JPH01278266A - 交流電源装置 - Google Patents
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- JPH01278266A JPH01278266A JP63106987A JP10698788A JPH01278266A JP H01278266 A JPH01278266 A JP H01278266A JP 63106987 A JP63106987 A JP 63106987A JP 10698788 A JP10698788 A JP 10698788A JP H01278266 A JPH01278266 A JP H01278266A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明の無停電電源装置（以後ＵＰＳと略す）や燃料電
池発電システムなどのような交流電源装置に関するもの
である。
池発電システムなどのような交流電源装置に関するもの
である。
従来の代表的なＵＰＳの構成を第２図に示す。図におい
て充電器３は商用電源５の電力を直流に変換シ、バッテ
リー２を充電しつつ電圧形インバータ１に直流電力を供
給する。インバータ１はその直流電力を低次高調波の少
い交流電力に変換したのら、リアクトルＬｓとコンデン
サＣｐよりなるフィルタを通して正弦波の交流電力とし
、トランスＴ２により負荷に合った電圧に変圧して、負
荷４に供給する。通常コンピュータなどのＵＰＳの負荷
はノイズを防止するために電源側から絶縁したのち、専
用の接地を取る場合が多く、トランスＴ２は電圧を合わ
せるだけでなく、絶縁の機能上も必要である。
て充電器３は商用電源５の電力を直流に変換シ、バッテ
リー２を充電しつつ電圧形インバータ１に直流電力を供
給する。インバータ１はその直流電力を低次高調波の少
い交流電力に変換したのら、リアクトルＬｓとコンデン
サＣｐよりなるフィルタを通して正弦波の交流電力とし
、トランスＴ２により負荷に合った電圧に変圧して、負
荷４に供給する。通常コンピュータなどのＵＰＳの負荷
はノイズを防止するために電源側から絶縁したのち、専
用の接地を取る場合が多く、トランスＴ２は電圧を合わ
せるだけでなく、絶縁の機能上も必要である。
電源側のトランスＴｌは省略することも多いが、インバ
ータの直流側の電圧が、インバータとバッテリーの経済
性から決まっている場合が多いので、トランスＴ、でそ
の電圧に変圧すると同時に絶縁する場合が多い。このよ
うに従来の最も正統的な設計のＵＰＳでは２つの変圧器
を必要とするため、その重量と寸法が大きく、ＵＰＳの
小形、軽量化を困難としていた。
ータの直流側の電圧が、インバータとバッテリーの経済
性から決まっている場合が多いので、トランスＴ、でそ
の電圧に変圧すると同時に絶縁する場合が多い。このよ
うに従来の最も正統的な設計のＵＰＳでは２つの変圧器
を必要とするため、その重量と寸法が大きく、ＵＰＳの
小形、軽量化を困難としていた。
この問題を解決するため、考え出された新しい方式が第
３図に示す高周波中間リンク方式である。
３図に示す高周波中間リンク方式である。
第３図は文献“インバータの分類とその特性について”
、電気評論、１９８１年１１月号Ｐ９８７〜９９２の第
１４図に示された高周波中間リンクによるＤＣ／ＡＣ変
換器をもとに、第２図と同様の機能を持つＵＰＳを構成
したものである。図においてインバータ１は例えばｆｌ
−１０ＫＨ２の単相矩形波を発生する電圧形インバータ
で、その出力はトランスＴ２で絶縁されたのら、サイク
ロコンバータ６に与えられる。
、電気評論、１９８１年１１月号Ｐ９８７〜９９２の第
１４図に示された高周波中間リンクによるＤＣ／ＡＣ変
換器をもとに、第２図と同様の機能を持つＵＰＳを構成
したものである。図においてインバータ１は例えばｆｌ
−１０ＫＨ２の単相矩形波を発生する電圧形インバータ
で、その出力はトランスＴ２で絶縁されたのら、サイク
ロコンバータ６に与えられる。
サイクロコンバータ６は周波数ｆ、の電力を例えば（、
ｗａ ６０Ｈｚの電力に変換し、リアクトルＬｓとコン
デンサＣｐよりなるフィルタを通して正弦波に変換し、
負荷に供給する。この方式ではトランスＴ２を１０Ｋ）
ｉｚ の周波数で設計できるため、非常に小形・軽量化
できる。
ｗａ ６０Ｈｚの電力に変換し、リアクトルＬｓとコン
デンサＣｐよりなるフィルタを通して正弦波に変換し、
負荷に供給する。この方式ではトランスＴ２を１０Ｋ）
ｉｚ の周波数で設計できるため、非常に小形・軽量化
できる。
しかし充電器の部分は第２図と同様に商用電源周波数ｆ
２のトランスＴ、が必要である。
２のトランスＴ、が必要である。
これを改善すべくさらに発展させたシステムが第４図に
示すものである。これは第３図のＤＣ／ＡＣ変換部が可
逆運転できることに注目し、充電器にも同じ高周波中間
リンク方式を適用したものである。しかしこの方法はト
ランスを小形化できる力ξ商用入力から出力の間に２台
のサイクロコンバータと２台のインバータを通るため、
効率が下り、また変換器の価格が高価となる。従って第
４図の方法は匝理上は可能であっても、経済性と効率の
点から実用価値が少なかった。
