CN102411396A - 用于跟踪光伏模块的最大功率点的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于跟踪光伏模块的最大功率点的方法和设备，其中，所述方法包括：测量光伏模块的输出电压(v_C)；确定连接到光伏模块的逆变器的输出电压(e)；测量连接到光伏模块的逆变器的输出电流(i₁)。该方法还包括：使用所测量出的PV模块输出电压定义与电容器能量相关的变量(z)；从所定义的变量(z)中提取二次谐波分量

使用所定义的变量(z)、所测量出的逆变器的输出电流(i₁)和所确定的逆变器的输出电压(e)来估计模块输出功率(p)的二次谐波分量

将所获得的谐波分量彼此相乘；从所获得的乘积

提取直流分量

以及通过在PI算法中使用所提取的直流分量来形成用于控制连接到光伏模块的逆变器的控制信号(P；v_ref)。

Description

用于跟踪光伏模块的最大功率点的方法和设备

技术领域

本发明涉及一种用于跟踪光伏电池或模块的最大功率点(MPP)的方法和设备。更具体地，本发明涉及一种如下的方法和设备：其可以用于在单相光伏应用中快速且精确地跟踪最大功率点而无需测量来自光伏电池或模块的输出电流，以及在电池的辐照和温度迅速变化的环境中快速且精确地跟踪最大功率点。

背景技术

众所周知，在光伏(PV)电池、模块或阵列的领域中使用最大功率点跟踪器(MPPT)，其试图确保从受辐照的电池提取最大的可用功率。

大多数传统的MPPT方法传送PV电压基准，该PV电压基准随后在有限带宽比例积分(PI)控制器中用于产生电网侧电流基准的幅值。

通常以i-v或p-v曲线的形式表示光伏电池或模块的电压和电流输出特性，如图1所示。在图1中，i-v曲线为在i＝1处开始并在v＝1处结束的曲线，而p-v曲线为在电压v＝V_MPP时具有最大功率点的曲线。

在图1中示出了PV板的最重要的电气特性。图1示出了短路电流(I_SC)，该短路电流(I_SC)为电池可以产生的电流的最大值，并且其是在短路条件(v＝0V)下产生的。开路电压(V_OC)对应于在开路条件(i＝0A)下产生的电压的最高值。另外，图1示出了最大功率点(MPP)，该最大功率点(MPP)为PV电池产生最大功率(P_MPP＝V_MPP·I_MPP)的工作点(电压为V_MPP和电流为I_MPP)。

电压和电流之间的关系可以表达成如下静态隐式非线性：

$i=I_{\mathrm{SC}}[1-\exp \left(\frac{v-V_{\mathrm{OC}}+\mathrm{Rs}\·i}{V_T}\right)]---\left(1\right)$

其中，V_T被称为热电压，根据

该热电压是根据波尔兹曼常数(K＝1.38·10^-23J/K)、电子电荷量(q＝1.6·10^-19C)、PV温度(T＝K))、理想因子(1＜m＜2)和串联的电池的数量(N)来计算的；R_S是串联电阻，该串联电阻取决于V_T和标准条件下的V_MPP、I_MPP、V_OC和I_SC。

如果R_S＜＜1，则上述表达式(1)可以进一步简化为：

$i=I_{\mathrm{SC}}[1-\exp \left(\frac{v-V_{\mathrm{OC}}}{V_T}\right)]---\left(2\right)$

应当注意，电流i＝i(v)为电压的静态显式非线性函数，即，没有考虑动态。可以将由PV模块传送的功率简单计算为电流与电压的乘积，如下所示：

p＝i·v                    (3)

光伏电池和模块的制造者通常提供标准测试条件(在25℃电池温度下1000W/m²的辐照度)下的开路电压(V_OC)、短路电流(I_SC)和最大功率点(P_MPP＝V_MPP·I_MPP)。然而，这些参数受温度和太阳辐照的影响，并且因此，i-v PV特性也受温度和太阳辐照的影响，如图2所示。

图2示出了开路电压V_OC随辐照度和温度二者变化。实际上，V_OC具有负温度系数并且对数性地取决于辐照度[1]。图2还示出了尽管短路电流I_SC与辐照度成比例地变化，但是该短路电流I_SC对于温度变化比较不敏感[1]。

在任何情况下，MPP根据这样的环境条件而变化，因此，具有始终保证PV模块在MPP下工作的策略是重要的。这些策略在PV系统文献中被称为最大功率点跟踪(MPPT)算法[2]、[3]和[4]。

