CN112787491A - 一种三级式ac/dc电源的输入电流谐波抑制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种三级式AC/DC电源的输入电流谐波抑制方法，步骤1：利用数学方法提取某一次的谐波信号进行提取；步骤2：将检测到的所述的谐波信号的幅值和相位信息重构谐波；步骤3：并通过负反馈回路对该次谐波进行抑制。该方法不需要额外的硬件设备就能非常精确地检测出谐波，因此它简单、鲁棒、易于实现。仿真结果验证了本发明提出的谐波抑制方法的有效性和可行性。
Description
技术领域
本发明涉及一种三级式AC/DC电源的输入电流谐波抑制方法。
背景技术
AC/DC电源可以为用电设备提供稳定的直流电源，在各类电子设备中得到了广泛应用。目前，AC/DC电源正在向双向、大容量、高效率、高功率因数以及宽范围输出的方向发展，在新能源发电、电动汽车以及锂电池化成分容等领域都有了大规模应用。但是，AC/DC电源输入电流通常会受到以下三个因素影响：(1)为防止上下管直通而引入死区时间所产生的死区效应。(2)通过开关的导通电压的下降。(3)由于非线性负载的广泛使用，电网中已经存在谐波。这些影响会造成基波分量幅值减小的线性失真和电压电流波形的谐波畸变，其表现为奇次谐波(即第三次、第五次和第七次谐波)幅值的增加，同时电网中的谐波在闭环控制中运行期间也会产生低次谐波。从而产生输入电流质量变差、功率因数降低以及电源效率变低等不良影响。
为了避免各类谐波对于AC/DC电源输入电流的不利影响，国内外学者做了诸多关于谐波抑制方法的研究。有文献提出了一种基于虚拟阻抗的下垂控制策略，其虚拟阻抗环由二阶广义积分器组成，可以抑制网侧谐波，但是引入虚拟阻抗控制环后会对系统传递函数和稳定性造成影响。有些研究者在此基础上提出了含虚拟阻抗的谐波抑制方法，该控制方法在旋转坐标系下建立虚拟阻抗控制环，通过二阶广义积分器(second-orderGeneralized Integrator，SOGI)模块组建了谐波补偿模块，修改电流参考以达到抑制谐波的目的，但是在非线性电流波形比较尖锐时，谐波抑制效果会受到影响。有文献提出了一种基于SOGI的在旋转坐标系下的谐波补偿技术。该方法利用SOGI的滤波特性提取谐波信息。然而，由于SOGI的非理想衰减特性，它无法抑制除某一次谐波之外的谐波。有文献还提出了一种利用多谐振结构的在静止坐标系下的谐波抑制方法。在这种方法中，每个谐振结构被调谐到一定的谐波频率来补偿它。然而，数字化结构的共振调谐误差。因此，稳态误差是不可避免的。有文献对该方法进行了扩展，采用附加积分器与谐振结构相结合的方法，消除了直流偏移的影响。然而，利用多谐振结构的在静止坐标系下的谐波抑制方法中提出的方法中的其他缺点尚未得到考虑。有文献在之前的基础上提出了选择性谐波抑制的重复控制方法。该方法利用离散傅立叶变换(discrete fourier transform，DFT)提取谐波分量，通过重复抑制器进行补偿。然而，由于DFT计算量大，系统动力学变得非常缓慢，谐波并没有完全消除。
从以上的回顾中可以得出结论，目前发展起来的谐波抑制方法大多存在实施复杂等主要缺点。此外，谐波抑制性能较差的主要原因是谐波信息的提取不准确，这主要是因为它们依赖于SOGI，而SOGI通常包含二阶低通滤波器。因此，信号不可避免地会有衰减，而且很难完全摆脱谐波的影响。
因此，有必要设计一种三级式AC/DC电源的输入电流谐波抑制方法。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种三级式AC/DC电源的输入电流谐波抑制方法，该三级式AC/DC电源的输入电流谐波抑制方法能有效实现谐波抑制，且易于实施。
发明的技术解决方案如下：
一种三级式AC/DC电源的输入电流谐波抑制方法，
