JPH1014260A - スイッチングモジュールおよびモジュールを用いた電力変換器 - Google Patents

スイッチングモジュールおよびモジュールを用いた電力変換器

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 電力変換器の主回路内の配線インダクタンス
を低減し、装置全体の小型化を達成し得る低損失スナバ
回路を構成できるスイッチングモジュールの提供。 【解決手段】 直列接続の２個の自己消弧素子（Ｓ１，
Ｓ２）と、各自己消弧素子（Ｓ１，Ｓ２）に逆並列接続
されたダイオード（Ｄ１，Ｄ２）と、両自己消弧素子
（Ｓ１，Ｓ２）の接続点にカソードまたはアノードを接
続した第３のダイオード（Ｄｃ１またはＤｃ２）とを具
備し、第１の自己消弧素子（Ｓ１）の正側端子、第２の
自己消弧素子（Ｓ２）の負側端子、および第３のダイオ
ード（Ｄｃ１またはＤｃ２）のアノードまたはカソード
をそれぞれ第１、第２および第３の外部端子（１，２，
３）として導出し、さらに両自己消弧素子（Ｓ１，Ｓ
２）の制御信号用端子（３１，３２）を導出したスイッ
チングモジュール。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、複数の自己消弧素子を
直列に接続して構成されるスイッチングモジュールおよ
びそれを用いて構成される電力変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】図２５に従来から用いられている単一の
自己消弧素子からなるスイッチングモジュールＳＭ０を
示す。このモジュールＳＭ０はＩＧＢＴ（ゲート絶縁型
バイポーラトランジスタ）からなる１個の自己消弧素子
Ｓ１とそれに逆並列に接続された１個のフリーホイーリ
ングダイオードＤ１とから構成されている。自己消弧素
子Ｓ１のコレクタ端子（正側端子）が第１の外部端子１
として導出され、エミッタ端子（負側端子）が第２の外
部端子２として導出され、さらに素子のオン／オフ制御
のためにゲート信号用端子３０が導出されている。
【０００３】このようなモジュールＳＭ０を用いて構成
された従来の中性点クランプ式電力変換器（以下「ＮＰ
Ｃインバータ」と称する）１相分の構成例を図２６に示
す。また、図２６の変換器の回路構成図を図２７に示
す。
【０００４】図２６および２７のＮＰＣインバータは直
列接続の４個のスイッチングモジュール１〜４によって
構成されており、さらに各モジュールはそれぞれ１個の
自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４とそれに個々に逆
並列接続された１個のフリーホイーリングダイオードＤ
１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４とからなっている。モジュール１
〜４は、正側素子の外部端子２と負側素子の外部端子１
とを接続することによって直列接続され、また各素子に
はスナバ回路が接続されている。各スナバ回路は、スナ
バダイオードＤｓと、それに直列接続されるスナバコン
デンサＣｓと、スナバダイオードＤｓに並列接続された
スナバ抵抗Ｒｓとからなっている。各素子の末尾の数字
符号１〜４によって対応するモジュールを示している。
モジュール１および２の接続点とモジュール３および４
の接続点との間に、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４とは逆向き
の極性でクランプダイオードＤｃ１およびＤｃ２が直列
に接続されている。電圧Ｖｄ１ないしＶｄ２のコンデン
サＣｐ１ないしＣｐ２で代表される直流電圧源（電圧Ｖ
ｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２）から正側端子１０、零電圧端子１
１および負側端子１２が導出されている。正負両電源端
子１０，１２の間に直列接続の４個のモジュールが配線
インダクタンスＬ１，Ｌ３を介して接続されている。ま
たクランプダイオードＤｃ１，Ｄｃ２の接続点が零電圧
端子１１に接続されるが、ここにも配線インダクタンス
Ｌ２が示されている。両モジュール２，３の接続点か
ら、変換器としての出力端子２０が導出される。
【０００５】次に図２６，２７のＮＰＣインバータの動
作について説明する。スイッチング動作と各素子の電圧
レベルの関係の一例を以下に示す。この変換器は、自己
消弧素子Ｓ１とＳ２がオンのとき、電圧Ｖｄ１を出力
し、自己消弧素子Ｓ２とＳ３がオンのとき、電圧０を出
力し、自己消弧素子Ｓ３とＳ４がオンのとき、電圧Ｖｄ
２を出力する。説明の簡略化のため、ここでは、Ｖｄ１
＝Ｖｄ２＝Ｖｄ／２とする。
【０００６】ＮＰＣインバータでは、例えば、自己消弧
素子Ｓ１〜Ｓ３が同時にオンしたとすると、直流電圧Ｖ
ｄ１を素子Ｓ１−Ｓ２一Ｓ３−クランプダイオードＤｃ
２の経路で短絡回路が形成され、過大な短絡電流が回路
中の素子に流れる。これを防ぐために、素子Ｓ１とＳ３
を逆動作（一方がオンのとき、他方をオフ）させ、素子
Ｓ２とＳ４についても逆動作させる。
【０００７】次に図２６，２７に示されているスナバ回
路の動作について説明する。スナバ回路は配線インダク
タンスの影響を少なくするために自己消弧素子の近くに
配置される。配線インダクタンスＬ１、自己消弧素子Ｓ
１，Ｓ２を介して電流が流れている状態から、自己消弧
素子Ｓ１をターンオフさせると、図２８に示すように配
線インダクタンスＬ１の残留エネルギーは、スナバダイ
オードＤｓ１を介してスナバコンデンサＣｓ１を充電す
る。コンデンサＣｓ１の端子間電圧は、直流電圧Ｖｄ１
と配線インダクタンスＬ１の残留エネルギーによる電圧
との和となる。コンデンサＣｓ１に充電された電荷は、
図２９に示すように、次に自己消弧素子Ｓ１がターンオ
ンするときにコンデンサＣｓ１→スナバ抵抗Ｒｓ１→自
己消弧素子Ｓ１の経路で放電され、電荷はほぼゼロとな
る。他の自己消弧素子Ｓ２〜Ｓ４においても同様であ
る。
【０００８】図２５に示されているスイッチングモジュ
ールＳＭ０は、自己消弧素子Ｓ１と逆並列ダイオードＤ
１との間の配線長が短くなり、その間の配線インダクタ
ンスを低減させることができるが、モジュールＳＭ０と
他の素子間に必要とする配線のインダクタンスを低減さ
せることはできない。また、図２７の回路構成によるス
ナバ回路では、スナバエネルギーはすべてスナバ抵抗Ｒ
ｓ１〜Ｒｓ４で消費するため効率も悪くなる。
【０００９】これを解決するため、ＮＰＣインバータ用
の低損失スナバ回路が提案されている（１９９５年電気
学会全国大会、Ｎｏ．５、ｐ．３２０、１１７８：「３
レベルインバータ用クランプスナバ方式」）。これを図
３０に示す。
【００１０】図３０は低損失スナバ回路を用いたＮＰＣ
インバータの１相分の主回路構成の一例を示すものであ
る。また、図３０の回路に対して、図２５に示されてい
る従来のスイッチングモジュールを適用したＮＰＣイン
バータの１相分の主回路構成例を図３１に示す。
【００１１】図３０および図３１においては、スナバ回
路要素としては、図２６，２７のインバータの放電型ス
ナバ回路に代わり、スナバダイオードＤｓ１〜Ｄｓ４、
Ｄｓ２２，Ｄｓ３２、スナバコンデンサＣｓ１〜Ｃｓ
４、およびスナバ抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ４が付加されてい
る。
【００１２】図３０，図３１に示されている低損失スナ
バ回路を用いたＮＰＣインバータの動作説明をする。配
線インダクタンスＬ１と素子Ｓ１，Ｓ２を介して電流が
流れている状態から、自己消弧素子Ｓ１をターンオフさ
せると、配線インダクタンスＬ１の残留エネルギーによ
り、自己消弧素子Ｓ１の端子間電圧が上昇する。素子Ｓ