必须迫使PV板在MPP下工作，如图1的p-v曲线所示。这保证了从PV模块提取的功率为最大可用功率。此目标可以改写为在随着t→∞满足下式之一的情况下可以实现的调节目标：

i→i_MPP

v→v_MPP                                (4)

p→P_MPP

其中，i_MPP、v_MPP和P_MPP为MPP处的电流、电压和功率。从现在开始，(·)^*表示(·)的基准。

在单级逆变器(如图3和图4中示出的逆变器)的情况下，此调节目标通过调制电网侧电流i₀的幅值来实现。称为P的、该电流的基准通过MPPT算法来产生。在图3和图4中，示出了光伏系统的基本拓扑。太阳能板、串或模块31产生直流(DC)电压v。电容器C与该板并联连接，并且来自该并联连接的电压被馈送到逆变器32，该逆变器32在图3和图4中被示为电压源逆变器(VSI)。逆变器的输出经滤波器33滤波并进一步馈送到电网34。

在已知的MPPT算法中，借助于中间的PI控制器35间接地产生P，如图3所示。在该情况下，MPPT 36产生PV电压v_C的电压基准v_Cref，接着将该电压基准v_Cref与所测量出v_C进行比较，并且两者之差被PI控制器35用来产生幅值P。图3的控制块40还包括同步块37和电网控制块38，其中，同步块37重构电网电压的频率和相位以产生期望的逆变器输出电流，电网控制块38产生用于调制器39的电压基准。图3的PI控制器必须调谐成具有相对小的带宽以减轻二次谐波波动的影响。因此，由于相当大地降低了响应速度，所以获得了较差的动态响应。

根据所获得的幅值信息P按照下式计算电流基准：

$i_0^{*}=\frac{P}{v_{S,\mathrm{RMS}}^2}{v}_{S,1}---\left(5\right)$

其中，v_S，1是电网电压的基波分量，而v_S，RMS是其均方根(RMS)值。通常，借助外部锁相环(PLL)或任何其他的同步处理获得v_S，1。然后，设计电流控制环以保证电网侧电流i₀以精确且快速的方式跟随以上定义的基准

在双级变流器的情况下，如图5所示，MPPT产生用于输入电容器C_PV(PV电压)的电压基准v_ref，然后在块54中使用该电压基准v_ref来计算用于DC-DC变流器51的占空比u。在大多数双级拓扑中，逆变器对DC-DC变流器的输出电压进行控制，而DC-DC变流器对输入电压v进行控制。即，DC-DC变流器51负责保证在MPP下工作。电流基准的幅值P由PI控制器52产生，该PI控制器确保电容器电压v_C朝向给定的恒定基准v_Cref的调节。电压基准v_Cref是外部定义的设计参数。幅值P被馈送到电网控制块55，该电网控制块55工作以产生用于产生期望电流i₁的电压基准e。

最常用的MPPT算法是恒定电压法(CV)、扰动观察法(P&O)和电导增量法(IncCond)、以及对它们的改进。在[2]、[3]和[4]中，提出了对不同MPPT方案的调查以及对比研究。实际上，P&O和IncCond二者是基于扰动观察方法的。此方法的构思在于：通过加上或减去小步进来扰动PV电压，并且接着观察由此引起的功率变化。然后，基于这些变化作出决定以在下一个采样时间内减小或增大PV电压。

根据这些算法，获得PV电压的基准，该基准随后在PI系统中用于生成最终的控制信号，通常为电网侧电流的基准的幅值。P&O和IncCond这两种方法由于基于扰动观察过程而通常在MPP附近振荡。另一方面，CV法不存在振荡，但却很少达到MPP。

在MPPT方案中引起众多研究者注意的令人感兴趣的问题是在迅速变化的大气条件下的性能[5]、[6]、[7]、[8]。已观察到，在迅速改变辐照条件之后，P&O遭受错误方向上的大漂移，即，P&O未能有效地跟踪MPP，而IncCond在这些条件下仍可以展现出良好的精确性和效率。

在[9]中，作者提出了基于如下构思的MPPT方法：重构PV功率相对于PV上的电压的变化(dp/dv)或者重构功率相对于附连到PV的DC-DC变流器的占空比的变化(dp/dD)。作者处理了在DC-DC变流器之后附连电池充电器的问题，这将输出电压限制为恒定。因此，输出功率的最大化原来等同于最大化DC-DC变流器的输出电流。因此，PV电压的测量变得不必要。这里令人感兴趣之处是作者不再最大化PV功率而是最大化DC-DC变流器之后的功率，该功率被称为实际可用功率。

已知的MPPT方案的共同缺点在于需要测量来自PV板的电流。

发明内容

本发明的目的是提供一种能够解决上述问题的系统和方法。本发明的目的是通过以在独立权利要求中所述的内容为特征的系统和方法来实现的。在从属权利要求中公开了本发明的优选实施例。