三级式AC/DC电源的拓扑结构为：三级式AC/DC电源包括2个并联的三级式AC/DC模块；每个三级式AC/DC模块的前级为单相整流器、中间级为LLC谐振变换器和后级为交错Buck变换器；三级式AC/DC电源的前端与交流电源相接，三级式AC/DC电源的后端为输出电源；
输入电流谐波抑制方法为：
步骤1：利用数学方法提取某一次的谐波信号进行提取；
步骤2：将检测到的所述的谐波信号的幅值和相位信息重构谐波；
步骤3：并通过负反馈回路对该次谐波进行抑制。
第一级的单相整流器的直流母线电压参考值设定为385V。
步骤1中，第n次谐波的振幅和谐波的相位信息通过使用反正切函数计算。
步骤2中，重构的第n次谐波电流为Ihn＝VAnsin(nωreft+nθref+θn)；
其中，VAn表示第n次谐波的幅值，有：
θn表示第n次谐波的参考信号与谐波之间的相位差，参考信号是人为给定的,所以相位不一定为0；
其中：In是给定的参考正弦信号的振幅；
ωref和θref表示参考信号的频率和相位；
ωg表示电网频率以及θg表示电网电流的相位。
步骤3中，将重构的谐波电流通过PI或准PR控制器计算得到反馈调制信号Vc，在电流内环计算出来的调制信号参考值中减去反馈调制信号，得到真实的调制信号实现谐波抑制。参见图2的右下角处的Vm，Vc和Vref，有Vm＝Vref-Vc；
准PR控制器(即比例谐振控制器)的传递函数为
其中Kp为比例系数，Kr为谐振系数，ω0为谐振频率，Kp＝7.033，Kr＝144，ωc＝5。
有益效果：
传统的谐波抑制技术存在以下几个缺点：1)复杂的控制结构；2)参数整定困难；
3)难以直接应用基本电流控制器参考框架。
针对上述问题，本发明提出了一种三级式AC/DC电源的输入电流谐波抑制方法。该方法首先利用数学方法将某一次的谐波信号进行提取，检测到的幅值和相位信息重构谐波，并通过负反馈回路对谐波进行抑制。通过理论分析给出了该谐波抑制方法的参数设计。该方法不需要额外的硬件设备就能非常精确地检测出谐波，因此它简单、鲁棒、易于实现。
本发明针对于三级式AC/DC电源在其拓扑以及控制方法的基础上提出了一种新的谐波抑制方法，该方法利用谐波补偿系统(harmonic compensation system，HCS)在具备多种奇次谐波的条件下分离出某次谐波分量的优异性能，可以高精度地检测谐波。提取的谐波信息用于重构谐波，并由PI控制器进行前馈补偿。修改输出占空比以达到谐波抑制的效果。该方法相比于传统谐波治理方法的优点在于：(1)不需要任何额外的硬件或来自锁相环的电网相位信息。(2)能够补偿任意阶谐波和多个谐波，而不需要考虑谐波的阶数。(3)不受直流偏移和高频噪声等反馈信号中测量误差的影响。(4)谐波可以通过简单的PI控制器进行谐波抑制。
仿真结果验证了本发明提出的谐波抑制方法的有效性和可行性。
附图说明
图1为三级式AC/DC电源系统结构图；
图2为单相整流器拓扑结构与控制框图；
图3为HCS系统结构图；
图4为单相整流器双环控制结构图；
图5为电流环传递函数bode图；
图6为电流环控制框图；
图7为未添加谐波抑制策略的输入电流波形；其中：
图7(a)为在未添加谐波抑制策略条件下，输出功率为4kW时的输入电流波形，图横坐标表示时间，纵坐标表示电流，单位安培；
图7(b)为在未添加谐波抑制策略条件下，输出功率为1kW时的输入电流波形，图横坐标表示时间，单位毫秒，纵坐标表示电流，单位安培；
图7(c)为在未添加谐波抑制策略条件下，输出功率为4kW时的输入电流的频谱图，图横坐标表示频率，单位赫兹，纵坐标表示谐波分量占基波的百分数；
图7(d)为在未添加谐波抑制策略条件下，输出功率为1kW时的输入电流的频谱图，图横坐标表示频率，单位赫兹，纵坐标表示谐波分量占基波的百分数；
图8为添加谐波抑制策略的输入电流波形；其中：
