示对称锁相环的频率，θ_PLL表示SRF-PLL输出的相位角，θ_d、θ_q分别为对称锁相环输出的d轴相位角分量、q轴相位角分量，根据图3和4可知，对称锁相环在d轴的输出θ_d显然与SRF-PLL的输出θ一致。通过将对称锁相环d轴电压的幅值v_sd调节至其基准值V₁，对称锁相环的q轴分量θ_q可以额外提供三相电压反馈值变化量的信息，有助于消除频率耦合。

根据所提对称PLL的控制结构和稳态运行方式，进一步推导其动态模型，并与传统SRF-PLL作对比。

设稳态时PCC点基频电压相角为θ₁，扰动过程中产生的相角小信号增量为Δθ，基于对称锁相环跟踪得到的PCC点电压相角瞬时值为θ，它们之间的关系可以表示为：

θ＝θ₁+Δθ (8)

当dq坐标系中PCC点电压扰动分量为Δv_{c_dq}＝Δv_{c_d}+jΔv_{c_q}时，静止αβ 坐标系中PCC点电压复向量可以表示为：

其中，V₁表示与d轴重合的PCC点稳态电压幅值，则稳态时PCC点电压复向量可以表示为v_{c_dq1}＝V₁+j0。根据式(6-4)可知，换流器dq坐标系中PCC 点电压复向量为：

将式(8)、(9)带入式(10)有：

将小信号扰动Δθ在其平衡点附近泰勒展开并取一阶，则式(11)可近似表示为：

忽略二阶小信号变化量Δv_{c_dq}Δθ，则dq坐标系中PCC点电压受小信号扰动的变化量为：

Δv_cdq≈Δv_{c_dq}-jV₁Δθ (13)

然后，根据图2所示的锁相环控制器结构给出小信号增量Δθ与dq坐标系中PCC点电压扰动分量Δv_{c_dq}的关系：

将式(14)代入式(13)可得：

由锁相环动态输入输出方程(15)可以看出，所提提对称PLL采用了d 轴和q轴电压对称控制结构，对d轴电压进行控制，其输出的相角是二维的，保证输出相位与输入电压信号维度相对应，所以消除了控制不对称性，抑制了采用传统不对称引入的频率耦合效应，实现振荡频率的解耦，为并网风电机组的的同步环节改进提供了思路。

实施例2

实施例1验证了对称锁相环，以及输出相位的对称性，抑制了频率耦合效应，但风电机组接入弱电网时仍然存在单一振荡频率的振荡情况。由式(15) 可知，对称锁相环在端口电压和风电机组向电网注入电流之间引入附加支路，对称锁相环对并网风电机组交流侧输出阻抗产生影响，实施例2中将进行对采用对称锁相环的并网风电机组的交流侧阻抗解析推导。

PMSG(permanent magnet synchronous generators永磁同步电机)风电机组，即永磁直驱风电机组并网需经背靠背的换流器，其电机动态特性对电网影响较小，因此可以简化为图5的典型结构，即直流电流源并联换流器。其中，L_f和C_f分别表示并网侧滤波器的电感和电容，CC(PI)表示内环电流控制器， DVC(PI)表示外环直流电压控制器，二者都采用比例积分算法(Proportion Integration，PI)。PLL表示锁相环(Phase Locked Loop，PLL)；

和

表示脉冲宽度调制方法(Pulse width modulation，PWM)生成的调制信号，abc/dq 为park变换，dq/abc为park逆变换，本发明实施例2根据平均值模型等效获得调制信号从而消除开关纹波。

在三相系统中，含小扰动谐波的电压瞬时值可以表示为：

v_s(t)＝v_s,1(t)+Δv_s,p(t)s＝a,b,c (18)

其中，v_s,1表示基波电压分量，基准频率f₁＝50Hz，Δv_s,p表示小信号谐波电压，本发明实施例2带“Δ”上标的符号均表示小信号谐波分量。根据图5，并忽略线路中的电可以得出如下电路关系：

其中v_dc表示直流侧电压，m_f表示调制比，设K_f＝m_f.v_dc/2,为调制增益系 (表征包含幅值增益和调制增益)。根据谐波平衡理论，将式(18)带入式(19) 得到当系统电压存在小信号扰动时并网逆变器的电流响应。