本发明基于对作为电池电压的函数的、来自电池的功率的导数进行估计。另外，不基于来自电池的电流的直接测量来计算来自电池的功率，而是根据从系统的逆变器的交流(AC)侧测量出的信号重构该功率。特别地，在MPP跟踪器中使用PV电压和估计功率的谐波分量。

与大多数传统的最大功率点跟踪器(MPPT)方案相比，本方法不遵循扰动观察方法。替代地，所提出的方法的构思为使用关于功率相对于PV电压的梯度的信息来建立电网侧电流的幅值，这又保证了状态轨迹朝向MPP收敛。因此，将本方案称为无电流传感器的直接梯度最大功率点跟踪器“DG-MPPT-iless”。

大多数传统MPPT方法传送PV电压的基准，其随后在有限带宽比例积分(PI)控制器中用于产生电网侧电流基准的幅值。相比之下，本方法直接传送该幅值，从而自然保证了相当快速的响应。

所提出的单级拓扑的DG-MPPT-iless可以直接传送功率基准P，其用作调制幅值以建立电网侧电流基准。此外，如大多数传统方法那样，可以重构该DG-MPPT-iless以传送PV电压基准。该基准接着在另一PI控制器中用于产生P。

该方法不需要通常用于生成PV功率信号的PV电流的测量，从而减少了传感器的数量。替代地，设计了估计器以恢复PV功率所提供的信息。估计器的设计基于系统数学模型的结构，并且使用逆变器的交流侧上可得到的信息。

所提出的用于单级拓扑的DG-MPPT-iless不基于扰动观察概念，因此，在产生调制幅值P中预期有非常小的纹波。这具有产生清洁电网侧电流的另一优点。

该方法利用跟踪PV模块的MPP所需的信号的相位信息，并且因此，不需要这些信号的绝对幅值。这对于该方法在实际实施中的简化是非常有益的。此外，例如接口PV模块的输入电容器的电容的变化或者逆变器级的损耗不会显著影响该方法的性能。

附图说明

下面，将参照附图并借助于优选实施例更详细地描述本发明，在附图中：

图1示出了PV板的i-v曲线和p-v曲线，

图2示出了(a)太阳辐照度对PV i-v特性曲线的影响和(b)电池的温度对PV i-v特性曲线的影响，

图3示出了PV板借助于单级逆变器与电网的连接、以及使用间接MPPT的控制器，

图4示出了PV板借助于单级逆变器与电网的连接，

图5示出了PV板借助于双级逆变器与电网的连接，

图6示出了用于单级逆变器的直接调节控制器DG-MPPT，

图7示出了用于单级逆变器的DG-MPPT，

图8示出了通过LCL滤波器连接电网的单相单级式逆变器，

图9示出了用于单相单级式逆变器的DG-MPPT的替选实施，

图10示出了PV功率的二次谐波分量

的估计器(2H-POW)，

图11示出了对PV功率p和变量z的二次谐波分量的估计器的简化，

图12示出了PV功率的直流分量的估计器(DC-POW)，

图13示出了用于消除二次谐波分量和四次谐波分量的陷波滤波器，

图14示出了对图13的结构的简化，

图15示出了本发明的实施例，

图16示出了本发明的另一实施例，

图17示出了本发明的另一实施例，

图18示出了实施例的简化结构，

图19示出了实施例的另一简化结构，

图20示出了用于所执行的仿真的偏正弦辐照轮廓(profile)，以及

图21、图22、图23和图24示出了仿真结果。

具体实施方式

开发本发明的方法是首先开发利用PV电流测量的MPPT控制器，该PV电流测量使用作为v_C的函数的功率p的导数(即，

)的信息。由于导数

表示p-v特性曲线的斜率，因此，使用导数的构思具有非常直观的意义。应当注意，在v_C＝v_MPP处导数恰好为零，对于v_C＜v_MPP，导数为正，而对于v_C＞v_MPP时，导数为负。

从示出了向本发明的发展的图4中看出，测量了电容器电压和来自光伏板的电流二者。这些测量值被馈送到控制块101，更具体地，被馈送到最大功率点跟踪器MPPT 102。图6示出了以所测量出的电流和电容器电压作为输入的MPPT的基本结构。