１の端子間電圧がスナバコンデンサＣｓ１の端子間電圧
を超過すると、スナバダイオードＤｓ１に順方向電圧が
加わり、ダイオードＤｓ１が導通状態となる。これによ
り配線インダクタンスＬ１の残留エネルギーがスナバコ
ンデンサＣｓ１に流れ込む。このとき、スナバコンデン
サＣｓ１の端子間電圧が上昇し、直流電圧Ｖｄ１より高
くなると、コンデンサＣｓ１の端子間電圧が電圧Ｖｄ１
に等しくなるように余剰電圧はスナバ抵抗Ｒｓ１により
放電される。
【００１３】これらの状態を図３２および図３３に示
す。自己消弧素子Ｓ１には、スナバコンデンサＣｓ１の
電圧が印加され定常的には直流電圧Ｖｄ１が印加され
る。素子Ｓ１がターンオンした場合、コンデンサＣｓ１
は放電せず、直流電圧Ｖｄ１にクランプされたままとな
る。そのためターンオフ時の余剰電圧分だけが抵抗Ｒｓ
１を介して放電されるので、損失の少ないスナバ回路を
達成することができる。
【００１４】次に、自己消弧素子Ｓ２がターンオフする
ときの動作を説明する。自己消弧素子Ｓ２が導通してお
り、配線インダクタンスＬ２、クランプダイオードＤｃ
１および自己消弧素子Ｓ２を介して通電している状態か
ら、自己消弧素子Ｓ２をターンオフさせると、配線イン
ダクタンスＬ２の残留エネルギーにより自己消弧素子Ｓ
２の端子間電圧が上昇する。素子Ｓ２の端子間電圧がス
ナバコンデンサＣｓ２の端子間電圧を超過すると、スナ
バダイオードＤｓ２が導通状態となり、配線インダクタ
ンスＬ２の残留エネルギーがスナバコンデンサＣｓ２に
流れ込む。これによりスナバコンデンサＣｓ２の端子間
電圧が上昇し、コンデンサＣｓ２の端子間電圧が直流電
圧Ｖｄ２より高くなっても電荷の行き場がないので、充
電されたままになる。この状態を図３４に示す。
【００１５】図３５は、スナバコンデンサＣｓ２の過充
電された電荷を放電する経路を示している。自己消弧素
子Ｓ２が次にターンオンするときは、前記のスイッチン
グ制御に従い素子Ｓ３もオンの状態にある。放電経路
は、コンデンサＣｓ２→自己消弧素子Ｓ２→Ｓ３→クラ
ンプダイオードＤｃ２→直流電源Ｃｐ２→スナバダイオ
ードＤｓ２２→スナバ抵抗Ｒｓ２となり、スナバコンデ
ンサＣｓ２の端子間電圧は電圧Ｖｄ２にクランプされ、
電圧Ｖｄ２よりも高くなった分の電圧だけ、スナバ抵抗
Ｒｓ２を介して放電する。自己消弧素子Ｓ３，Ｓ４のス
ナバ回路も同様である。
【００１６】以上述べた図３０および図３１に示す従来
の低損失スナバ回路には、スナバダイオードＤｓ２２，
Ｄｓ３２が新たに必要になる。このダィオードの働きを
以下に述べる。例えば、自己消弧素子Ｓ１とＳ２が導通
状態にあるとき、自己消弧素子Ｓ１の正側端子、すなわ
ちスナバコンデンサＣｓ２の一端の電位は、直流電圧源
の正側端子１０の電位に等しくなる。もし、スナバダイ
オードＤｓ２２が無いと仮定すると、スナバコンデンサ
Ｃｓ２の他端の電位は、直流電圧源の負側端子１２の電
位に等しくなる。つまり、スナバダイオードＤｓ２２
は、スナバコンデンサＣｓ２に直流の全電圧が印加され
るという事態、すなわち素子Ｓ２に直流電圧源の全電圧
が印加されるという事態を防ぐために必要となるのであ
る。スナバダイオードＤｓ３２も同様に、素子Ｓ３に全
電圧が印加されるのを防ぐ。
【００１７】図３０，図３１に示される従来の低損失ス
ナバ回路を用いたＮＰＣインバータの回路構成では、自
己消弧素子のスイッチングにおいて、オンオフの状態の
組み合わせが素子Ｓ１とＳ２、素子Ｓ２とＳ３、素子Ｓ
３とＳ４でなければならないという問題点がある。そこ
で他のスイッチング制御方式の例として、特開平４−２
９５２７９号の提案がある。
【００１８】この制御方式によれば、出力電流の向きに
より、必要な素子だけをオンさせ、無駄なスイッチング
動作を無くして損失の低減を図ることができる。すなわ
ち、出力電流が正のとき、素子Ｓ１，Ｓ２がオンで電圧
レベルはＶｄ１（＝Ｖｄ／２）、出力電流が正のとき、
素子Ｓ２がオンで電圧レベルは０、出力電流が負のと
き、素子Ｓ３がオンで電圧レベルは０、出力電流が負の
とき、素子Ｓ３，Ｓ４がオンで電圧レベルはＶｄ２（＝
−Ｖｄ／２）となる。
【００１９】言い換えると、出力電流が正の時、素子Ｓ
３とＳ４をオフ状態にし、無駄なスイッチングを行わせ
ない。また、出力電流が負の時、素子Ｓ１とＳ２をオフ
状態にし、無駄なスイッチングを行わせないため、スイ
ッチング損失を低減することができる。
【００２０】しかし、この制御方式を、従来の低損失ス
ナバ回路を用いたＮＰＣインバータに適用しようとする
と、以下の問題が生じる。
【００２１】すなわち、例えば、出力電流が正のとき、
素子Ｓ３とＳ４をオフ状態にしたまま、素子Ｓ２をオン
／オフさせる場合が生じる。この場合、素子Ｓ２をオン
させても素子Ｓ３がオフ状態にあるためスナバコンデン
サＣｓ２の過電圧分は放電されない。したがって、素子
Ｓ２がオフする毎にコンデンサＣｓ２の電圧が上昇し、
最終的には直流電圧源の全電圧（Ｖｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ
２）にまで充電され、その結果、素子Ｓ２が過電圧とな
る。そのため、図３０，図３１に示す低損失スナバ回路
を有するＮＰＣインバータに上記の制御方式を適用する
ことは困難である。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】以上述べたように従来
の電力変換器には次のような問題がある。 １．従来のスイッチングモジュールを用いて電力変換器
を構成した場合、外部配線が長くなり、配線インダクタ
ンスが増大し、その結果、回路動作上の不都合を生ず
る。 ２．配線インダクタンスの影響を少なくするため、スナ
バ回路をスイッチングモジュールにできるだけ近づけて
配置する必要があり、そのためスナバ回路の構成に制約
を受ける。 ３．スイッチングモジュールに近接して設置する従来の
スナバ回路は損失が大きく、変換器の効率が悪くなる。
それに関連して冷却設備が大型にならざるを得ない。 ４．従来の低損失スナバ回路を有する中性点クランプ式
電力変換器では、スイッチング制御上の制約があり、制
御方式によっては、素子に過大な電圧が印加される恐れ
がある。
【００２３】したがって本発明は、第一に、電力変換器
の主回路内の配線インダクタンスを低減し、装置全体の
小型化を達成し、さらに低損失スナバ回路を構成しやす
いスイッチングモジュールを提供することを目的とす
る。
【００２４】本発明は、第二に、熱損失の少ないスナバ
回路を備えた電力変換器を提供することを目的とする。
【００２５】さらに本発明は、自己消弧素子のスイッチ
ング制御方式の制約を受けにくい主回路および低損失ス
ナバ回路を有する電力変換器を提供することを目的とす
る。
【００２６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１記載の発明は、直列接続された第１および第
２の自己消弧素子と、第１の自己消弧素子に逆並列接続
された第１のダイオードと、第２の自己消弧素子に逆並
列接続された第２のダイオードと、第１の自己消弧素子
と第２の自己消弧素子との接続点にカソードを接続した
第３のダイオードとを具備し、第１の外部端子として第
１の自己消弧素子の正側端子を、第２の外部端子として
第２の自己消弧素子の負側端子を、第３の外部端子とし
て第３のダイオードのアノードをそれぞれ導出し、さら
に制御用外部端子として第１および第２の自己消弧素子
の制御信号用端子を導出したことを特徴とするスイッチ
ングモジュールはを要旨とするものである。
【００２７】請求項２記載の発明は、請求項１記載のス
イッチングモジュールにおいて、第４の外部端子として
第１の自己消弧素子と第２の自己消弧素子との接続点を
導出したことを特徴とする。