图8(a)为在添加谐波抑制策略条件下，输出功率为4kW时的输入电流波形，图横坐标表示时间，纵坐标表示电流，单位安培；
图8(b)为在添加谐波抑制策略条件下，输出功率为1kW时的输入电流波形，图横坐标表示时间，单位毫秒，纵坐标表示电流，单位安培；
图8(c)为在添加谐波抑制策略条件下，输出功率为4kW时的输入电流的频谱图，图横坐标表示频率，单位赫兹，纵坐标表示谐波分量占基波的百分数；
图8(d)为在添加谐波抑制策略条件下，输出功率为1kW时的输入电流的频谱图，图横坐标表示频率，单位赫兹，纵坐标表示谐波分量占基波的百分数。
具体实施方式
以下将结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明：
实施例：
本发明所提三级式AC/DC电源主要满足实现功率双向传输、电气隔离、电压宽范围输出以及高功率因数的应用场景，采用一种前级为单相整流器、中间级为LLC谐振变换器和后级为交错Buck变换器组成的三级式双向隔离AC/DC电源，如图1所示。同时为了提高输出电压范围和输出功率等级，提出了两个相同的三级式AC/DC变换器并联的结构。其中第一级的单相整流器的直流母线电压参考值设定为385V，第二级为隔离LLC谐振变换器，实现电气隔离和固定电压传输比，采用同步整流的调制策略实现自然的双向能量流。第三级是交错Buck-Boost变换器，实现宽范围内调节输出电压与输出电流，同时交错结构可以减小输出电流的纹波。所提三级式AC/DC电源交流测输入为220V单相交流电，直流侧输出电压为200-850V，输出电流为0-20A，满足市场上车载充电机老化测试的要求，并且可以实现正反向无缝切换。
单相整流器的拓扑结构如图2上半部分所示，其中Vg为电网电压，Udc是直流母线电压，L1是网侧输入电感，ig是网侧电流，r是电感的等效电阻，C1是直流母线侧滤波电容器，S1、S2、S3和S4是四个整流IGBT开关。通过对四个开关进行适当的驱动信号控制，可以获得恒定的直流母线电压和单位输入功率因数。单相整流器的平均模型如式(1)所示:
其中，Uab是单相整流器中性点之间的电压差，dAB＝dA-dB，dA和dB分别是开关S1和S2的开关占空比，idc，io分别是流入和流出直流母线的电流。单相整流器的控制框图如图2下半部分所示。整个控制结构由两个控制回路组成，外部电压环采用PI控制器跟踪直流母线参考电压Udc1，内部电流环采用准PR控制器来跟踪与电网电压同相的参考网侧输入电流iref。HCS用于谐波抑制，包括谐波信号提取和谐波抑制两部分。HCS为Harmonic ComponentSystem，谐波分量系统；图3显示出HCS的内部结构，首先单相整流器的网侧输入电流会包含特定分量的奇次谐波，如式(2)所示。其中n表示输入电流中谐波的阶数，In表示第n次谐波的振幅，ωg表示电网频率以及θg表示电网电流的相位。将网侧输入电流与给定的两个正交的参考信号相乘这个过程就是相敏探测器(phase sensitive detection，PSD)。所乘给定的参考信号是两个具有单位振幅、固定频率与给定任意相角的正弦与余弦信号，如式(3)所示。其中In和In′是给定的参考正弦与余弦信号，其用于提取第n次谐波的振幅与相位信息，其频率与谐波频率相同，参考相位可以任意选择。其中k代表参考信号阶数，其被选择为与谐波阶数相同。ωref和θref表示参考信号的频率和相位。
Ig＝I1sin(ωgt+θg)+I3sin(3ωgt+3θg)+...+Insin(nωgt+nθg) (2)
式(4)表示了PSD的输出，针对第n次谐波采取将网侧输入电流乘上相同频率和给定相位的参考信号。其中Idn和Iqn分别表示网侧输入电流与参考正弦与余弦信号的乘积。