从图6的框图中可以看出，将所测量出的电流与电压相乘，并且将所获得的表示功率的乘积与所测量出的电容器电压一起馈送到导数块200。块200计算上述导数并且进一步将导数除以所测量出的电容器电压。以v_C为除数的除法实现归一化，并且还有助于平衡绝对值在v_C＜v_MPP内比在v_C＞v_MPP内低得多的斜率。然而，v_C在整个工作区域内是正的，因此，这种除法不影响斜率的符号。该方法的运行基于这种斜率的符号的信息。

然后，所获得的导数用在PI前馈控制器中，如图6的框图所示，其中，k_p和k_i在块201和块202中分别是比例增益和积分增益。如在图6中进一步看出，从所计算出的功率信号p减去来自块201和块202的结果以产生信号P，其中，该信号P是MPPT的输出，并且，如以上说明的，其可以用作输出电流的幅值的基准值。

导数

的估计基于由分别存在于功率和电压两者中的不可避免的波动的二次谐波分量和

提供的信息。如图7中所示的DG-MPPT的更详细的图中所示，接着对这些谐波分量进行处理。

将以上基于直接梯度的概念的MPPT方法称为DG-MPPT方法。此方法本身在辐照和温度迅速变化的情况下提供快速响应，并且此方法可结合单相电网连接一起使用。DG-MPPT的构思在于PV功率相对于PV电压的变化率(dp/dv)的重构，之后对该变化率进行积分以直接产生功率基准。为了dp/dv的重构，提取并关联存在于这两种信号中的谐波纹波。在单级情况下，PV信号自然受到因波动的传送功率引起的二次谐波的扰动。即，DG-MPPT方法使用已包含在PV信号中的该二次谐波纹波，而非如大多数传统MPPT方法那样引入附加扰动。DG-MPPT需要测量PV电压和PV电流这两者，其中，后者是计算PV功率所需要的。在DG-MPPT中，估计PV功率p和电容器电压v_C二者的二次谐波分量，所述二次谐波分量分别称为

和

如图7所示。

说明上述利用电流测量的DG-MPPT仅仅是为了更好地理解本发明，其中，不需要PV电流的测量。

考虑借助于LCL滤波器连接到电网的单相逆变器的单级情况，如图8所示。可以获得以下形式的在图8的VSI的直流侧上的电容器的数学模型作为功率平衡：

$v_{C}C{\stackrel{\·}{v}}_C=v_{C}i-{\mathrm{ei}}_1---\left(6\right)$

其中，v_C是并联连接到PV的电容器的电压，因此，v_C＝v；i是PV的电流；e是由VSI产生的注入电压(injected voltage)；i_inv是逆变器直流侧上的电流；i₁是逆变器交流侧上的电流，该电流等于电感L₁上的电流。

对于逆变器的交流侧上的LCL滤波器，模型为：

$C_0{\stackrel{\·}{v}}_{C0}=i_1-i_0---\left(7\right)$

其中，i₀是电感L₀的电流，也称为电网侧上的电流；v_C0是电容器C₀上的电压；以及v_S是电网电压。

假设VSI没有损耗，因而，在VSI的输入端的功率等于在VSI的输出端处传送的功率。而且，在下文中，假定e是从电网控制器输出的已知信号。电网控制器是将逆变器的工作与电网电压同步并产生VSI中的开关器件的开关顺序的器件。

模型(6)-(7)和下述的开发适用于逆变器的不同拓扑。这是可能的，这是因为在模型中仅考虑了调制信号e。除了该信号外，还取决于所选择的拓扑，可以使用适合的调制算法产生开关顺序。

下面，更详细地描述没有测量PV电流的本发明。替代基于系统模型来估计PV电流，本构思为使用逆变器交流侧的功率(即，由p_inv＝ei₁给出的功率)的信息间接重构PV功率p的二次谐波分量。应注意，可以获得p_inv作为两个已知信号的乘积。

此设计，考虑如下变换：

$z=\frac{v_C^2}{2}---\left(8\right)$

由于此变换，模型获得如下形式：

$C\stackrel{\·}{z}=p-{\mathrm{ei}}_1---\left(9\right)$

其中，已使用了p＝v_Ci，其表示PV传送的功率。应注意，利用该变换，原来在[p_MPP，v_MPP]处的MPP已映射成点[p_MPP，z_MPP]。基于变换(8)，可以获得与原始(功率-电压)pv特性曲线保持相同凸性的新(功率-变量z)pz特性曲线。此外，每当功率达到p_MPP时，也达到MPP。粗略地说，在该新pz特性曲线上使用变量z来搜索MPP与在pv特性曲线上使用电压变量v_C来搜索MPP是等效的。