【００２８】請求項３記載の発明は、請求項１記載のス
イッチングモジュールにおいて、第１の自己消弧素子の
正側端子にアノードを接続した第４のダイオードと、第
２の自己消弧素子の負側端子にカソードを接続した第５
のダイオードとを具備し、第４の外部端子として第４の
ダイオードのカソードを、第５の外部端子として第５の
ダイオードのアノードをそれぞれ導出したことを特徴と
する。
【００２９】請求項４記載の発明は、請求項３記載のス
イッチングモジュールにおいて、第６の外部端子として
第１の自己消弧素子と第２の自己消弧素子との接続点を
導出したことを特徴とする。
【００３０】請求項５記載の発明は、直列接続された第
１および第２の自己消弧素子と、第１の自己消弧素子に
逆並列接続された第１のダイオードと、第２の自己消弧
素子に逆並列接続された第２のダイオードと、第１の自
己消弧素子と第２の自己消弧素子との接続点にアノード
を接続した第３のダイオードとを具備し、第１の外部端
子として第１の自己消弧素子の正側端子を、第２の外部
端子として第２の自己消弧素子の負側端子を、第３の外
部端子として第３のダイオードのカソードをそれぞれ導
出し、さらに制御用外部端子として第１および第２の自
己消弧素子の制御信号用端子を導出したことを特徴とす
るスイッチングモジュールを要旨とするものである。
【００３１】請求項６記載の発明は、請求項５記載のス
イッチングモジュールにおいて、第４の外部端子として
第１の自己消弧素子と第２の自己消弧素子との接続点を
導出したことを特徴とする。
【００３２】請求項７記載の発明は、請求項５記載のス
イッチングモジュールにおいて、第１の自己消弧素子の
正側端子にアノードを接続した第４のダイオードと、第
２の自己消弧素子の負側端子にカソードを接続した第５
のダイオードとを具備し、第４の外部端子として第４の
ダイオードのカソードを、第５の外部端子として第５の
ダイオードのアノードをそれぞれ導出したことを特徴と
する。
【００３３】請求項８記載の発明は、請求項７記載のス
イッチングモジュールにおいて、第６の外部端子として
第１の自己消弧素子と第２の自己消弧素子との接続点を
導出したことを特徴とする。
【００３４】請求項９記載の発明は、請求項１に記載さ
れたスイッチングモジュールを第１のスイッチングモジ
ュールとしてその第２の外部端子と請求項５に記載され
たスイッチングモジュールを第２のスイッチングモジュ
ールとしてその第１の外部端子とを接続してその接続点
から出力端子を導出し、第１のスイッチングモジュール
の第１の外部端子を直流電圧源の正側端子に接続し、第
１のスイッチングモジュールの第３の外部端子と第２の
スイッチングモジュールの第３の外部端子を直流電圧源
の零電圧端子に接続し、第２のスイッチングモジュール
の第２の外部端子を直流電圧源の負側端子に接続する中
性点クランプ式電力変換器において、カソードが第１の
スイッチングモジュールの第３の外部端子に接続された
第１のスナバダイオードと、この第１のスナバダイオー
ドのアノードと第１のスイッチングモジュールの第１の
外部端子との間に接続された第１のスナバコンデンサ
と、第１のスナバダイオードに並列に接続された第１の
スナバ抵抗と、カソードが第１のスイッチングモジュー
ルの第２の外部端子に接続された第２のスナバダイオー
ドと、第１のスイッチングモジュールの第３の外部端子
と第２のスナバダイオードのアノードとの間に接続され
た第２のスナバコンデンサと、第２のスナバダイオード
のアノードと直流電圧源の負側端子との間に接続された
第２のスナバ抵抗と、アノードが第２のスイッチングモ
ジュールの第１の外部端子に接続された第３のスナバダ
イオードと、この第３のスナバダイオードのカソードと
第２のスイッチングモジュールの第３の外部端子との間
に接続された第３のスナバコンデンサと、第３のスナバ
ダイオードのカソードと直流電圧源の正側端子との間に
接続された第３のスナバ抵抗と、アノードが第２のスイ
ッチングモジュールの第３の外部端子に接続された第４
のスナバダイオードと、この第４のスナバダイオードの
カソードと第２のスイッチングモジュールの第２の外部
端子との間に接続された第４のスナバコンデンサと、第
４のスナバダイオードに並列に接続された第４のスナバ
抵抗とを具備したことを特徴とする。
【００３５】請求項１０記載の発明は、直列接続された
第１、第２、第３および第４の自己消弧素子と、これら
第１ないし第４の自己消弧素子にそれぞれ個々に逆並列
接続された第１、第２、第３および第４のダイオードと
を具備し、第１の自己消弧素子の正側端子を直流電圧源
の正側端子に接続し、第４の自己消弧素子の負側端子を
直流電圧源の負側端子に接続し、第２および第３の自己
消弧素子の接続点から出力端子を導出する中性点クラン
プ式電力変換器において、カソードが第１および第２の
自己消弧素子の接続点に、かつアノードが直流電圧源の
零電圧端子に接続された第５のダイオードと、アノード
が第３および第４の自己消弧素子の接続点に、かつカソ
ードが直流電圧源の零電圧端子に接続された第６のダイ
オードと、カソードが第２および第３の自己消弧素子の
接続点に接続された第７のダイオードと、アノードが第
２および第３の自己消弧素子の接続点に接続された第８
のダイオードと、カソードが第５のダイオードのアノー
ドに接続された第９のダイオードと、第９のダイオード
のアノードと第１の自己消弧素子の正側端子との間に接
続された第１のコンデンサと、第９のダイオードに並列
に接続された第１の抵抗と、第５のダイオードのアノー
ドと第７のダイオードのアノードとの間に接続された第
２のコンデンサと、第７のダイオードのアノードと直流
電圧源の負側端子との間に接続された第２の抵抗と、第
８のダイオードのカソードと直流電圧源の正側端子との
間に接続された第３の抵抗と、第６のダイオードのカソ
ードと第８のダイオードのカソードとの間に接続された
第３のコンデンサと、アノードが第６のダイオードのカ
ソードに接続された第１０のダイオードと、この第１０
のダイオードのカソードと第４の自己消弧素子の負側端
子との間に接続された第４のコンデンサと、第１０のダ
イオードに並列に接続された第４の抵抗とを具備したこ
とを特徴とする。
【００３６】請求項１１記載の発明は、請求項３に記載
されたスイッチングモジュールを第１のスイッチングモ
ジュールとしてその第２の外部端子と請求項７に記載さ
れたスイッチングモジュールを第２のスイッチングモジ
ュールとしてその第１の外部端子とを接続してその接続
点から出力端子を導出し、第１のスイッチングモジュー
ルの第１の外部端子を直流電圧源の正側端子に接続し、
第１のスイッチングモジュールの第３の外部端子と第２
のスイッチングモジュールの第３の外部端子を直流電圧
源の零電圧端子に接続し、第２のスイッチングモジュー
ルの第２の外部端子を直流電圧源の負側端子に接続する
中性点クランプ式電力変換器において、第１のスイッチ
ングモジュールの第１および第４の外部端子の間に接続
された第１のスナバ抵抗と、第１のスイッチングモジュ
ールの第３および第４の外部端子の間に接続された第１
のスナバコンデンサと、第１のスイッチングモジュール
の第３および第５の外部端子の間に接続された第２のス
ナバコンデンサと、第１のスイッチングモジュールの第
５の外部端子と直流電圧源の負側端子との間に接続され
る第２のスナバ抵抗と、第２のスイッチングモジュール
の第２および第５の外部端子の間に接続された第３のス
ナバ抵抗と、第２のスイッチングモジュールの第３およ
び第５の外部端子の間に接続された第３のスナバコンデ
ンサと、第２のスイッチングモジュールの第３および第
４の外部端子の間に接続された第４のスナバコンデンサ
と、第２のスイッチングモジュールの第４の外部端子と
直流電圧源の正側端子との間に接続される第４のスナバ