示すものである。これは第３図のＤＣ／ＡＣ変換部が可
逆運転できることに注目し、充電器にも同じ高周波中間
リンク方式を適用したものである。しかしこの方法はト
ランスを小形化できる力ξ商用入力から出力の間に２台
のサイクロコンバータと２台のインバータを通るため、
効率が下り、また変換器の価格が高価となる。従って第
４図の方法は匝理上は可能であっても、経済性と効率の
点から実用価値が少なかった。
この欠点を解決すべくさらに新しく考案されたのが文献
ＩＮ置ＥＣ’８７ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｐｒｏｃｅ
ｅｄｉｎｇｓ。
ＩＮ置ＥＣ’８７ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｐｒｏｃｅ
ｅｄｉｎｇｓ。
５ｅｓｓｉｃｎ １２ 、Ｐ５１６〜５２０“Ｓｍａ
ｌｌ ＵＰＳ ｕｓｉｎｇｐｈａｓｅ ｃｏｎｔｒ
ｏｌ”のＦｉｇ、１６ （ｂ）で発表された充電器の不
要な方式である。その方式を本発明の第２〜４図の描き
方にあわせて、第５図に示す。この方式では商用電源５
が正常なときはそれをスイッチＳＷを通して負荷４へそ
のまま供給すると同時に、サイクロコンバータ６がｆｌ
の電力に変換ｔ、、ツレをさらに、インバータｌが直流
電力に変換してバッテリー２を充電している。商用が停
電すると、スイッチＳＷが開す、バッテリーの電力がイ
ンバータ１、サイクロコンバータ６を通って負荷４へ供
給される。この方式は変換器が２台でよいため非常に実
用性が高いが、負荷に供給される電力が商用電源と同じ
電圧、周波数となり、厳密な一定周波数を必要とする用
途には適用できない。
ｌｌ ＵＰＳ ｕｓｉｎｇｐｈａｓｅ ｃｏｎｔｒ
ｏｌ”のＦｉｇ、１６ （ｂ）で発表された充電器の不
要な方式である。その方式を本発明の第２〜４図の描き
方にあわせて、第５図に示す。この方式では商用電源５
が正常なときはそれをスイッチＳＷを通して負荷４へそ
のまま供給すると同時に、サイクロコンバータ６がｆｌ
の電力に変換ｔ、、ツレをさらに、インバータｌが直流
電力に変換してバッテリー２を充電している。商用が停
電すると、スイッチＳＷが開す、バッテリーの電力がイ
ンバータ１、サイクロコンバータ６を通って負荷４へ供
給される。この方式は変換器が２台でよいため非常に実
用性が高いが、負荷に供給される電力が商用電源と同じ
電圧、周波数となり、厳密な一定周波数を必要とする用
途には適用できない。
本発明は第３図、第４図のような従来の高周波中間リン
ク式ＵＰＳの欠点である商用入力から交流出力までの間
に多くの変換器を必要とすることを解決し、少い変換器
で、効率の良い経済的なシステムを実現できる手段を提
供するものである。
ク式ＵＰＳの欠点である商用入力から交流出力までの間
に多くの変換器を必要とすることを解決し、少い変換器
で、効率の良い経済的なシステムを実現できる手段を提
供するものである。
この発明は商用Ｎ源からのエネルギー、バッテリーから
のエネルギー、負荷へのエネルギーの３者を全て共通の
周波数ｆ１の電力をかいしてセリ取りするよう、スター
状の構成とすることにより、必要な変換器の数を少くし
たものである。
のエネルギー、負荷へのエネルギーの３者を全て共通の
周波数ｆ１の電力をかいしてセリ取りするよう、スター
状の構成とすることにより、必要な変換器の数を少くし
たものである。
構成としては、商用１ｉ！源からの電力を第１の変換器
により周波数ｆ１の高周波に変換し、母線Ｂｌに供給す
る。交流母線Ｂ、とバッテリー２の間には、第２の可逆
形友換器があり、交流母線Ｂ、の電力をＡＣ／ＤＣＪ換
してバッテリーを充電したり、また商用電源が停電した
ときには、バッテリーの電力をＤＣ／ＡＣｉ換して、交
流母線Ｂ、へ供給する。
により周波数ｆ１の高周波に変換し、母線Ｂｌに供給す
る。交流母線Ｂ、とバッテリー２の間には、第２の可逆
形友換器があり、交流母線Ｂ、の電力をＡＣ／ＤＣＪ換
してバッテリーを充電したり、また商用電源が停電した
ときには、バッテリーの電力をＤＣ／ＡＣｉ換して、交
流母線Ｂ、へ供給する。
第３の変換器はサイクロコンバータ等を用い上記母線Ｂ
１の電力を周波数ｆ３の電力に変換して負荷４に供給す
る。
１の電力を周波数ｆ３の電力に変換して負荷４に供給す
る。
この構成では商用電源が有る場合は電力は第１の変換器
と第２の変換器の二つの変換器を通って負荷に供給され
る。また、充電電力も第１の変換器と第２の変換器の２
つを通るだけである。また停電したときはバッテリーの
電力が第２の変換器により周波数ｆ、の交流に変換され
たのち、第３の変換器を通って負荷に供給さ１１．る。
と第２の変換器の二つの変換器を通って負荷に供給され
る。また、充電電力も第１の変換器と第２の変換器の２
つを通るだけである。また停電したときはバッテリーの
電力が第２の変換器により周波数ｆ、の交流に変換され
たのち、第３の変換器を通って負荷に供給さ１１．る。
このように本発明では電力は常に二つの変換器を通るだ
けであり、高効率のシステムを提供することができる。
けであり、高効率のシステムを提供することができる。
本発明のブロック図である第１図をもとに具体的な実施
例を第６図に示す。