基于模型描述(9)，还可以使用新变量z实现DG-MPPT，如图9所示。DG-MPPT的此可替选实施是接下来描述的无电流传感器方法的基础。在全文中，符号<x>_k用作提取变量x的k次谐波分量的算子。例如，<x>₂是提取x的二次谐波分量的算子。在全文中，不易区分地使用<x>₀或<x>_DC来表示提取信号x的直流分量的算子。

如上所述，可以通过使用可用信息的估计来取代PV电流的测量。为了更好地理解此估计处理的构思，提取(9)的两侧上的二次谐波分量，即，在应用了算子<·>₂以后，得到：

${<C\stackrel{\&CenterDot;}{z}>}_2={<p-{\mathrm{ei}}_1>}_2={<p>}_2-{<{\mathrm{ei}}_1>}_2---\left(10\right)$

对<p>₂求解，得出

${<p>}_2=C{<\stackrel{\&CenterDot;}{z}>}_2+{<{\mathrm{ei}}_1>}_2---\left(11\right)$

其中，已假定算子<·>₂的线性度。

粗略地说，还可以通过将交流逆变器侧的功率p_inv的二次谐波分量与由电容器C处理的功率的二次谐波分量相加来获得PV功率的二次谐波分量，其优点是不再需要直流侧上的电流。可以通过例如使用图10中示出的带通滤波器(BPF)2H-QSG来估计这些谐波分量，其中，带通滤波器(BPF)2H-QSG是调谐在基波的二次谐波处的正交信号发生器(QSG)。

现在可以使用<p>₂的估计值来替代在图9的基于电流测量的DG-MPPT方案中出现的图10示出了所提出的称为2H-POW的估计器的框图，其中，该估计器用于重构

此估计器主要使用两个2H-QSG来重构二次谐波分量

和

它们被分别称为2H-DQSG-1和2H-QSG-1。

在图10中，块2H-DQSG-1接收所计算出的计算变量z连同电网电压的基波频率ω₀作为输入，其中，可以例如使用外部锁相环(PLL)获得该ω₀。块2H-QSG-1接收同一频率和乘积ei₁。2H-DQSG-1和2H-QSG-1的频率响应包括调谐在两倍基波频率处的非常窄的谐振峰。因此，可以将这些极具选择性的估计器用作具有较快响应的、二次谐波分量的有效估计器。

在图10中的2H-DQSG-1的顶部的积分器的输出是输入信号的二次谐波的估计值。因此，至这样的积分器的输入必须是此二次谐波分量估计值的时间导数，即，换句话说，二次谐波分量估计值的时间导数可从2H-DQSG-1得到。这里，通过使用这样的可用信号

来重构根据(10)，在2H-DQSG-1和2H-QSG-1二者中增益λ₁必须相同。

对于

的估计，假设算子<·>₂和

二者交换。如果基波频率ω₀变化得比较慢，那么此假设是有效的。这等同于说QSG几乎是线性的。

还可以通过如在图9的DG-MPPT中那样估计变量z的二次谐波分量(即，<z>₂)，即，通过使用调谐在二次谐波处的另一个QSG以得到

该QSG是与图10的2H-QSG-1类似的带通滤波器，并且在图10和图11中称为2H-QSG-2。

在基波频率ω₀是已知常数的情况下，则可以减少分别表示为

和的、功率p和变量z的二次谐波分量的估计器，以简化带通滤波器(BPF)，如图10和图11所示。

在图9示出的利用电流测量的DG-MPPT中，PV功率p还用作前馈项，然而，此信号不再是可用的。根据实施例，借助于另一个估计器重构p的DC分量，然后，将此估计值用作前馈项。

考虑到以上模型(9)，并且假定称为

的、p的直流分量是未知常数。基于模型(9)的结构，可以构造称为DC-POW的如下估计器：

$C\stackrel{\stackrel{\&CenterDot;}{^}}{z}=\stackrel{\stackrel{\&CenterDot;}{\&OverBar;}}{p}-{\mathrm{ei}}_1+{\mathrm{\&lambda;}}_0(z-\hat{z})$ (12)

$\stackrel{\stackrel{\stackrel{\&CenterDot;}{^}}{\&OverBar;}}{p}={\mathrm{\&gamma;}}_0(z-\hat{z})$

其中，λ₀＞0和γ₀＞0是两个设计参数；

和

分别表示z和

的估计值。根据实施例，接着将估计值

用作DG-MPPT-iless中的PI的前馈项。此前馈项改善了DG-MPPT-iless的动态性能。

由于信号

包含二次谐波分量和四次谐波分量，因此，根据实施例，接着在将该信号用作前馈信号之前滤除这样的分量。例如借助于如图13所示的2&4-NOTCH-1形式的陷波滤波器执行此滤波，从而避免谐波失真再注入P的构造。图12示出了此估计器的框图，并且此估计器基于等式(12)。