抵抗とを具備したことを特徴とする。
【００３７】請求項１２記載の発明は、直列接続された
第１、第２、第３および第４の自己消弧素子と、これら
第１ないし第４の自己消弧素子にそれぞれ個々に逆並列
接続された第１、第２、第３および第４のダイオードと
を具備し、第１の自己消弧素子の正側端子を直流電圧源
の正側端子に接続し、第４の自己消弧素子の負側端子を
直流電圧源の負側端子に接続し、第２および第３の自己
消弧素子の接続点から出力端子を導出する中性点クラン
プ式電力変換器において、アノードが第１の自己消弧素
子の正側端子に接続された第５のダイオードと、カソー
ドが第１および第２の自己消弧素子の接続点に、かつア
ノードが直流電圧源の零電圧端子に接続された第６のダ
イオードと、カソードが第２および第３の自己消弧素子
の接続点に接続された第７のダイオードと、アノードが
第２および第３の自己消弧素子の接続点に接続された第
８のダイオードと、アノードが第３および第４の自己消
弧素子の接続点に、かつカソードが直流電圧源の零電圧
端子に接続された第９のダイオードと、カソードが第４
の自己消弧素子の負側端子に接続された第１０のダイオ
ードと、第５のダイオードに並列に接続された第１の抵
抗と、第５のダイオードのカソードと第６のダイオード
のアノードとの間に接続された第１のコンデンサと、第
６のダイオードのアノードと第７のダイオードのアノー
ドとの間に接続された第２のコンデンサと、第８のダイ
オードのカソードと第９のダイオードのカソードとの間
に接続された第３のコンデンサと、第９のダイオードの
カソードと第１０のダイオードのアノードとの間に接続
された第４のコンデンサと、第７のダイオードのアノー
ドと直流電圧源の負側端子との間に接続された第２の抵
抗と、第８のダイオードのカソードと直流電圧源の正側
端子との間に接続された第３の抵抗と、第１０のダイオ
ードに並列に接続された第４の抵抗とを具備したことを
特徴とする。
【００３８】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態の構成）図１は本発明の第１の実施形
態によるスイッチングモジュールＳＭ１を示すものであ
る。このモジュールＳＭ１は、図示のごとく例えばＩＧ
ＢＴ（ゲート絶縁型バイポーラトランジスタ）からな
り、直列接続された２個の自己消弧素子Ｓ１およびＳ２
と、各自己消弧素子に個々に逆並列接続されたフリーホ
イリング用ダイオードＤ１およびＤ２と、２個の自己消
弧素子の接続点にカソードを接続したクランプ用ダイオ
ードＤｃ１とからなっている。このモジュールＳＭ１で
は、第１の外部端子１として自己消弧素子Ｓ１のコレク
タすなわち正側端子を、第２の外部端子２として自己消
弧素子Ｓ２のエミッタすなわち負側端子を、第３の外部
端子３としてダイオードＤｃ１のアノードを引き出し、
さらに各自己消弧素子のゲート信号用端子３１および３
２を外部に引き出している。
【００３９】図２はモジュールＳＭ１の構造例を示すも
のである。モジュールＳＭ１の上面中央部に第１〜第３
の外部端子１〜３をほぼ等間隔に、またモジュールＳＭ
１の一段低い両端部にゲート信号用端子３１および３２
を形成している。
【００４０】なお、クランプ用ダイオードＤｃ１を有す
るモジュールＳＭ１は中性点クランプ式電力変換器にお
いて直流電源の正側に接続して用いられる。 （第１の実施形態の作用・効果）電力変換器を構成する
ための２個の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２と３つのダイオー
ドＤ１，Ｄ２，Ｄｃ１を１つのスイッチングモジュール
ＳＭ１とすることにより主回路内の配線インダクタンス
を低減することができる。特にクランプ用ダイオードと
して機能するダイオードＤｃ１と２つの自己消弧素子Ｓ
１，Ｓ２の接続点との間の配線を極小化することにより
低損失スナバ回路を構成しやすいスイッチングモジュー
ルとし、回路全体を小型化することができる。 （第２の実施形態の構成）図３は本発明の第２の実施形
態を示すものである。ここに示すスイッチングモジュー
ルＳＭ２は、図１，図２のモジュールＳＭ１に比較し、
新たに第４の外部端子４として２個の自己消弧素子Ｓ
１，Ｓ２の接続点すなわちダイオードＤｃ１のカソード
を引き出しているのが特徴である。他はモジュールＳＭ
１と変わりがない。
【００４１】図４はモジュールＳＭ２の構造例を示すも
のである。モジュールＳＭ２の上面中央部に第１〜第４
の外部端子１〜４を等間隔に、またモジュールＳＭ２の
上面両端部にゲート信号用端子３１および３２を形成し
ている。 （第２の実施形態の作用・効果）電力変換器を構成する
ための２個の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２と３つのダイオー
ドＤ１，Ｄ２，Ｄｃ１を１つのスイッチングモジュール
ＳＭ２とし、また特に第４の外部端子４を備えることに
より、第１の実施形態の作用・効果に加えて、電力変換
器を構成する際に３レベルの変換器だけでなく２レベル
の変換器をも容易に構成することができるという作用・
効果がある。その場合、２レベル構成の変換器におい
て、第４の外部端子４は出力端子となる。 （第３の実施形態の構成）図５は本発明の第３の実施形
態によるスイッチングモジュールＳＭ３を示すものであ
る。このモジュールＳＭ３は、図１，図２のモジュール
ＳＭ１に比較し、自己消弧素子Ｓ１の正側端子すなわち
コレクタにアノードを接続した第４のダイオードＤｓ
１、および自己消弧素子Ｓ２の負側端子にカソードを接
続した第５のダイオードＤｓ２を付加的に備え、さらに
第４の外部端子４としてダイオードＤｓ１のカソード
を、また第５の外部端子５としてダイオードＤｓ１のア
ノードを引き出しているのが特徴である。
【００４２】図６はモジュールＳＭ３の構造例を示すも
のである。モジュールＳＭ３の上面中央部に第１〜第５
の外部端子１〜５を、またモジュールＳＭ３の上面両端
部にゲート信号用端子３１および３２を形成している。 （第３の実施形態の作用・効果）電力変換器を構成する
２個の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２と５個のダイオードＤ
１，Ｄ２，Ｄｃ１，Ｄｓ１，Ｄｓ２を１個のスイッチン
グモジュールＳＭ３とすることにより、回路内の配線イ
ンダクタンスを低減するものである。特にクランプ用ダ
イオードとして機能する第３のダイオードＤｃ１、並び
にスナバダイオードとして機能する第４および第５のダ
イオードＤｓ１，Ｄｓ２と２つの自己消弧素子Ｓ１，Ｓ
２の接続点との間の配線を極小化し、回路全体を小型化
することができるとともに低損失スナバ回路を構成する
ことができる。 （第４の実施形態の構成）図７は本発明の第４の実施形
態によるスイッチングモジュールＳＭ４を示すものであ
る。このモジュールＳＭ４は、図５，図６のモジュール
ＳＭ３に比較し、第６の外部端子６として両自己消弧素
子Ｓ１，Ｓ２の接続点すなわちダイオードＤｃ１のカソ
ードを引き出したのが特徴である。
【００４３】図８はモジュールＳＭ４の構造例を示すも
のである。モジュールＳＭ４の上面中央部に第１〜第６
の外部端子１〜６を、またモジュールＳＭ４の上面両端
部にゲート信号用端子３１および３２を形成している。 （第４の実施形態の作用・効果）スイッチングモジュー
ルＳＭ４は、図５，６のモジュールＳＭ３に比較し、特
に外部端子６を備えることにより、モジュールを用いて
電力変換器を構成する際に、３レベルの変換器だけでな
く２レベルの変換器をも容易に構成することができる。 （第５の実施形態の構成）図９は本発明の第５の実施形
態によるスイッチングモジュールＳＭ５を示すものであ