当采用复矢量进行建模时，可以得到谐波分量的共轭序矢量表达式：

其中：

式(21)中，

表示复平面中静止坐标系下调制信号的扰动响应。

通过图5可知，PMSG并网侧变流器一般采用基于dq旋转坐标系的闭环控制，转化到dq旋转坐标系下的复矢量为：

其中G_i(s)＝k_pi+k_ii/s为电流环PI控制器的时域传递函数，k_pi和k_ii分别表示 PI的增益和积分常数；K_v(s)＝1/(1+sT_v)表示电压采样滤波器的时域传递函数； K_l＝ωL。由于PMSG并网需要PLL跟踪相角，且当系统电压中存在小扰动谐波时，PLL跟踪的相角会产生相应的偏差，即：

其中，k_pl和k_il分别表示锁相环PI控制器的增益和积分常数；

可得PMSG采用对称PLL并网时，dq坐标系下电流内环控制反馈信号的扰动分量为：

同理可得dq坐标系下调制电压信号的扰动分量为：

其中，i_p0和i_n0表示稳态时并网逆变器输出的基频电流正、负序分量； γ^-1＝diag[a₁e^jθ，a₁e^-jθ]^-1。

将式(26)带入式(23)可得

将式(24)，(28)带入式(21)可得基于复数域静止坐标系的电流和电压序分量传递函数：

化简可得：

其中：

因此，根据式(31)、(32)可以得出PMSG并网逆变器交流侧的等效序阻抗表达式

通过分析上述交流侧等效阻抗矩阵中的非对角元素可知，正、负序矢量的动态耦合会在系统中产生2种旋转方向相反的周期分量；且当PMSG并网逆变器d，q轴控制参数相同，当采用本发明实施例1中的对称锁相环后，消除了控制的不对称，降低系统中耦合分量的幅值，此时可以忽略Z_pn(ρ)和Z_np(ρ) 的值。

采用复向量阻抗分析方法，建立采用不同锁相环结构的PMSG阻抗模型 (PMSG的主要参数见表1)，其频域特性对比如图6所示，图6中实线表示采用SRF-PLL的PMSG阻抗频域特性，虚线表示采用所提对称PLL的PMSG 阻抗频域特性，“*”标识为仿真结果。

观察图6可知，用所提对称PLL结构代替SRF-PLL后，PMSG交流侧等效阻抗矩阵中仅包含对角元素，实现了的正、复序矢量的解耦，使PMSG并网系统简化为单输入、单输出系统，此时，系统发生单一频率扰动时，其产生的扰动响应分量中仅包含与扰动分量频率一致的周期分量。然而值得注意的是，采用对称PLL结构后的PMSG正序和负序阻抗在次同步频段范围内的相角发生改变，由对称PLL引起的相位大于90°的负阻尼频域范围增大，在这个频域内系统更容易发生谐振，PMSG并网系统动态稳定变弱。

表1永磁直驱同步发电机参数

基于上述原理，本发明实施例2提供一种基于对称锁相环的并网风电机组振荡抑制方法，所述方法包括如下步骤：

将网侧换流器的交流侧的α轴电压反馈值和β轴电压反馈值输入实施例1 的对称锁相环，生成复相位角；

本发明将采用不同锁相环结构的PMSG接入弱电网，进行时域仿真，其输出的电流波形分别如图7中的(a)图和图8中的(a)图所示，将它们各自的输出电流经FFT分解后的频谱图分别如图7中的(b)图和图8中的(b) 图所示。对比图7和图8可知，当交流电网线路电感由3.78mH增至7.72mH 时，采用两种不同锁相环结构的PMSG并网系统均发生振荡，采用SRF-PLL 时，PMSG输出的电流包含77Hz和23Hz频率的谐波分量，而采用对称PLL 时，PMSG输出的电流仅包含77Hz谐波分量，该结果表明，采用对称PLL能够有效抑制PMSG并网系统的振荡频率耦合效应。

针对采用对称锁相环的并网风电机组仍存在单一频率振荡的风险，本发明实施例在此基础上进一步提出采用有源阻尼结合陷波器的风电机组交流侧等效阻抗重塑方法。增强风电并网系统次、超同步频段的阻尼，从而抑制风电并网系统的宽频振荡问题。

如图9所示PMSG网侧换流器的电流内环回路中增加有源滤波器G_z(s)，产生次/超同步振荡的补偿分量，并通过调节阻尼系数R_v修正补偿程度，从而矫正PMSG并网系统的输出阻抗特性。为了能够更好地重塑PMSG交流侧等效阻抗特性，同时在有源滤波器G_z(s)后串联陷波器G_Nf(s)，以便更加灵活的调节阻尼系数和滤波带宽。G_Nf(s)的表达式为：