以上涉及的陷波滤波器的构思在于设计针对谐波失真y_h的估计器，在此情况下，谐波失真主要由二次谐波分量和四次谐波分量组成。然后，如图13所示，从整个污染信号

中减去此估计出的扰动y_h，从而主要得到直流分量。应注意，估计器由调谐在二次谐波(2H-SOHO)和四次谐波(4H-SOHO)处的两个二次谐波振荡器(SOHO)组成，其中，γ₁和γ₂是同时固定陷波滤波器的增益和品质因子的两个正设计参数。

在已知且恒定的基波频率ω₀的情况下，可以将图13中所示的结构缩减成图14中所示的结构。

概括地讲，图15示出了用于单级PV逆变器的改进的DG-MPPT-iless的框图。该方法包括针对

的估计器2H-POW和针对功率的直流分量

的估计器DC-POW，并且使用变量z替代电容器电压v_C。

可以表明，DG-MPPT-iless方案就电容C的不确定性而言是鲁棒的。为此，应注意，可以按照下式计算扰动

与二者的乘积的直流分量，其中，该直流分量在DG-MPPT-iless中用作

的估计，

${<\tilde{p}\tilde{z}>}_0={<(C{<\stackrel{\&CenterDot;}{z}>}_2+{<{\mathrm{ei}}_1>}_2){<z>}_2>}_0$

$={<C{<\stackrel{\&CenterDot;}{z}>}_2{<z>}_2>}_0+{<{<{\mathrm{ei}}_2>}_2{<z>}_2>}_0--\left(13\right)$

$\&cong;{<{<{\mathrm{ei}}_1>}_2{<z>}_2>}_0$

其中，项

在为具有90度的相差的两个信号的乘积时变成零。这主要产生被滤除的不具有直流分量的高次谐波。换句话说，由于在提取乘积

的直流分量期间与C关联的项在稳态下变成零，所以DG-MPPT-iless方法就电容器C的不确定性而言是鲁棒的。基于此构思，甚至可以从DG-MPPT-iless方法中消去与C关联的项。然而，已观察到，该项可防止更高的瞬变，因而，其可对动态响应具有积极影响。

另一方面，已观察到，电容量C的不确定性可产生估计值

的、主要由二次谐波和四次谐波组成的高失真。因此，如图15所示，在将

用作前馈项之前，包括有针对

的、2&4-NOTCH-3形式的额外的陷波滤波器。

如图15所示，该设计还可以包括低通滤波器和PI控制器的比例项k_p。此简单的修改可减轻调制幅值P的纹波。例如，

形式的低通滤波器(LPF)是足够的，其中，τ为时间常数。

此外，可以将图15的DG-MPPT-iless以及图7和图9中示出的使用电流测量的DG-MPPT形式重构为电压基准发生器，正像传统的MPPT那样。为此目的，考虑如下定义：

$v_{\mathrm{ref}}=v_C+\mathrm{\&beta;}\frac{\mathrm{dp}}{\mathrm{dz}}---\left(14\right)$

其中，β为设计参数。

由此，原来为

的至PI控制器的输入将是：

$v_{\mathrm{ref}}-v_C=\mathrm{\&beta;}\frac{\mathrm{dp}}{\mathrm{dz}}---\left(15\right)$

图16示出了DG-MPPT-iless的该替选描述的方案。

换句话说，DG-MPPT-iless方案计算时变增量

其中，将该时变增量与实际电容器电压(或PV电压)v_C相加以形成称为基准电压v_ref的中间变量。现在，PI的目的现在在于保证电容器电压v_C跟随这样的基准v_ref。应注意，该增量直接取决于变化率该变化率

与具有相同的符号。因此，预料到，电容器电压将顺着梯度方向达到MPP。

还可以包括低通滤波器以从信号

中滤除其他纹波并保持这种增量的平稳变化。例如，

形式的一阶滤波器就足够，其中，τ₂为时间常数。

此外，为了在功率的更宽范围内保证良好性能，可以使增益β成为所估计出的功率

的直流分量的函数。

DG-MPPT-iless传送中间基准电压的实施例的优点在于，DG-MPPT-iless可以与还传送电压基准的其他传统MPPT方案结合。应注意，在所有这些情况下，还借助于PI控制器来迫使电容器电压达到该基准。

重构DG-MPPT-iless方案的另一选择在于如下根据

的积分计算电压基准。

$v_{\mathrm{ref}}=\frac{\mathrm{\&beta;}}{s}\left(\frac{\mathrm{dp}}{\mathrm{dz}}\right)---\left(16\right)$