る。このモジュールＳＭ５は図１，２のモジュールＳＭ
１におけるダイオードＤｃ１の代わりに、それと逆向き
のダイオードＤｃ２を備えたものに相当する。すなわち
モジュールＳＭ５は直列接続された２個の自己消弧素子
Ｓ３，Ｓ４と、各自己消弧素子に個々に逆並列接続され
たフリーホイリング用ダイオードＤ３，Ｄ４と、２個の
自己消弧素子の接続点にアノードを接続したクランプ用
ダイオードＤｃ２とからなっている。このモジュールＳ
Ｍ５では、第１の外部端子１として自己消弧素子Ｓ３の
コレクタすなわち正側端子を、第２の外部端子２として
自己消弧素子Ｓ４のエミッタすなわち負側端子を、第３
の外部端子３としてダイオードＤｃ２のカソードを引き
出し、また各自己消弧素子のゲート信号用端子３１およ
び３２を外部に引き出している。
【００４４】図１０はモジュールＳＭ５の構造例を示す
ものである。モジュールＳＭ５の上面中央部に第１〜第
３の外部端子１〜３をほぼ等間隔に、またモジュールＳ
Ｍ５の一段低い両端部にゲート信号用端子３１および３
２を形成している。部端子１〜３を備えている。
【００４５】なお、クランプ用ダイオードＤｃ２を有す
るモジュールＳＭ５は中性点クランプ式電力変換器にお
いて直流電源の負側に接続して用いられる。 （第５の実施形態の作用・効果）この実施形態の作用・
効果は図１，２に示す第１の実施形態のそれと同等であ
る。 （第６の実施形態の構成）図１１は本発明の第６の実施
形態を示すものである。ここに示すスイッチングモジュ
ールＳＭ６は、図９，図１０のモジュールＳＭ５との比
較において、新たに第４の外部端子４として２個の自己
消弧素子Ｓ３，Ｓ４の接続点すなわちダイオードＤｃ２
のアノードを引き出しているのが特徴である。他はモジ
ュールＳＭ５と変わりがない。
【００４６】図１２はモジュールＳＭ６の構造例を示す
ものである。モジュールＳＭ６の上面中央部に第１〜第
４の外部端子１〜４を等間隔に、またモジュールＳＭ６
の上面両端部にゲート信号用端子３１および３２を形成
している。 （第６の実施形態の作用・効果）この実施形態の作用・
効果は図３，４に示す第２の実施形態のそれと同等であ
る。 （第７の実施形態の構成）図１３は本発明の第３の実施
形態によるスイッチングモジュールＳＭ７を示すもので
ある。このモジュールＳＭ７は、図１１，図１２のモジ
ュールＳＭ６に比較し、自己消弧素子Ｓ３の正側端子す
なわちコレクタにアノードを接続した第４のダイオード
Ｄｓ３、および自己消弧素子Ｓ４の負側端子にカソード
を接続した第５のダイオードＤｓ４を追加して備え、さ
らに第４の外部端子４としてダイオードＤｓ３のカソー
ドを、また第５の外部端子５としてダイオードＤｓ４の
アノードを引き出しているのが特徴である。
【００４７】図１４はモジュールＳＭ７の構造例を示す
ものである。モジュールＳＭ７の上面中央部に第１〜第
５の外部端子１〜５を、またモジュールＳＭ７の上面両
端部にゲート信号用端子３１および３２を形成してい
る。 （第７の実施形態の作用・効果）この実施形態の作用・
効果は図５，６に示す第３の実施形態のそれと同等であ
る。 （第８の実施形態の構成）図１５は本発明の第８の実施
形態によるスイッチングモジュールＳＭ８を示すもので
ある。このモジュールＳＭ８は、図１３，図１４のモジ
ュールＳＭ７に比較し、第６の外部端子６として両自己
消弧素子Ｓ３，Ｓ４の接続点すなわちダイオードＤｃ２
のアノードを引き出したのが特徴である。
【００４８】図１６はモジュールＳＭ８の構造例を示す
ものである。モジュールＳＭ８の上面中央部に第１〜第
６の外部端子１〜６を、またモジュールＳＭ８の上面両
端部にゲート信号用端子３１および３２を形成してい
る。 （第８の実施形態の作用・効果）この実施形態の作用・
効果は図７，８に示す第４の実施形態のそれと同等であ
る。 （第９の実施形態の構成）図１７は低損失スナバ回路を
具備した本発明のＮＰＣインバータの一実施形態を示す
ものである。図１７は１相分（Ｕ相）の主回路を示し、
三相出力インバータの場合はＶ相およびＷ相も同様に構
成される。
【００４９】図１７に示す電力変換器（インバータ）Ｐ
Ｃ１は、図１，２のスイッチングモジュールＳＭ１と図
９，１０のスイッチングモジュールＳＭ５を直列接続し
て用いられている。各モジュールＳＭ１，ＳＭ５にはス
ナバ回路が接続されている。スナバ回路は、スナバコン
デンサＣｓ１〜Ｃｓ４、スナバダイオードＤｓ１〜ＤＳ
４、およびスナバ抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ４からなっている。
直流電圧源（電圧Ｖｄ）から正側端子１０、零電圧端子
１１および負側端子１２が導出され、正側端子１０と零
電圧端子１１の間、および零電圧端子１１と負側端子１
２の間にそれぞれコンデンサ電圧として図示された電圧
Ｖｄ１，Ｖｄ２の直流電源が示されている。正負両電源
端子１０，１２は直列接続の２個のモジュールの両端、
すなわちモジュールＳＭ１の外部端子１と、モジュール
ＳＭ５の外部端子２に接続される。モジュールＳＭ１の
外部端子２およびモジュールＳＭ５の外部端子１は出力
端子２０に接続される。また両モジュールの外部端子３
はそれぞれ零電圧端子１１に接続されている。これら電
源への配線インダクタンスはそれぞれＬ１〜Ｌ３で示さ
れている。
【００５０】スイッチングモジュールＳＭ１の第３の外
部端子３に第１のスナバダイオードＤｓ１のカソードが
接続され、このスナバダイオードＤｓ１のアノードとス
イッチングモジュールＳＭ１の第１の外部端子１との間
に第１のスナバコンデンサＣｓ１が接続されている。ス
ナバダイオードＤｓ１に並列に第１のスナバ抵抗Ｒｓ１
が接続されている。スイッチングモジュールＳＭ１の第
２の外部端子２に第２のスナバダイオードＤｓ２のカソ
ードが接続され、スイッチングモジュールＳＭ１の第３
の外部端子３とスナバダイオードＤｓ２のアノードとの
間に第２のスナバコンデンサＣｓ２が接続されている。
スナバダイオードＤｓ２のアノードと直流電圧源の負側
端子１２との間に第２のスナバ抵抗Ｒｓ２が接続されて
いる。スイッチングモジュールＳＭ５の第１の外部端子
１に第３のスナバダイオードＤｓ３のアノードが接続さ
れ、そのカソードとスイッチングモジュールＳＭ５の第
３の外部端子３との間に第３のスナバコンデンサＣｓ３
が接続されている。スナバダイオードＤｓ３のカソード
と直流電圧源の正側端子１０との間に第３のスナバ抵抗
Ｒｓ３が接続されている。スイッチングモジュールＳＭ
５の第３の外部端子３に第４のスナバダイオードＤｓ４
のアノードが接続され、そのカソードとスイッチングモ
ジュールＳＭ５の第２の外部端子２との間に第４のスナ
バコンデンサＣｓ４が接続され、さらにスナバダイオー
ドＤｓ４に第４のスナバ抵抗Ｒｓ４が並列に接続されて
いる。 （第９の実施形態の作用）モジュールに限定なく構成さ
れる後述の第１０の実施形態（図１８）の作用と同様で
あり、第１０の実施形態の項で説明する。 （第９の実施形態の効果）図１７の実施形態によれば、
主回路の配線長を短くすることができ、配線によるイン
ダクタンスを低減したＮＰＣインバータの低損失スナバ
回路を提供することができる。また、本発明によるＮＰ
ＣインバータＰＣ１は、従来の低損失スナバ回路を有す
るＮＰＣインバータに対し、自己消弧素子のスイッチン
グ制御が限定されない利点がある。さらに、従来の低損
失スナバ回路において、必要とされていた外部スナバダ
イオードＤｓ２２，Ｄｓ３２（図３０，３１）を不要と
し、ダイオードの数を低減することができるという利点
がある。 （第１０の実施形態の構成）図１８は、低損失スナバ回
路を具備した本発明のＮＰＣインバータＰＣ２の一実施
形態を示している。図１８は１相分（Ｕ相）の主回路を
示し、三相出力インバータの場合はＶ相およびＷ相も同