例を第６図に示す。
第６図においてインバータ１０はトランジスタＱ１〜Ｑ
４とダイオードＤＩ−Ｄ４よりなる矩形波インバータで
、ここでは電圧制御は行なわず、バッテリー２の電圧に
対応した矩形波を母線Ｂ、に供給する。
４とダイオードＤＩ−Ｄ４よりなる矩形波インバータで
、ここでは電圧制御は行なわず、バッテリー２の電圧に
対応した矩形波を母線Ｂ、に供給する。
またインバータ１０はその周波数を固定し、インバータ
１０により、母線Ｂ、の電圧５周波数をシステム全体の
基準として確立させる。
１０により、母線Ｂ、の電圧５周波数をシステム全体の
基準として確立させる。
次にダイオード整流器１】−Ｂとトランジスタインバー
タ１１−ＡおよびコンデンサＣＤよりなる変換器１１は
商用電源５の電力をインバータ１ｏと同じ周波数ｆ１の
電力に変換する。この際インバータ１１−Ａはその出力
電圧のＰＷＭ制御及びその発生電圧の母線Ｂ、の電圧に
対する位相進み角を制御して、母線Ｂ、へ送りこんで電
力を制御し、インバータ】０を通してバッテリー２を充
電する電力とサイクロコンバータ１２を通して負荷へ供
給する電力を調整する。リアクトルＬＡは数％から３０
％Ｐ、Ｕ、程度のインピーダンスのものであるが、こｎ
は母線Ｂ１の非制御の矩形波とインバータ１１−ＡのＰ
ＷＭ波形の相異により流れる高調数を抑制するとともに
、インバータ１１−Ａから母線Ｂｌへ送りこんで電力量
の制御を容易とするものである。
タ１１−ＡおよびコンデンサＣＤよりなる変換器１１は
商用電源５の電力をインバータ１ｏと同じ周波数ｆ１の
電力に変換する。この際インバータ１１−Ａはその出力
電圧のＰＷＭ制御及びその発生電圧の母線Ｂ、の電圧に
対する位相進み角を制御して、母線Ｂ、へ送りこんで電
力を制御し、インバータ】０を通してバッテリー２を充
電する電力とサイクロコンバータ１２を通して負荷へ供
給する電力を調整する。リアクトルＬＡは数％から３０
％Ｐ、Ｕ、程度のインピーダンスのものであるが、こｎ
は母線Ｂ１の非制御の矩形波とインバータ１１−ＡのＰ
ＷＭ波形の相異により流れる高調数を抑制するとともに
、インバータ１１−Ａから母線Ｂｌへ送りこんで電力量
の制御を容易とするものである。
母線Ｂ１の電圧は、バッテリー２とそｎと並列の直流平
滑コンデンサｃＢによりほぼ完全な矩形波に固定されて
いるので、サイクロコンバータ１２はインバータ１１−
Ａとは独立して相互に影響を受けずに動作する。ｆｌが
数ＫＨｚ以上、ｆ３は６０Ｈ２とすると、サイクロコン
バータ１２は自然転流形または自己消弧形のいづれでも
適用できる。ここではスイッチ５ｌ−５６が第７図（ａ
）及び（ｂ）に示すような自己消弧形のスイッチによる
ものでもよい。
滑コンデンサｃＢによりほぼ完全な矩形波に固定されて
いるので、サイクロコンバータ１２はインバータ１１−
Ａとは独立して相互に影響を受けずに動作する。ｆｌが
数ＫＨｚ以上、ｆ３は６０Ｈ２とすると、サイクロコン
バータ１２は自然転流形または自己消弧形のいづれでも
適用できる。ここではスイッチ５ｌ−５６が第７図（ａ
）及び（ｂ）に示すような自己消弧形のスイッチによる
ものでもよい。
第６図の実施例でサイクロコンバータの動作を中心に詳
しく説明する。
しく説明する。
第６図のトランスＴ２のリーケイジインダクタンスを充
分小さく設計すればその２次側にも第８−（ａ１図のよ
うな、母線Ｂ０と同じ矩形波が得られる。
分小さく設計すればその２次側にも第８−（ａ１図のよ
うな、母線Ｂ０と同じ矩形波が得られる。
コンデンサｃＡはサイクロコンバータのスイッチングを
容易にすべく設けたサージアブソーバである。
容易にすべく設けたサージアブソーバである。
まず第８図の最初の半サイクルのようにＶＨ５が正のと
きを考えると、スイッチＳｌをオンにすれば、Ｘ点に正
の電圧が、Ｓ２をオンにするとＸ点に負電圧が得らｎる
。またＶＨ２が負のときは、Ｓｌと８２を入れ替えた制
御をすると同じ電圧がＸ点に得られる。Ｓｌと８２を同
時にオンにすることはトランスの２次側を短絡すること
になるので避ける必要がある。またスイッチＳｌと８２
をともにオフにすることはりアクドルｌ−５ｕの電流通
路がなくなるので避ける必要がある。
きを考えると、スイッチＳｌをオンにすれば、Ｘ点に正
の電圧が、Ｓ２をオンにするとＸ点に負電圧が得らｎる
。またＶＨ２が負のときは、Ｓｌと８２を入れ替えた制
御をすると同じ電圧がＸ点に得られる。Ｓｌと８２を同
時にオンにすることはトランスの２次側を短絡すること
になるので避ける必要がある。またスイッチＳｌと８２
をともにオフにすることはりアクドルｌ−５ｕの電流通
路がなくなるので避ける必要がある。
第８図では図（ａ）のトランスＴ２２次電圧ＶＲ８の半
サイクルに１回のきよ歯状波を図（ｂ）のように発生し
、それと図（ｂ）の点線で示す制御信号の交点によりス
イッチＳ１と８２の切り替えのタイミングを決めている
。第８図の（ｄ）には制御信号が大きくなるにしたがっ
て、Ｘ点の仮想中性点に対する電圧がしだいに大きくな
っている様子を示す。（なお仮想中性点としては、トラ
ンスＴ２の２次巻線の中点を考えるとよい。）この図か
ら分るように、スイッチの切替はきよ歯状波と制御信号
との大小関係および、電圧ＶＨ５の極性により決まるこ