其中，β是设计参数。在此情况下，积分项将会求变量

的积分以产生电压基准v_ref，并且积分处理将会恰好停止在的点处，这恰好发生在MPP处。图17示出了此表示的方案。

可以消去DG-MPPT-iless中的一些项和信号以降低方案的复杂性，而并不危及整体性能。例如，以为除数的除法不影响

的符号，这是因为该除法只是给出了适当的调整，这使得结果略微更加线性。然而，该除法的计算是相当复杂的，因此，可以消去该除法。前馈项允许在大的瞬变期间的较快响应并允许对PI增益的更好调谐。然而，在MPP上的操作期间，对于辐照的较慢变化，此项没有表现出相当大的作用，因此，也可以消去此项。

如上所述，可以消去与电容器功率关联的项

这是因为该项在稳态下变成零。然而，可能需要重新调整PI方案的参数以允许较慢的响应。由于所有这些简化，可以将DG-MPPT-iless相当缩减成如在图18的图中观察到的那样。

从图18可以看出，至系统的输入变量为逆变器的输出电压e、逆变器的输出电流i₁和电容器电压v_C，其中，逆变器的输出电压e可以从电网控制器获得。根据这些变量计算功率信号p和参数z。从p和z提取二次谐波分量，并且将这些分量彼此相乘。此外，从所获得的乘积中提取直流分量，并且该直流分量表示功率相对于变量z的导数。

图19示出了使得基准电压v_ref在可容许的工作区域中均匀增长的又一修改。为此目的，包括用以提取

的符号的函数，稍后对

积分。应注意，通过此修改，会预料到一旦达到MPP就存在另外的轻微振荡，这是因为该轻微振荡在高增益控制器中是常见的。

对于仿真测试，考虑了图8的单相单级式PV逆变器，该单相单级式PV逆变器通过LCL滤波器连接到电网。使用下面的参数设计了此系统：L₁＝2mH、L₀＝833μH、C₀＝10μF和C＝2200μF。此系统包括在1000W/m²的辐照度和25℃的温度下在MPP处产生大约P_MPP＝2680W的功率的一系列PV模块。这对应于在MPP处大约V_MPP＝362V的电压以及i_MPP＝7.36A的电流。电网电压是具有230V_RMS的幅值和ω₀＝100πr/s(f₀＝50Hz)的基波频率的正弦信号。

上述系统通过图16的DG-MPPT-iless和适合的电网控制器来控制。DG-MPPT-iless的比例增益和积分增益已被调谐为k_p＝40和k_i＝75。滤波器2H-QSG-1、2H-DQSG-1和2H-QSG-2的参数被调谐为λ₁＝λ₂＝200，其对应于T_λ1＝T_λ2＝11ms的时间响应。2&4H-NOTCH-1的参数被调谐为γ_1-1＝γ_2-1＝400，其对应于T_γ1-1＝T_γ2-1＝5.5ms。在控制器表达式中，假定基波频率是已知常数ω₀＝100πr/s。因此，我们使用简化后的DG-MPPT-iless的实施。已包括

形式的一阶LPF以对信号

进行滤波，其中，时间常数为τ₂＝0.01s。

的估计器的参数已固定为λ₀＝1000和γ₀＝20。在将

用作前馈项之前，对

应用了2&4-NOTCH-3形式的陷波滤波器，其中，估计增益γ_1-3＝γ_2-3＝25。此外，没有考虑以

为除数的除法。取而代之的是，考虑了在所估计出的功率

的函数中的增益β，此增益对于最大功率为约0.0001，而对于最小功率为约0.003。

为了测试所提出的方案对辐照变化的响应，以如下方式提出了辐照廓线：辐照度遵循偏正弦函数在1/πHz的频率处的形状在400W/m²与1000W/m²之间变化，即，

如图20所示。电池温度已固定于25℃。

图21示出了所提出的DG-MPPT-iless在辐照遵循偏正弦形状从400W/m²变化到1000W/m²时的MPP跟踪能力。左侧是考虑了控制器中的修正值C(即，2200μF)的结果，而右侧是考虑20％失配(即，1760μF)的结果。以黑色表示的实际响应的中间处用灰线表示在不同辐照时的可用MPP的集合。因此，PV产生的功率平均地非常接近最大可用功率。

图22示出了(顶部)PV电流的响应和(底部)PV电压的响应。在左侧上，响应考虑了控制器表达式中的修正值C，而在右侧上，使用了20％的失配。应注意，这两种响应非常相似。