様に構成される。
【００５１】ここではモジュールを用いることなく、個
々の部品によって回路が構成されている点が図１７のも
のとの相違である。すなわち、図１８のインバータにお
いては、図１７のスイッチングモジュールＳＭ１を、個
々に独立した自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２と、フリーホイー
リングダイオードＤ１，Ｄ２と、クランプダイオードＤ
ｃ１とで置換し、同様にスイッチングモジュールＳＭ５
を、自己消弧素子Ｓ３，Ｓ４と、フリーホイーリングダ
イオードＤ３，Ｄ４と、クランプダイオードＤｃ２とで
置換したものである。したがって図１８の回路構成は実
質的に図１７の回路に等価である。 （第１０の実施形態の作用）スイッチング動作と電圧レ
ベルの関係の一例を以下に示す。自己消弧素子Ｓ１とＳ
２がオンのとき、電圧Ｖｄ１を出力し、自己消弧素子Ｓ
２とＳ３がオンのとき、０の電圧を出力し、自己消弧素
子Ｓ３とＳ４がオンのとき、電圧Ｖｄ２を出力する。説
明の簡略化のため、ここでは、Ｖｄ１＝Ｖｄ２＝Ｖｄ／
２とする。
【００５２】ＮＰＣインバータでは、例えば、自己消弧
素子Ｓ１〜Ｓ３が同時にオンしたとすると、直流電圧Ｖ
ｄ１を素子Ｓ１一Ｓ２一Ｓ３一クランプダイオードＤｃ
２の経路で短絡し、過大な短絡電流が素子に流れる。こ
れを防ぐために、素子Ｓ１とＳ３を逆動作させ、素子Ｓ
２とＳ４を逆動作させる。
【００５３】配線インダクタンスＬ１と素子Ｓ１、Ｓ２
を介して電流が流れている状態を想定する。このとき、
スナバコンデンサＣｓ１の端子間電圧はＶｄ１であり、
すでに充電されている状態にある。自己消弧素子Ｓ１を
ターンオフさせると、配線インダクタンスＬ１の残留エ
ネルギーにより、自己消弧素子Ｓ１の端子間電圧が上昇
する。この端子間電圧がスナバコンデンサＣｓ１の端子
間電圧を超過すると、スナバダイオードＤｓ１に順方向
の電圧が加わり、ダイオードＤｓ１が導通状態となる。
これにより、配線インダクタンスＬ１の残留エネルギー
が図１９に示すようにスナバコンデンサＣｓ１に流れ込
み吸収される。
【００５４】スナバコンデンサＣｓ１の端子間電圧が上
昇しても、直流電圧Ｖｄ１にクランプされているため、
スナバ抵抗Ｒｓ１によりコンデンサＣｓ１の端子間電圧
がＶｄ１に等しくなるように余剰電圧は放電される。こ
の放電の電流経路は図２０に示すように、Ｃｓ１一Ｌ１
一Ｃｐ１一Ｌ２一Ｒｓ１一Ｃｓ１である。自己消弧素子
Ｓ１は、スナバコンデンサＣｓ１の電圧にクランプされ
ているため、自己消弧素子Ｓ１の端子間電圧をほぼ電圧
Ｖｄ１の状態に保つことができる。素子Ｓ１が再びター
ンオンしても、スナバコンデンサＣｓ１は放電せずに電
圧Ｖｄ１の電圧を維持する。このため、スナバ抵抗Ｒｓ
１によって消費される損失は、スナバコンデンサＣｓ１
に充電されていた余剰電圧のみであり、従来の放電型ス
ナバ回路に比べ損失を大幅に低減することができる。
【００５５】自己消弧素子Ｓ２の動作およびそのスナバ
回路の作用も素子Ｓ１の場合と同様である。配線インダ
クタンスＬ２とクランプダイオードＤｃ１、素子Ｓ２，
Ｓ３を介して電流が流れている状態を想定する。このと
き、スナバコンデンサＣｓ２の端子間電圧はＶｄ２であ
り、すでに充電されている状態にある。自己消弧素子Ｓ
２をターンオフさせると、配線インダクタンスＬ２の残
留エネルギーにより、自己消弧素子Ｓ２の端子間電圧が
上昇する。素子Ｓ２の端子間電圧がスナバコンデンサＣ
ｓ２の端子間電圧を超過すると、スナバダイオードＤｓ
２に順方向の電圧が加わり、ダイオードＤｓ２が導通状
態となる。これにより配線インダクタンスＬ２の残留エ
ネルギーがスナバコンデンサＣｓ２に流れ込み吸収され
る。スナバコンデンサＣｓ２の端子間電圧は上昇する
が、電圧Ｖｄ２にクランプされているため、スナバ抵抗
Ｒｓ２により端子間電圧が電圧Ｖｄ２に等しくなるよう
に余剰電圧は放電される。素子Ｓ２が再びターンオンし
ても、スナバコンデンサＣｓ２は放電せずに電圧Ｖｄ２
を維持する。このため、スナバ抵抗Ｒｓ２によって消費
される損失はスナバコンデンサＣｓ２に充電されていた
余剰電圧のみであり、従来の放電型スナバ回路に比べ損
失を大幅に低減することができる。また、従来の低損失
スナバ回路と比較すると、従来の低損失スナバ回路にお
いては、スナバコンデンサＣｓ２に充電されている余剰
電圧が放電されるためには、素子Ｓ２が再びターンオン
となり、かつ、素子Ｓ３もオンの状態でなければならな
い。しかし、本発明による低損失スナバ回路では、素子
Ｓ２の動作状態にかかわらず、スナバコンデンサＣｓ２
および素子Ｓ２の端子間電圧は定常的に直流電圧Ｖｄ２
と等しくなる。
【００５６】自己消弧素子Ｓ３，Ｓ４のスナバ回路につ
いても上記の素子Ｓ３，Ｓ４の場合と同様である。
【００５７】本実施形態によれば、例えば、特開平４−
２９５２７９号公報に開示されている制御方式も適用で
きる。この制御方式によれば、出力電流の向きにより必
要な素子だけオンさせ、無駄なスイッチング動作を無く
して損失の低減を図ることができる。例えば、出力電流
が正のとき素子Ｓ３とＳ４をオフの状態に固定してお
く。また、出力電圧が負のとき素子Ｓ１とＳ２をオフの
状態にしておく。これにより無駄なスイッチングをなく
し、スイッチング損失を低減することができる。
【００５８】この制御方式を本発明によるＮＰＣインバ
ータに適用した場合と従来の低損失スナバ回路を有する
ＮＰＣインバータに適用した場合を比較してみる。例え
ば、出力電流が正で素子Ｓ３とＳ４がオフの状態となっ
ている状態で、素子Ｓ２をオン／オフさせる場合、従来
の低損失スナバ回路では、スナバコンデンサＣｓ２に充
電されている余剰電圧が放電されるためには、素子Ｓ２
が再びターンオンとなり、かつ、素子Ｓ３もオンの状態
でなければスナバコンデンサＣｓ２に充電されている余
剰電圧は放電されない。しかし、本発明による低損失ス
ナバ回路では、素子Ｓ２の動作状態にかかわらず、スナ
バコンデンサＣｓ２の余剰電圧を放電することができ、
スナバコンデンサＣｓ２および素子Ｓ２の端子間電圧は
定常的に直流電圧Ｖｄ２と等しくすることができる。
【００５９】本発明による低損失スナバ回路では、従来
の低損失スナバ回路（図３０，３１）において必要であ
った、スナバダイオードＤｓ２２およびＤｓ３２の必要
がなくなる。図１９の回路において、例えば、自己消弧
素子Ｓ１とＳ２が導通状態にあることを仮定する。この
とき、スナバコンデンサＣｓ２の一方の端子の電位は、
配線インダクタンスＬ２が小さいため、ほぼ直流電圧源
の零電圧端子１１に等しくなる。また、スナバコンデン
サＣｓ２の他方の端子の電位は、直流電圧源の負側端子
１２の電位に等しくなる。この作用により、本発明によ
る低損失スナバ回路においては、従来の低損失スナバ回
路において問題となっていた、スナバコンデンサＣｓ２
に直流電圧の全電圧が印加されることはない。 （第１０の実施形態の効果）図１８の実施形態によれ
ば、ＮＰＣインバータの低損失スナバ回路を提供するこ
とができる。また、本発明によるＮＰＣインバータは、
従来の低損失スナバ回路を持つＮＰＣインバータに対
し、自己消弧素子のスイッチング制御が限定されない利
点がある。さらに、従来の低損失スナバ回路において必
要とされていた外部スナバダイオードＤｓ２２、Ｄｓ３
２を不要とし、ダイオードの数を低減することができる
という利点がある。 （第１１の実施形態の構成）図２１は低損失スナバ回路
を具備した本発明のＮＰＣインバータの別の実施形態を
示すものである。図２１は１相分（Ｕ相）の主回路を示
し、三相出力インバータの場合はＶ相およびＷ相も同様
に構成される。
【００６０】図２１に示すＮＰＣインバータＰＣ３は、
図５，６のスイッチングモジュールＳＭ３と図１３，１