式中ω_n——自然振荡频率，决定陷波器的带通频率，且有ω_n＝2πf；

ξ_n——陷波器阻尼系数，决定陷波器的带宽大小。

不同控制参数时G_Nf(s)的频域特性对比图如图10所示。当ω_n增大时，G_Nf (s)的幅频与相频曲线同时往高频方向移动，在次/超同步振荡频段，相角的变化速度减缓，并且同频率下的相角值越来越小。当ξ_n增大时，角频率位于ω_n之前的幅值减小，位于ω_n之后的幅值增大，并且在次/超同步振荡频段内，相角变化的速度变慢。因此当ω_n和ξ_n取较大时，G_Nf(s)对PMSG次/超同步频段的阻抗特性重塑效果越好，能够有效减少负阻尼频段，从而抑制振荡的产生。但是ω_n过大时，系统抗扰能力较差，且ξ_n过大时，会影响系统动态响应速度。综合考虑以上因素并结合PMSG的阻抗特性，本发明实施例选取ω_n＝150π， ξ_n＝0.78

加入所提滤波装置后的PMSG并网系统交流侧等效阻抗特性如图11所示，图11中虚线表示仅采用对称锁相环时的PMSG交流侧等效阻抗Bode图(伯德图)，点虚线为采用对称锁相环附加有源阻尼的PMSG交流侧等效阻抗Bode 图，通过对比两种曲线可以发现，所提有源阻尼结合阻抗重塑陷波器能够增加 PMSG并网系统次/超同步频段的阻尼，减弱其负阻效应，从而有效改善PMSG 次/超同步频段的阻抗特性。图12为采用所提滤波方法的PMSG输出电流及其频谱图，其中图12中的(a)图为采用对称锁相环结合所提滤波装置的PMSG 并网系统输出电流时域仿真图，图12中的(b)图为对应的频谱图。从图12 中可以看出，当交流电网线路电感x_l由3.78mH增至7.72mH时，系统未发生振荡，相较于仅使用对称对称锁相环或者SRF-PLL，加入所提滤波装置后的 PMSG并网系统动态稳定性增强，较好的实现了宽频段范围内的振荡抑制。

基于上述原理，作为一种优选的实现方式，本发明实施例2提供的基于对称锁相环的并网风电机组振荡抑制方法，在所述基于d轴电流反馈值和q轴电流反馈值进行电流内环控制，生成d轴电压指令值和q轴电压指令值，之前还包括：将所述d轴电流反馈值和q轴电流反馈值输入滤波装置，生成d轴电流附加值和q轴电流附加值；所述滤波装置包括依次连接的有源滤波器、阻尼调节器和陷波器；所述d轴电流附加值和所述q轴电流附加值均用于抑制风电机组并网系统的振荡；利用所述d轴电流附加值对所述d轴电流反馈值进行修正；利用所述q轴电流附加值对所述d轴电流反馈值进行修正。

所述陷波器的传递函数为：

实施例3

本发明实施例3提供一种基于对称锁相环的并网风电机组振荡抑制系统，如图9所示所述控制系统对称锁相环(图9中的PLL)，所述控制系统还包括：电流内环控制器(图9中的CC(PI))、park变换模块(图9中的abc/dq)和 park逆变换模块(图9中的dq/abc)；而且图9中的DVC为直流电压外环控制器，本发明实施例并未对二者进行改进。

所述对称锁相环分别与所述park变换模块和所述park逆变换模块连接，所述对称锁相环用于基于风电机组并网系统的网侧换流器的交流侧的α轴电压反馈值和β轴电压反馈值输生成复相位角。

所述park变换模块与所述电流内环控制器连接，所述park变换模块用于基于所述复相位角对网侧换流器的交流侧的三相电流反馈值进行park变换，生成d轴电流反馈值和q轴电流反馈值。

所述电流内环控制器还与所述park逆变换模块连接，所述电流内环控制器用于基于d轴电流反馈值和q轴电流反馈值进行电流内环控制，生成d轴电压指令值和q轴电压指令值。

所述控制系统还包括：滤波装置；所述滤波装置包括依次连接的有源滤波器、阻尼调节器和陷波器。所述滤波装置的一端与park变换模块连接，所述滤波装置的另一端与所述电流内环控制器。所述滤波装置用于基于d轴电流反馈值和q轴电流反馈值生成d轴电流附加值和q轴电流附加值；所述d轴电流反馈值和q轴电流反馈值生成d轴电流附加值和所述q轴电流附加值均用于抑制风电机组并网系统的振荡。