根据式(5)的积化和差处理之后，PSD的输出包含两种不同的特性：(1)给定参考信号与输入电流信号具有相同频率的分量会转换为零频分量，即直流量；(2)输入信号的其他频率的分量相乘之后会成为混合频率的分量。其中，Hd(t)和Hq(t)分别表示正弦与余弦参考信号与输入信号的其他频率的分量相乘之后的混合频率的分量。
当低通滤波器(low pass filter，LPF)应用于包含两种不同特性输出的PSD时，交流分量会被消除并仅仅剩下直流分量,则仅剩下的直流分量可以表示为Zdn和Zqn。低通滤波器的传递函数如下：
经过低通滤波器保留的直流分量经过相角相位计算模块可以获得关于第n次谐波的幅值信息和相位差信息，其中，VAn表示第n次谐波的幅值信息如公式(8)所示，θn表示第n次谐波的参考信号与谐波之间的相位差如公式(9)所示。
由此可得重构的第n次谐波为Ihn＝VAnsin(nωreft+nθref+θn)
对于第n次谐波可以使用公式提取某个谐波的振幅，谐波的相位信息，也可以通过使用反正切函数(参见公式(8)，(9))来计算，从而可以重构第n次谐波。然而重构出来的结构为参考谐波电流，则需要采用PI控制器以产生输出占空比基准和减小谐波的稳态误差。并在电流环的输出占空比中减去PI控制器输出以作为关于第n次谐波的一个反馈抑制。针对任意次谐波均可采取上述方法进行谐波补偿，实际中，由于第3、5、7次谐波分量较大需要进行补偿，对于更高次的奇次谐波由于其分量较小对于系统输入电流的总谐波畸变率(total harmonic distortion，THD)影响较小便可忽略不计。
该方法在提出的将交流信号转换为直流信号的方法中，它绝对不会受谐波的影响。当电网信号中本身已经存在谐波和直流偏移时，传统Park变换的谐波提取会变得不准确。然而，基于HCS的谐波提取方法由于不需要使用锁相环，故不受直流偏移和电网谐波的影响。在HCS中，只有感兴趣的信号被移到零频率，即直流分量。所以该方法不需要添加任何额外的硬件或来自锁相环的电网相位信息以及不受直流偏移和高频噪声等反馈信号中测量误差的影响。同时针对第3、5、7次谐波可以分别进行重构，所以能够抑制任意阶谐波和多个谐波，而不需要考虑谐波的阶数。同时，谐波抑制过程仅仅通过简单的PI控制器进行，相比较其他方法，控制过程相对简单。
3单相整流器控制器设计
如前所述，第一级单相整流器的控制目标是直流母线电压Udc保持稳定且恒等于385V，并且电网侧电流ig在保证与电网电压Vg相位一致的基础上，尽可能保持较小的谐波畸变率。其中，θ为电网电压相位，由锁相环计算得到。单相整流器的控制结构由电压外环电流内环组成如图4所示，为了消除与电网电压相关的干扰项，增加了解耦前馈控制，因此关于网侧输入电流ig和网侧参考输入电流iref的传递函数可以表示为公式(10)。其中Gc(s)是电流环控制器的传递函数，Kpwm为控制信号与整流桥电压之间的等效增益。
由图4和公式(10)可以看出，网侧输入电流ig与网侧参考输入电流iref和电网电压Vg相关。网侧输入电流可以基于旋转参考系和静止参考系两种不同坐标系进行控制。对于旋转参考系而言，在DQ框架下，将控制变量转化为平稳变量或直流变量，使之更易于调节。然而，将交流量转换为直流量需要Park变换和正交信号发生器(orthogonal signalgenerator，OSG)，这会引入延迟并导致实现的复杂性增加。为了避免坐标变换所带来的诸多问题，故采用静止参考系下进行电流控制。对于PI控制器而言，其在基波频率ω0处控制器增益为
其增益是有限的。同时，由于PI控制器在处理交流信号时带宽有限，其性能是不可接受的。为了提高静止框架中PI控制的性能，建议采用PR控制器(即比例谐振控制器)。对于PR控制器而言，其在基波频率ω0的增益是
其增益是无穷大的。
但是在实际应用中，采用准PR控制器，一方面是避免在谐振频率处增益无穷大造成不稳定，另一方面是电网频率波动的情况下，准PR控制器可以在谐振频率附近都有较大的增益。准PR控制器的传递函数如公式(11)所示。其中Kp为比例系数，Kr为谐振系数，ωc为截止频率，ω0为谐振频率。本装置选取各项参数为Kp＝7.033，Kr＝144，ωc＝5。根据传递函数和所选参数绘制bode图如图5所示。