４のスイッチングモジュールＳＭ７を直列接続して用い
られている。各モジュールＳＭ３，ＳＭ７には図１７の
ものとは異なるスナバ回路が接続されている。このスナ
バ回路は、スナバコンデンサＣｓ１〜Ｃｓ４およびスナ
バ抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ４からなっている。ここではスナバ
ダイオードはモジュールに内蔵され、モジュール外でス
ナバダイオードは用いられていない。直流電圧源（電圧
Ｖｄ）から正側端子１０、零電圧端子１１および負側端
子１２が導出され、正側端子１０と零電圧端子１１の
間、および零電圧端子１１と負側端子１２の間にそれぞ
れコンデンサＣｐ１ないしＣｐ２が接続され、コンデン
サＣｐ１，Ｃｐ２の電圧がそれぞれＶｄ１，Ｖｄ２で示
されている。正負両電源端子１０，１２は直列接続の２
個のモジュールの両端、すなわちモジュールＳＭ３の外
部端子１と、モジュールＳＭ７の外部端子２に接続され
る。モジュールＳＭ３の外部端子２およびモジュールＳ
Ｍ７の外部端子１は出力端子２０に接続される。また両
モジュールの外部端子３はそれぞれ零電圧端子１１に接
続されている。これら電源への配線インダクタンスはそ
れぞれＬ１〜Ｌ３で示されている。
【００６１】スイッチングモジュールＳＭ３の第１およ
び第４の外部端子１，４間に第１のスナバ抵抗Ｒｓ１が
接続され、第３および第４の外部端子３，４間に第１の
スナバコンデンサＣｓ１が接続され、第３および第５の
外部端子３，５間に第２のスナバコンデンサＣｓ２が接
続され、第５の外部端子５と電源負側端子１２との間に
第２のスナバ抵抗Ｒｓ２が接続されている。同様に、ス
イッチングモジュールＳＭ７の第４の外部端子４と直流
電圧源の正側端子１０との間に第３のスナバ抵抗Ｒｓ３
が接続され、第３および第４の外部端子３，４間に第３
のスナバコンデンサＣｓ３が接続され、第３および第５
の外部端子３，５間に第４のスナバコンデンサＣｓ４が
接続され、第２および第５の外部端子２，５間に第４の
スナバ抵抗Ｒｓ４が接続されている。 （第１１の実施形態の作用・効果）この実施形態の作用
・効果はモジュールを限定しない後述の第１２の実施形
態（図２２）の作用と同様であり、第１２の実施形態の
項で説明する。 （第１１の実施形態の効果）図２１の実施形態によれ
ば、主回路の配線を短くすることにより、配線によるイ
ンダクタンスを低減したＮＰＣインバータの低損失スナ
バ回路を提供することができる。また、本発明によるＮ
ＰＣインバータは、従来の低損失スナバ回路を持つＮＰ
Ｃインバータに対し、自己消弧素子のスイッチング制御
が限定されない利点がある。さらに、従来の低損失スナ
バ回路において、必要とされていた外部スナバダイオー
ドＤｓ２２、Ｄｓ３２を不要とし、ダイオードの数を低
減することができるという利点がある。 （第１２の実施形態の構成）図２２は、低損失スナバ回
路を具備した本発明のＮＰＣインバータＰＣ４の一実施
形態を示している。図２２は１相分（Ｕ相）の主回路を
示し、三相出力インバータの場合はＶ相、Ｗ相も同様に
構成される。
【００６２】ここではモジュールを用いることなく、個
々の部品によって回路が構成されている点が図２１のも
のと相違する。すなわち、図２２のインバータＰＣ４に
おいては、図２１のスイッチングモジュールＳＭ３を、
個々に独立した自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２と、フリーホイ
ーリングダイオードＤ１，Ｄ２と、クランプダイオード
Ｄｃ１と、スナバダイオードＤｓ１，Ｄｓ２で置換し、
同様にスイッチングモジュールＳＭ５を、自己消弧素子
Ｓ３，Ｓ４と、フリーホイーリングダイオードＤ３，Ｄ
４と、クランプダイオードＤｃ２と、スナバダイオード
Ｄｓ３，Ｄｓ４で置換したものである。したがって図２
２の回路構成は実質的に図２１の回路に等価である。 （第１２の実施形態の作用）図２２に示すインバータＰ
Ｃ４における自己消弧素子のスイッチング動作と電圧レ
ベルの関係の一例を以下に示す。自己消弧素子Ｓ１とＳ
２がオンのとき、電圧Ｖｄ１を出力し、自己消弧素子Ｓ
２とＳ３がオンのとき０電圧を出力し、自己消弧素子Ｓ
３とＳ４がオンのとき、電圧Ｖｄ２を出力する。説明の
簡略化のため、ここでは、Ｖｄ１＝Ｖｄ２＝Ｖｄ／２と
する。
【００６３】ＮＰＣインバータでは、例えば、すでに述
べたように自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ３が同時にオンしたと
すると、直流電圧Ｖｄ１を素子Ｓ１−Ｓ２−Ｓ３一クラ
ンプダイオードＤｃ２の経路で短絡し、過大な短絡電流
が素子に流れる。これを防ぐため、素子Ｓ１とＳ３を逆
動作させ、素子Ｓ２とＳ４を逆動作させる。
【００６４】配線インダクタンスＬ１と素子Ｓ１，Ｓ２
を介して電流が流れている状態を想定する。このとき、
スナバコンデンサＣｓ１の端子間電圧はＶｄ１であり、
すでに充電されている状態にある。自己消弧素子Ｓ１を
ターンオフさせると、配線インダクタンスＬ１の残留エ
ネルギーにより、自己消弧素子Ｓ１の端子間電圧が上昇
する。端子間電圧がスナバコンデンサＣｓ１の端子間電
圧を超過すると、スナバダイオードＤｓ１に順方向の電
圧が加わり、ダイオードＤｓ１が導通状態となる。これ
により、配線インダクタンスＬ１の残留エネルギーがス
ナバコンデンサＣｓ１に流れ込み吸収される。この状態
を図２３に示す。このとき、スナバコンデンサＣｓ１の
端子間電圧は上昇するが、直流電圧Ｖｄ１にクランプさ
れているため、スナバ抵抗Ｒｓ１により、端子間電圧が
Ｖｄ１に等しくなるように余剰電圧は図２４に示される
Ｃｓ１→Ｒｓ１の経路で放電される。自己消弧素子Ｓ１
は、スナバコンデンサＣｓ１の電圧にクランプされてい
るため、自己消弧素子Ｓ１の端子間電圧をほぼＶｄ１に
保つことができる。
【００６５】素子Ｓ１が再びターンオンしても、スナバ
コンデンサＣｓ１は放電せずに電圧Ｖｄ１を維持する。
このため、スナバ抵抗Ｒｓ１によって消費される損失
は、スナバコンデンサＣｓ１に充電されていた余剰電圧
のみであり、従来の放電型のスナバ回路に比べ損失を大
幅に低減することができる。
【００６６】自己消弧素子Ｓ２の動作およびそのスナバ
回路について説明する。配線インダクタンスＬ２とクラ
ンプダイオードＤｃ１、素子Ｓ２，Ｓ３を介して電流が
流れている状態を想定する。このとき、スナバコンデン
サＣｓ２の端子間電圧はＶｄ２であり、すでに充電され
ている状態にある。自己消弧素子Ｓ２をターンオフさせ
ると、配線インダクタンスＬ２の残留エネルギーによ
り、自己消弧素子Ｓ２の端子間電圧が上昇する。素子Ｓ
２の端子間電圧がスナバコンデンサＣｓ２の端子間電圧
を超過すると、スナバダイオードＤｓ２に順方向の電圧
が加わり、ダイオードＤｓ２が導通状態となる。これに
より配線インダクタンスＬ２の残留エネルギーがスナバ
コンデンサＣｓ２に流れ込み吸収される。スナバコンデ
ンサＣｓ２の端子間電圧は上昇するが、電圧Ｖｄ２にク
ランプされているため、スナバ抵抗Ｒｓ２により端子間
電圧がＶｄ２に等しくなるように余剰電圧は放電され
る。素子Ｓ２が再びターンオンしても、スナバコンデン
サＣｓ２は放電せずに電圧Ｖｄ２を維持する。このた
め、スナバ抵抗Ｒｓ２によって消費される損失は、スナ
バコンデンサＣｓ２に充電されていた余剰電圧のみであ
り、従来の放電型のスナバ回路に比べ損失を大幅に低減
することができる。また、従来の低損失スナバ回路と比
較すると、従来の低損失スナバ回路においては、スナバ
コンデンサＣｓ２に充電されている余剰電圧が放電され
るためには、素子Ｓ２が再びターンオンとなり、かつ、
素子Ｓ３もオンの状態でなければならない。しかし、本
発明による低損失スナバ回路では、素子Ｓ２の動作状態