とが分る。
サイクルに１回のきよ歯状波を図（ｂ）のように発生し
、それと図（ｂ）の点線で示す制御信号の交点によりス
イッチＳ１と８２の切り替えのタイミングを決めている
。第８図の（ｄ）には制御信号が大きくなるにしたがっ
て、Ｘ点の仮想中性点に対する電圧がしだいに大きくな
っている様子を示す。（なお仮想中性点としては、トラ
ンスＴ２の２次巻線の中点を考えるとよい。）この図か
ら分るように、スイッチの切替はきよ歯状波と制御信号
との大小関係および、電圧ＶＨ５の極性により決まるこ
とが分る。
今ＲからＳに対し、て正の半周期をＴとすると、Ｔ−１
／（２ｆｔ）であるが、この期間の前半１人はスイッチ
Ｓ１がオン、後半’ｒＢ−Ｔ−ＴＡはスイッチｓ２がオ
ンとすると、Ｘ点の電圧の仮想中性点Ｎに対するこの期
間Ｔの平均電圧は次のようになる。
／（２ｆｔ）であるが、この期間の前半１人はスイッチ
Ｓ１がオン、後半’ｒＢ−Ｔ−ＴＡはスイッチｓ２がオ
ンとすると、Ｘ点の電圧の仮想中性点Ｎに対するこの期
間Ｔの平均電圧は次のようになる。
ＶＸ −ｖ５ （２ＴＡ／Ｔ−１）
但しＶ５はＲ５間の電圧である。こｎからＴＡを制御す
ることにより、Ｘ点の平均電圧を−ｖｓからｖｓの範囲
で貧化させ得ることが分る。
ることにより、Ｘ点の平均電圧を−ｖｓからｖｓの範囲
で貧化させ得ることが分る。
以上は第６図のサイクロコンバータのＵ゛相のみについ
て述べたが、ｖ、ｗ相にも同様のきょ歯状波とのコンパ
レータを設け、それぞれがスイッチＳ３と８４の組及び
Ｓ５と８６の組を制御するようにし、これらの３つのコ
ンパレータに、出力すべき３相電圧に対応した制御信号
を与えることによって、ｘ、ｙ、ｚ点の電圧は平均値が
３相正弦波状に変化するので、フィルタを通った後３相
正弦波が出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗに得られる。
て述べたが、ｖ、ｗ相にも同様のきょ歯状波とのコンパ
レータを設け、それぞれがスイッチＳ３と８４の組及び
Ｓ５と８６の組を制御するようにし、これらの３つのコ
ンパレータに、出力すべき３相電圧に対応した制御信号
を与えることによって、ｘ、ｙ、ｚ点の電圧は平均値が
３相正弦波状に変化するので、フィルタを通った後３相
正弦波が出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗに得られる。
第６図の実施例では、二つのトランスＴＩとＴ２を用い
たが、こｎは第９図に示すように一つのトランスにまと
めることができる。この図では第６図と同じ機能の変換
器を省略し、ブロックで示している。この図において、
変圧器は３つの巻線を有し、変換器１１の出力の大部分
は巻線Ｗ１からＷ２を通ッテサイクロコンバータ１２へ
供給される。またこの出力の一部は巻線Ｗ、を通ってイ
ンバータ１０の逆運転でＡＣ／ＤＣ変換され、バッテリ
ー２を充電する。
たが、こｎは第９図に示すように一つのトランスにまと
めることができる。この図では第６図と同じ機能の変換
器を省略し、ブロックで示している。この図において、
変圧器は３つの巻線を有し、変換器１１の出力の大部分
は巻線Ｗ１からＷ２を通ッテサイクロコンバータ１２へ
供給される。またこの出力の一部は巻線Ｗ、を通ってイ
ンバータ１０の逆運転でＡＣ／ＤＣ変換され、バッテリ
ー２を充電する。
停電した場合はインバータ１０がバッテリーの電力をＤ
Ｃ／ＡＣ変換し、巻線Ｗ３とＷ！を通ってサイクロコン
バータ１２へ供給される。このように第９図の方式では
、電力は常に一つの変圧器しか通らぬため、効率と経済
性が優れている。なお第９図において、巻線Ｗ３を省略
し、インバータ１０の出力を巻線Ｗ１またはＷ２に接続
することも可能である。
Ｃ／ＡＣ変換し、巻線Ｗ３とＷ！を通ってサイクロコン
バータ１２へ供給される。このように第９図の方式では
、電力は常に一つの変圧器しか通らぬため、効率と経済
性が優れている。なお第９図において、巻線Ｗ３を省略
し、インバータ１０の出力を巻線Ｗ１またはＷ２に接続
することも可能である。
以上の説明ではインバータ１０を常に運転する場合につ
いて説明したが、インバータ１ｏは停電時のみ運転する
方式も可能である。このときは第６図においてインバー
タ】０が動作しているときの母線Ｂ１の電圧を安定させ
るために、コンデンサｃＡを４０〜１００％ＰＵと大き
くすることによって、母線Ｂ１の電圧を正弦波状に安定
化させる。また母線Ｂ１の正弦波とインバータ１０の矩
形波との間の電圧差に対応するため、２０〜３０％ＰＵ
のリアクトルをインバータ１０の出力に直列に設けると
よい。サイクロコンバータ１２は母線Ｂ、の変化する単
相正弦波をもとに位相制御を行なって、３相正弦波を発
生する。
いて説明したが、インバータ１ｏは停電時のみ運転する
方式も可能である。このときは第６図においてインバー
タ】０が動作しているときの母線Ｂ１の電圧を安定させ
るために、コンデンサｃＡを４０〜１００％ＰＵと大き
くすることによって、母線Ｂ１の電圧を正弦波状に安定
化させる。また母線Ｂ１の正弦波とインバータ１０の矩
形波との間の電圧差に対応するため、２０〜３０％ＰＵ
のリアクトルをインバータ１０の出力に直列に設けると