根据公式(1)第二项，电压方程可以表示为：
其中，其中Udc1代表参考直流母线电压，Udc为直流母线电压的采样值，在与参考直流母线电压进行计算之前需进行陷波器处理。po是输出功率，pdc是输入功率。由于电阻很小，可以忽略不计，因此pdc近似等于交流侧的功率。Um，Im分别代表电网电压和电网电流的幅值。外部电压环的控制框图如图6所示。电压环的参考电压是一个直流信号，因此采用PI控制器，可以实现零稳态误差。本装置选取的参数为Kp＝1.007，Ki＝67。
在不采用谐波抑制策略情况下，设置三级式AC/DC电源的在输出功率为4kW和1kW，并且电网中已存在谐波的条件下，输入电流存在大量3，5，7次谐波分量如图7所示。因此可以认为在仅使用电压外环电流内环的电流控制下无法保证输入电流THD(总谐波失真)足够低
如图8所示通过采用本发明所提谐波抑制策略，三级式AC/DC电源的输入电流谐波畸变率得到明显降低，对3、5、7次谐波进行谐波抑制可以发现在其频率处其谐波分量明显降低，输入电流质量得到明显改善。
4结论
本发明提出了一种基于三级式AC/DC电源的谐波抑制策略。其工作原理是从高度失真的电网反馈信号中可以准确地提取出任意n次谐波的幅值和相位信息。将某一次谐波的振幅和相位信息移到零频率，利用低通滤波器可以很容易地提取出来。对提取的谐波进行重构，并从基波电流控制器的输出中减去谐波进行补偿。所提出的谐波抑制方法确保在畸变电网条件下，网侧输入电流THD大大降低。虽然所提出的方法会存在计算量大的缺点，但如果考虑到现代微控制器的计算速度，这并不是一个严重的问题。最后通过仿真验证了该方法的优越性。
Claims (5)
1.一种三级式AC/DC电源的输入电流谐波抑制方法，其特征在于，
三级式AC/DC电源的拓扑结构为：三级式AC/DC电源包括2个并联的三级式AC/DC模块；每个三级式AC/DC模块的前级为单相整流器、中间级为LLC谐振变换器和后级为交错Buck变换器；三级式AC/DC电源的前端与交流电源相接，三级式AC/DC电源的后端为输出电源；
输入电流谐波抑制方法为：
步骤1：利用数学方法提取某一次的谐波信号进行提取；
步骤2：将检测到的所述的谐波信号的幅值和相位信息重构谐波；
步骤3：并通过负反馈回路对该次谐波进行抑制。
2.根据权利要求1所述的三级式AC/DC电源的输入电流谐波抑制方法，其特征在于，
第一级的单相整流器的直流母线电压参考值设定为385V。
3.根据权利要求1所述的三级式AC/DC电源的输入电流谐波抑制方法，其特征在于，
步骤1中，第n次谐波的振幅和谐波的相位信息通过使用反正切函数计算。
4.根据权利要求1所述的三级式AC/DC电源的输入电流谐波抑制方法，其特征在于，步骤2中，重构的第n次谐波电流为Ihn＝VAnsin(nωreft+nθref+θn)；
其中，VAn表示第n次谐波的幅值，有：
θn表示第n次谐波的参考信号与谐波之间的相位差，
其中：In是给定的参考正弦信号的振幅；
ωref和θref表示参考信号的频率和相位；
ωg表示电网频率以及θg表示电网电流的相位。
5.根据权利要求1所述的三级式AC/DC电源的输入电流谐波抑制方法，其特征在于，步骤3中，将重构的谐波电流通过PI或准PR控制器计算得到反馈调制信号Vc，在电流内环计算出来的调制信号参考值中减去反馈调制信号，得到真实的调制信号实现谐波抑制。
准PR控制器(即比例谐振控制器)的传递函数为
其中Kp为比例系数，Kr为谐振系数，ω0为谐振频率，Kp＝7.033，Kr＝144。
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