所述陷波器的传递函数为：

提出了一种对称锁相环，避免了现有的锁相环由于控制不对称从而引入的振荡频率耦合效应；接着基于振荡频率解耦的基础上，采用有源阻尼结合陷波器的方法，在PMSG网侧换流器电流环增加有源滤波器，产生次/同步振荡分量的补偿分量，并通过调节阻尼系数修正补偿程度，矫正PMSG并网系统的输出阻抗特性。

该振荡抑制策略有有以下优势：

1)所提对称锁相环能够有效抑制由于d轴和q轴控制不对称性引发的系统振荡频率耦合效应，从而改善风电机组并网电压相角的控制能力。

2)所提采用有源阻尼结合陷波器的宽频振荡抑制方法能够有效改善风电机组交流侧等效阻抗特性，在一定频段内提高系统的阻尼，该方法的一个突出优点是可以通过改变陷波器参数等效改变系统的阻尼，具有更强的灵活性和适用性。

3)仿真结果表明改进锁相环实现振荡频率的解耦，且在加装滤波器后 PMSG并网系统动态稳定性增强，实现次/超同步振荡的有效抑制。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。

本发明实施例中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims

1.一种对称锁相环，其特征在于，所述称锁相环用于风电机组并网系统的网侧换流器的控制，所述对称锁相环包括依次连接的正交滤波器、鉴相器和对称的环路滤波器；

所述鉴相器用于基于修正后的α轴电压反馈值和修正后的β轴电压反馈值进行相位差检测，并将检测出的相位差转换成电压信号；所述电压信号包括d轴电压分量和q轴电压分量；

所述环路滤波器用于对所述d轴电压分量进行电压闭环控制生成复相位角的q轴相位角分量，对q轴电压分量进行频率闭环控制生成复相位角的d轴相位角分量。

2.根据权利要求1所述的对称锁相环，其特征在于，所述正交滤波器为基于Hilbert变换的正交滤波器。

3.根据权利要求1或2所述的对称锁相环，其特征在于，所述对网侧换流器的交流侧的α轴电压反馈值和β轴电压反馈值进行修正，具体包括：

其中，v(t)为待修正信号，H(v(t))为Hilbert变换后的信号；t为时间变量，τ为积分变量，*为卷积运算符；

4.根据权利要求1所述的对称锁相环，其特征在于，环路滤波器包括电压控制回路和频率控制回路；

5.一种基于对称锁相环的并网风电机组振荡抑制方法，其特征在于，所述方法包括如下步骤：

将网侧换流器的交流侧的α轴电压反馈值和β轴电压反馈值输入权利要求1-4任一项所述的对称锁相环，生成复相位角；

6.根据权利要求5所述的基于对称锁相环的并网风电机组振荡抑制方法，其特征在于，所述基于d轴电流反馈值和q轴电流反馈值进行电流内环控制，生成d轴电压指令值和q轴电压指令值，之前还包括：

将所述d轴电流反馈值和q轴电流反馈值输入滤波装置，生成d轴电流附加值和q轴电流附加值；所述滤波装置包括依次连接的有源滤波器、阻尼调节器和陷波器；所述d轴电流附加值和所述q轴电流附加值均用于抑制风电机组并网系统的振荡；

利用所述d轴电流附加值对所述d轴电流反馈值进行修正；

利用所述q轴电流附加值对所述d轴电流反馈值进行修正。

7.根据权利要求6所述的基于对称锁相环的并网风电机组振荡抑制方法，其特征在于，所述陷波器的传递函数为：

8.一种基于对称锁相环的并网风电机组振荡抑制系统，其特征在于，所述控制系统包括权利要求1-4任一项所述的对称锁相环，所述控制系统还包括：电流内环控制器、park变换模块和park逆变换模块；

所述park逆变换模块用于基于所述复相位角对所述d轴电压指令值和q轴电压指令值进行park逆变换，生成三相电压指令值。

9.根据权利要求8所述的基于对称锁相环的并网风电机组振荡抑制系统，其特征在于，所述控制系统还包括：滤波装置；

10.根据权利要求9所述的基于对称锁相环的并网风电机组振荡抑制系统，其特征在于，

所述滤波装置包括依次连接的有源滤波器、阻尼调节器和陷波器；

所述陷波器的传递函数为：