よい。サイクロコンバータ１２は母線Ｂ、の変化する単
相正弦波をもとに位相制御を行なって、３相正弦波を発
生する。
この実施例でバッテリー２を充電することもできる。即
ち、インバータ】】−ＡのＰ％ｖＭ制御により母線Ｂ１
の電圧を変化させ、インバータ】０のダイオードＤ１〜
Ｄ４により整流されてバッテリー２を充電する電力を制
御する。（この場合トランジスタＱｌ〜Ｑ４はスイッチ
ングせずオフである）停電した場合はインバータｌＯを
ただちに起Ｄ１シ、母線電圧を確保する。この場合はイ
ンバータの２ｗＭ制御により、バッテリー電圧が変化し
てもＢ１の母線電圧は一定に保つことができる。
ち、インバータ】】−ＡのＰ％ｖＭ制御により母線Ｂ１
の電圧を変化させ、インバータ】０のダイオードＤ１〜
Ｄ４により整流されてバッテリー２を充電する電力を制
御する。（この場合トランジスタＱｌ〜Ｑ４はスイッチ
ングせずオフである）停電した場合はインバータｌＯを
ただちに起Ｄ１シ、母線電圧を確保する。この場合はイ
ンバータの２ｗＭ制御により、バッテリー電圧が変化し
てもＢ１の母線電圧は一定に保つことができる。
以上の実施例ではインバータ１０は単相インバータを用
いる場合について説明したが、サイクロコンバータ１２
は３相正弦波の電源でも動作できることは衆知の事実で
ある。従って第９図のインバータ１０を第】０図に示す
ような３相正弦波インバータにすることができる。第１
０図においてインバータ１０−Ａ 、 １０−８ 、１
０−Ｃはそｎぞれが単相ブリッジインバータで、ｌパル
スＰＷＭ波形のパルス巾制御により、バッテリー２の電
圧変化にかかわらず、コンデンサＣへの電圧を一定に保
つように制御する。
いる場合について説明したが、サイクロコンバータ１２
は３相正弦波の電源でも動作できることは衆知の事実で
ある。従って第９図のインバータ１０を第】０図に示す
ような３相正弦波インバータにすることができる。第１
０図においてインバータ１０−Ａ 、 １０−８ 、１
０−Ｃはそｎぞれが単相ブリッジインバータで、ｌパル
スＰＷＭ波形のパルス巾制御により、バッテリー２の電
圧変化にかかわらず、コンデンサＣへの電圧を一定に保
つように制御する。
変換器１１はその出力電圧のコンデンサｃＡの電圧に対
する進み角を制御することにより、リアクトルＬＡを通
して巻線Ｗ、に注入する電力を制御する。
する進み角を制御することにより、リアクトルＬＡを通
して巻線Ｗ、に注入する電力を制御する。
サイクロコンバータ１２はコンデンサｃＡに確立した安
定な高周波３相電圧をベースに、出力端子Ｕ。
定な高周波３相電圧をベースに、出力端子Ｕ。
ｖ、Ｗに安定な８相６０Ｈｚの電力を供給する。
中間リンクを８相とする方式は比較的低い中間リンク周
波数でも良好な出力波形が得られるので、大容量の電源
に適している。
波数でも良好な出力波形が得られるので、大容量の電源
に適している。
以上第６図の説明では、変換器１１に整流器とインバー
タの組み合せを適用しているが、その替りに第１１図に
示すような８相／２相変換のサイクロコンバータを用い
てもよい。なお第１１図におけるスイッチＳｌから８６
は第７図に示すようなスイッチを用いてもよい。
タの組み合せを適用しているが、その替りに第１１図に
示すような８相／２相変換のサイクロコンバータを用い
てもよい。なお第１１図におけるスイッチＳｌから８６
は第７図に示すようなスイッチを用いてもよい。
次に本発明を具体化するための制御回路の一実施例を第
１２図にもとづき説明する。この例は母線Ｂ、を高周波
ｆ１の単相正弦波とし、その母線電圧をインバータ１０
で定電圧定周波に制御した上で、それを基準としてサイ
クロコンバータ１２とインバータ１１を制御する方式で
ある。簡単化のため変圧器は省略している。
１２図にもとづき説明する。この例は母線Ｂ、を高周波
ｆ１の単相正弦波とし、その母線電圧をインバータ１０
で定電圧定周波に制御した上で、それを基準としてサイ
クロコンバータ１２とインバータ１１を制御する方式で
ある。簡単化のため変圧器は省略している。
インバータ１０は単相ブリッジ構成で、１パルスのＰＷ
Ｍ制御により、母線Ｂ１の電圧を制御する。このインバ
ータの周波数は発振器Ｏ８Ｃで固定されており、電圧基
準ｖＢ＊と電圧センサｖＳ、からのフィトバック信号に
もとづいて、電圧制御ＶＣ！がＰＷＭ。
Ｍ制御により、母線Ｂ１の電圧を制御する。このインバ
ータの周波数は発振器Ｏ８Ｃで固定されており、電圧基
準ｖＢ＊と電圧センサｖＳ、からのフィトバック信号に
もとづいて、電圧制御ＶＣ！がＰＷＭ。
の出力パルス巾を制御して、母線電圧ｖＢを一定値に制
御する。
御する。
サイクロコンバータ１２は母線Ｂ１の正弦波ｍ相ｗカを
位相制御して出力に単相６０Ｈ２の正弦波電力を得る。
位相制御して出力に単相６０Ｈ２の正弦波電力を得る。
出力６０Ｈｚに対し母線Ｂ１の周波数が６００Ｈｚ以上
程度の充分高いものとすると、比較的小さなリアクトル
ＬｓとコンデンサＣｐのフィルタで高調波を充分除去し
、一般に歪率８〜５％以下の正弦波を得ることができる
。このサイクロコンバータの制御回路には出力電流の瞬
時値を制御する電流マイナーループを設けて６る。この
電流マイナーループに出力フィルタコンデンサＣｐに流