图23示出了电网侧电流i₀和调整后的电网电压v_S/10的响应。应注意，它们的相位都是正弦信号，因而，保证了功率因子(PF)接近1的运算。

图24示出了用于计算电网侧电流基准的调制幅值P的响应。应注意，该信号具有几乎感觉不到的纹波，因此，预期到电网侧电流i₀没有进一步变形，从而保证了较低的总谐波失真(THD)。

以上，光伏系统主要被描述为具有光伏模块。术语“模块”应当被广泛解释成包括任意数量的电池、模块、串或阵列的光伏模块。

对于本领域技术人员而言显而易见的是，随着技术进步，可以以不同的方式实现本发明构思。本发明及其实施例不限于以上描述的示例，而是可以在权利要求的范围内变化。

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Claims (11)

1.一种用于跟踪光伏模块的最大功率点的方法，所述方法包括：

测量所述光伏模块的输出电压(v_C)，

确定连接到所述光伏模块的逆变器的输出电压(e)，

测量连接到所述光伏模块的所述逆变器的输出电流(i₁)，其特征在于，

使用所测量出的所述光伏模块的输出电压定义与电容器能量相关的变量(z)，

从所定义的变量(z)中提取二次谐波分量

使用所定义的变量(z)、所测量出的所述逆变器的输出电流(i₁)和所确定的所述逆变器的输出电压(e)来估计模块输出功率(p)的二次谐波分量

将所获得的二次谐波分量彼此相乘，

从所获得的乘积

中提取直流分量

以及

通过在比例积分算法中使用所提取的直流分量来形成控制信号(P；v_ref)，其中，所述控制信号用于控制连接到所述光伏模块的所述逆变器。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述控制信号(P)的形成包括：

根据所述光伏模块的输出电压、所述逆变器的输出电压和所述逆变器的输出电流来估计所述模块的功率的直流分量

使用所估计出的、所述模块的功率(p)的直流分量

作为前馈信号并从所述前馈信号中减去所述比例积分算法的输出，并且使用所述控制信号(P)作为电流幅值基准。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述控制信号(v_ref)的形成包括：

将所提取的所述直流分量乘以常数(β)，以及

将所述光伏模块的输出电压(v_C)与所获得的乘积相加，以产生所述控制信号(v_ref)。

4.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述控制信号(v_ref)的形成包括：

获取所提取的所述直流分量

的符号，

将所述符号与常数(β)相乘，以及

将所述光伏模块的输出电压(v_C)与所获得的乘积相加，以产生所述控制信号(v_ref)。

5.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述控制信号(v_ref)的形成包括：

对所提取的所述直流分量

求积分，以及

将该积分与常数(β)相乘以产生所述控制信号(v_ref)。

6.根据权利要求3至5中任一项所述的方法，其特征在于，所述方法包括：

使用所述控制信号(v_ref)作为所述逆变器的电压基准，以控制所述光伏模块的输出电压。

7.根据权利要求3至5中任一项所述的方法，其特征在于，所述方法包括：

使用所述控制信号(v_ref)作为比例积分算法的输入，以获得用于控制所述光伏模块的电流幅值的控制信号(P)。

8.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述控制信号(P)的形成包括：

计算与所述电容器能量相关的变量的二次谐波分量的平方，

从所计算出的平方中提取直流分量，

将所述模块的功率的二次谐波分量与所述变量(z)的二次谐波分量的乘积的直流分量除以所述变量(z)的二次谐波的平方的直流分量，以及

将所述除法的结果馈送到比例积分算法，以获得控制信号(P)。

9.根据权利要求1至8中任一项所述的方法，其特征在于，与所述电容器能量相关的变量(z)定义为电容器电压的平方除以二

10.一种用于跟踪光伏模块的最大功率点的设备，所述设备包括：

用于测量所述光伏模块的输出电压(v_C)的装置，

用于确定连接到所述光伏模块的逆变器的输出电压(e)的装置，

用于测量连接到所述光伏模块的所述逆变器的输出电流(i₁)的装置，其特征在于，

用于使用所测量出的所述光伏模块的输出电压定义与电容器能量相关的变量(z)的装置，

用于从所定义的变量(z)中提取二次谐波分量

的装置，

用于使用所定义的变量(z)、所测量出的所述逆变器的输出电流(i₁)和所确定的所述逆变器的输出电压(e)来估计模块输出功率(p)的二次谐波分量

的装置，

用于将所获得的二次谐波分量彼此相乘的装置，

用于从所获得的乘积

中提取直流分量

的装置，以及

用于通过在光伏算法中使用所提取的直流分量形成用于控制连接到所述光伏模块的逆变器的控制信号(P；v_ref)的装置。

11.一种包括权利要求10所述的设备的光伏逆变器。

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