すべき電流基準としてＩｃ” Ｉ ｃｍｃｏｓｃｃ＋ｔ
ｍωＣｐＶｃｍｃｏｓｏＪｔを与えることにより無負荷
電圧を確立させる。次に負荷電流ＩＬをフィードフォワ
ードし、負荷の変化にすみやかに追従するようにして、
インピーダンスの低い電圧源としての動作をさせる。最
後に正弦波電圧指令発生回路ＲＥＦでＶｃ ｍＶｃｍｓ
ｉｎωｔを作り、この電圧指令と実際の電圧との差をゼ
ロにすべく、電圧コントローラｖＣ３の制御信号を加え
る。
程度の充分高いものとすると、比較的小さなリアクトル
ＬｓとコンデンサＣｐのフィルタで高調波を充分除去し
、一般に歪率８〜５％以下の正弦波を得ることができる
。このサイクロコンバータの制御回路には出力電流の瞬
時値を制御する電流マイナーループを設けて６る。この
電流マイナーループに出力フィルタコンデンサＣｐに流
すべき電流基準としてＩｃ” Ｉ ｃｍｃｏｓｃｃ＋ｔ
ｍωＣｐＶｃｍｃｏｓｏＪｔを与えることにより無負荷
電圧を確立させる。次に負荷電流ＩＬをフィードフォワ
ードし、負荷の変化にすみやかに追従するようにして、
インピーダンスの低い電圧源としての動作をさせる。最
後に正弦波電圧指令発生回路ＲＥＦでＶｃ ｍＶｃｍｓ
ｉｎωｔを作り、この電圧指令と実際の電圧との差をゼ
ロにすべく、電圧コントローラｖＣ３の制御信号を加え
る。
以上８つの信号の和をリミッタＬＩＭでサイクロコンバ
ータの許容電流値以内に制限してから、上記電流マイナ
ーループの指令値として与えている。
ータの許容電流値以内に制限してから、上記電流マイナ
ーループの指令値として与えている。
このようにして、サイクロコンバータ１２は母線Ｂ１に
確立された単相高周波電源より、６０Ｈｚの正弦波単相
を得ることができる。
確立された単相高周波電源より、６０Ｈｚの正弦波単相
を得ることができる。
次にこのシステムの所要電力を供給するインバータ１１
の制御について説明する。このインバータの周波数と位
相は電圧制御発振器ＶＣＯにより決定される。ｖＣＯの
中心周波数はｆＯ＝ｍｆｌ として設定されており、
ｍカウントのカウンタＣＮＴ、でｆｌの周波数に落して
変調回路ＰＷＭＩへ与えられる。このＰＷＭ回路はｌパ
ルスＰＷＭの信号をインバータ１１へ与え、インバータ
１１の出力電圧を制御する。電圧制御はりアクドルＬＡ
の前の電圧ｖ１の平均値をその指令値Ｖ−に制御するも
ので、電圧コントローラｖＣ１が電圧センサｖＳ１で求
めた平均値にもとづき、信号ｖ、”−ｖ、 を零にす
るように制御している。
の制御について説明する。このインバータの周波数と位
相は電圧制御発振器ＶＣＯにより決定される。ｖＣＯの
中心周波数はｆＯ＝ｍｆｌ として設定されており、
ｍカウントのカウンタＣＮＴ、でｆｌの周波数に落して
変調回路ＰＷＭＩへ与えられる。このＰＷＭ回路はｌパ
ルスＰＷＭの信号をインバータ１１へ与え、インバータ
１１の出力電圧を制御する。電圧制御はりアクドルＬＡ
の前の電圧ｖ１の平均値をその指令値Ｖ−に制御するも
ので、電圧コントローラｖＣ１が電圧センサｖＳ１で求
めた平均値にもとづき、信号ｖ、”−ｖ、 を零にす
るように制御している。
インバータ】ｌの発生雪圧Ｖ、の中心位相をＣＮＴ、か
ら求め、その母線Ｂ１の電圧ｖＢに対する進み角△ψを
位相検出回路ＦＤで求めている。この△ψをシステムの
所要電力に対応してＰＬＬアンプＡ、が制御する。
ら求め、その母線Ｂ１の電圧ｖＢに対する進み角△ψを
位相検出回路ＦＤで求めている。この△ψをシステムの
所要電力に対応してＰＬＬアンプＡ、が制御する。
通常システムの所要電力の大部分はサイクロコンバータ
１２の入力であるので、その電力Ｐ、を掛算器ＭＬＴで
求め、フィルタＦＩＬで平滑化してからこの電力に対応
ｌノだ位相差指令ΔψごとしてＰＬＬアンプＡ１へ与え
ている。
１２の入力であるので、その電力Ｐ、を掛算器ＭＬＴで
求め、フィルタＦＩＬで平滑化してからこの電力に対応
ｌノだ位相差指令ΔψごとしてＰＬＬアンプＡ１へ与え
ている。
次にバッテリー２を充電するため、その電圧指令ｖＤ＊
と現在値ＶＤの差を零にするよう増巾器Ａ２を動作させ
、充ＭＷ力に対応する位相信号Δψ−をＰＬＬアンプＡ
、に与えている。
と現在値ＶＤの差を零にするよう増巾器Ａ２を動作させ
、充ＭＷ力に対応する位相信号Δψ−をＰＬＬアンプＡ
、に与えている。
さらにインバータｌＯの無負荷損失などに見合う位相差
角信号△ψ３＊をバイアスとしてＰＬＬに与えている。
角信号△ψ３＊をバイアスとしてＰＬＬに与えている。
このようにしてＰＬＬアンプＡ、が発振器ＶＣＯの周波
数を微調整することにより、ＩＮＶＩがこのシステムの
所要電力を母線Ｂ、へ供給することがでとる。
数を微調整することにより、ＩＮＶＩがこのシステムの
所要電力を母線Ｂ、へ供給することがでとる。
共通の高周波母線に対し、８つの変換器をスター状に接
続することにより、従来の方式より少い変換器の数で、
高周波リンク式の変換システムを用いた交流Ｎ源装首を
構成できる。その結果、電力変換にともなって通過すべ
き変換器の数が少くなり、効率が向上する。この装置を
無停ＷＭ源システムなどに適用すると、小形、軽量かつ
高効率なシステムを得ることができる。
続することにより、従来の方式より少い変換器の数で、
高周波リンク式の変換システムを用いた交流Ｎ源装首を
構成できる。その結果、電力変換にともなって通過すべ
き変換器の数が少くなり、効率が向上する。この装置を
無停ＷＭ源システムなどに適用すると、小形、軽量かつ
高効率なシステムを得ることができる。
第１図は本発明の一実施例による交流Ｗｍ装置の基本構
成を示すブロック図、第２図から第５図は従来のシステ
ムを示すブロック図、箇６図は本発明の一実施例の主回
路構成図、第７図は本発明のサイクロコンバータ部に用
いるスイッチの例を示す回路図、第８図は本発明のサイ
クロコンバータの動作を説明するための波形図、第９図
、第】０図は本発明の他の実施例の構成を示す図、第】
１図は商用電源を高周波に変換する他の実施例を示す回
路図、第１２図は本発明の制御回路の一例を示すブロッ
ク図である。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
成を示すブロック図、第２図から第５図は従来のシステ
ムを示すブロック図、箇６図は本発明の一実施例の主回
路構成図、第７図は本発明のサイクロコンバータ部に用
いるスイッチの例を示す回路図、第８図は本発明のサイ
クロコンバータの動作を説明するための波形図、第９図
、第】０図は本発明の他の実施例の構成を示す図、第】
１図は商用電源を高周波に変換する他の実施例を示す回
路図、第１２図は本発明の制御回路の一例を示すブロッ
ク図である。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (3)
- （１）第２の周波数を有する交流電源を入力とし、第２
の周波数より高い第１の周波数に変換する第１の変換器
、 直流電源を入力とし、上記第１の周波数の交流電力に変
換する可逆電力の変換可能な第２の変換器、上記第１お
よび第２の変換器の少なくとも一方から供給され、第３
の周波数に変換し負荷に供給する第３の変換器を備えた
交流電源装置。 - （２）３組の巻線を有する変圧器を設け、第１の変換器
の出力を第１の巻線に接続し、第２の変換器の出力を第
２の巻線に接続し、第３の変換器の入力を第３の巻線に
接続したことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
交流電源装置。 - （３）直流電源をバッテリーとすると共に第２の変換器
を電圧形インバータとし、第１の変換器の出力を上記電
圧形インバータの帰還ダイオードで整流して、上記バッ
テリーを充電するようにしたことを特徴とする特許請求
の範囲第１項または第２項記載の交流電源装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63106987A JPH07108092B2 (ja) | 1988-04-27 | 1988-04-27 | 交流電源装置 |
| CA000592977A CA1317635C (en) | 1988-04-27 | 1989-03-07 | A.c. power supply apparatus |
| KR1019890003277A KR910008549B1 (ko) | 1988-04-27 | 1989-03-16 | 교류전원장치 |
| DE3912941A DE3912941A1 (de) | 1988-04-27 | 1989-04-20 | Spannungsversorgungsgeraet |
| US07/798,833 US5198970A (en) | 1988-04-27 | 1991-11-25 | A.C. power supply apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63106987A JPH07108092B2 (ja) | 1988-04-27 | 1988-04-27 | 交流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01278266A true JPH01278266A (ja) | 1989-11-08 |
| JPH07108092B2 JPH07108092B2 (ja) | 1995-11-15 |
Family
ID=14447605
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63106987A Expired - Fee Related JPH07108092B2 (ja) | 1988-04-27 | 1988-04-27 | 交流電源装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07108092B2 (ja) |
| KR (1) | KR910008549B1 (ja) |
| CA (1) | CA1317635C (ja) |
| DE (1) | DE3912941A1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009240157A (ja) * | 2009-07-15 | 2009-10-15 | Yaskawa Electric Corp | Ｐｗｍサイクロコンバータ |
| JP2018514170A (ja) * | 2015-03-25 | 2018-05-31 | サンパワー コーポレイション | コモンモード電圧低減のためのコンバータトポロジー |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4108259A1 (de) * | 1990-03-27 | 1991-10-02 | Oezkan Akdogan | Einrichtung zur unterbrechungsfreien stromversorgung |
| DE4019665C1 (ja) * | 1990-06-20 | 1992-01-02 | Siemens Nixdorf Informationssysteme Ag, 4790 Paderborn, De | |
| DE19538381C2 (de) * | 1995-10-14 | 1999-07-15 | Aeg Energietechnik Gmbh | Anordnung zur unterbrechungsfreien Stromversorgung elektrischer Verbraucher |
| AU763043B2 (en) * | 1998-05-19 | 2003-07-10 | Sure Power Corporation | Power system |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4719550A (en) * | 1986-09-11 | 1988-01-12 | Liebert Corporation | Uninterruptible power supply with energy conversion and enhancement |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3436432A1 (de) * | 1983-10-07 | 1985-05-09 | Canon K.K., Tokio/Tokyo | Brennebenenverschluss |
| US4673825A (en) * | 1985-02-15 | 1987-06-16 | Exide Electronics Corporation | Uninterruptible power supply with isolated bypass winding |
-
1988
- 1988-04-27 JP JP63106987A patent/JPH07108092B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-03-07 CA CA000592977A patent/CA1317635C/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-03-16 KR KR1019890003277A patent/KR910008549B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1989-04-20 DE DE3912941A patent/DE3912941A1/de not_active Ceased
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4719550A (en) * | 1986-09-11 | 1988-01-12 | Liebert Corporation | Uninterruptible power supply with energy conversion and enhancement |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009240157A (ja) * | 2009-07-15 | 2009-10-15 | Yaskawa Electric Corp | Ｐｗｍサイクロコンバータ |
| JP4501122B2 (ja) * | 2009-07-15 | 2010-07-14 | 株式会社安川電機 | Ｐｗｍサイクロコンバータ |
| JP2018514170A (ja) * | 2015-03-25 | 2018-05-31 | サンパワー コーポレイション | コモンモード電圧低減のためのコンバータトポロジー |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3912941A1 (de) | 1989-11-09 |
| KR910008549B1 (ko) | 1991-10-18 |
| JPH07108092B2 (ja) | 1995-11-15 |
| KR890016743A (ko) | 1989-11-30 |
| CA1317635C (en) | 1993-05-11 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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