にかかわらず、スナバコンデンサＣｓ２および素子Ｓ２
の端子間電圧は定常的に直流電圧Ｖｄ２に等しくなる。
【００６７】自己消弧素子Ｓ３、Ｓ４のスナバ回路につ
いても上記と同様である。本実施例の構成によれぱ、例
えば、特開平４−２９５２７９号公報に示されている制
御方式も適用できる。この制御方式によれば、出力電流
の向きにより必要な素子だけオンさせ、無駄なスイッチ
ング動作を無くして損失の低減を図ることができる。例
えば、出力電流が正のとき素子Ｓ３とＳ４をオフの状態
に固定しておく。また、出力電圧が負のとき素子Ｓ１と
Ｓ２をオフの状態にしておく。これにより無駄なスイッ
チングをなくし、スイッチング損失を低減することがで
きる。
【００６８】この制御方式を本発明によるＮＰＣインバ
ータに適用した場合と従来の低損失スナバ回路を有する
ＮＰＣインバータに適用した場合とを比較する。例え
ば、出力電流が正で素子Ｓ３とＳ４がオフの状態となっ
ている状態で、素子Ｓ２をオン／オフさせる場合、従来
の低損失スナバ回路においては、スナバコンデンサＣｓ
２に充電されている余剰電圧が放電されるためには、素
子Ｓ２が再びターンオンとなり、かつ、素子Ｓ３もオン
の状態でなければスナバコンデンサＣｓ２に充電されて
いる余剰電圧は放電されない。しかし、本発明による低
損失スナバ回路では、素子Ｓ２の動作状態にかかわら
ず、スナバコンデンサＣｓ２の余剰電圧を放電すること
ができ、スナバコンデンサＣｓ２および素子Ｓ２の端子
間電圧は定常的に直流電圧Ｖｄ２と等しくすることがで
きる。
【００６９】本発明による低損失スナバ回路において
は、従来の低損失スナバ回路（図３０，３１）において
必要であったスナバダイオードＤｓ２２およびＤｓ３２
の必要がない。図２２において、例えば、自己消弧素子
Ｓ１とＳ２が導通状態にあることを仮定する。このと
き、スナバコンデンサＣｓ２の一端の電位は、配線イン
ダクタンスＬ２が小さいため、ほぼ直流電圧源の零電圧
端子１１の電位に等しくなる。また、スナバコンデンサ
Ｃｓ２の他端の電位は直流電圧源の負側端子１２に等し
くなる。この作用により、本発明による低損失スナバ回
路においては、従来の低損失スナバ回路において問題と
なっていた、スナバコンデンサＣｓ２に直流電圧の全電
圧が印加されるということがない。 （第１２の実施形態の効果）図２２の実施形態によれ
ば、ＮＰＣインバータの低損失スナバ回路を提供するこ
とができる。また、発明のＮＰＣインバータは、従来の
低損失スナバ回路を持つＮＰＣインバータに対し、自己
消弧素子のスイッチング制御が限定されない利点があ
る。さらに、従来の低損失スナバ回路において必要とさ
れていた外部スナバダイオードＤｓ２２，Ｄｓ３２を不
要とし、ダイオードの数を低減できるという利点があ
る。
【００７０】
【発明の効果】以上詳述したところから明らかなよう
に、本発明によれば次のような効果を奏することができ
る。 １． 本発明のスイッチングモジュールによれば、外部
配線を最短化し、配線インダクタンスの低減と装置の小
型化を図ることができる。特に、第３のダイオードと自
己消弧素子との間の配線長を最短化することにより、中
性点クランプ式インバータにおける低損失スナバ回路の
構成を容易にするスイッチングモジュールを提供するこ
とができる。また、２レベル出力インバータおよび３レ
ベル出力インバータ（中性点クランプ式インバータ）に
共用できるスイッチングモジュールを提供することがで
き、標準化に適したモジュールを提供することができ
る。 ２． 本発明の低損失スナバ回路を有する中性点クラン
プ式インバータは部品数を低減することができ、さら
に、スナバコンデンサの放電動作においてスイッチング
制御方式に依存せず、熱損失の少ないスナバ回路を備え
た高効率の電力変換器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による第１のスイッチングモジュールの
実施形態を示す内部結線図。
【図２】（ａ）は図１の実施形態の構造を示す平面図、
（ｂ）はその正面図。
【図３】本発明による第２のスイッチングモジュールの
実施形態を示す内部結線図。
【図４】（ａ）は図３の実施形態の構造を示す平面図、
（ｂ）はその正面図。
【図５】本発明による第３のスイッチングモジュールの
実施形態を示す内部結線図。
【図６】（ａ）は図５の実施形態の構造を示す平面図、
（ｂ）はその正面図。
【図７】本発明による第４のスイッチングモジュールの
実施形態を示す内部結線図。
【図８】（ａ）は図７の実施形態の構造を示す平面図、
（ｂ）はその正面図。
【図９】本発明による第５のスイッチングモジュールの
実施形態を示す内部結線図。
【図１０】（ａ）は図９の実施形態の構造を示す平面
図、（ｂ）はその正面図。
【図１１】本発明による第６のスイッチングモジュール
の実施形態を示す内部結線図。
【図１２】（ａ）は図１１の実施形態の構造を示す平面
図、（ｂ）はその正面図。
【図１３】本発明による第７のスイッチングモジュール
の実施形態を示す内部結線図。
【図１４】（ａ）は図１３の実施形態の構造を示す平面
図、（ｂ）はその正面図。
【図１５】本発明による第８のスイッチングモジュール
の実施形態を示す内部結線図。
【図１６】（ａ）は図１５の実施形態の構造を示す平面
図、（ｂ）はその正面図。
【図１７】本発明による第１および第５のスイッチング
モジュールを用いた、低損失スナバ回路を有する中性点
クランプ式電力変換器の一実施形態を示す結線図。
【図１８】本発明による低損失スナバ回路を有する中性
点クランプ式電力変換器の一実施形態を示す回路図。
【図１９】図１８の電力変換器におけるスナバコンデン
サの充電動作を説明するための説明図。
【図２０】図１８の電力変換器におけるスナバコンデン
サとスナバ抵抗による放電動作を説明するための説明
図。
【図２１】本発明による第３および第７のスイッチング
モジュールを用いた、低損失スナバ回路を有する中性点
クランプ式電力変換器の実施形態を示す回路図。
【図２２】本発明による低損失スナバ回路を有する中性
点クランプ式電力変換器の一実施形態を示す回路図。
【図２３】図２２の電力変換器におけるスナバコンデン
サの充電動作を説明するための説明図。
【図２４】図２２の電力変換器におけるスナバコンデン
サとスナバ抵抗による放電動作を説明するための説明
図。
【図２５】従来のスイッチングモジュールの一例を示す
内部結線図。
【図２６】図２５のスイッチングモジュールを用いた中
性点クランブ式電力変換器の主回路構成を示す結線図。
【図２７】図２６の電力変換器の詳細な内部回路構成を
示す結線図。
【図２８】図２７の回路による自己消弧素子のターンオ
フに伴うスナバコンデンサヘの充電動作を説明するため
の説明図。
【図２９】図２７の回路による自己消弧素子のターンオ
ンに伴うスナバコンデンサの放電動作を説明するための
説明図。
【図３０】従来の低損失スナバ回路を有する中性点クラ
ンプ式電力変換器の主回路構成を示す結線図。
【図３１】図３０の電力変換器の主回路に従来のスイッ
チングモジュールを適用した構成例を示す回路図。
【図３２】図３０の低損失スナバ回路における自己消弧
素子のターンオフに伴うスナバコンデンサへの充電動作
を説明するための説明図。
【図３３】図３０の低損失スナバ回路におけるスナバコ
ンデンサの放電動作を説明するための説明図。
【図３４】図３０の低損失スナバ回路における自己消弧
素子のターンオフに伴うスナバコンデンサへの充電動作
を説明するための説明図。
【図３５】図３０の低損失スナバ回路におけるスナバコ
ンデンサの放電動作を説明するための説明図。
【符号の説明】
Ｖｄ，Ｖｄｌ，Ｖｄ２ 直流電圧 ＳＭ１〜ＳＭ８ スイッチングモジュール Ｓ１〜Ｓ４ 自己消弧素子 Ｄｌ〜Ｄ４ フリーホイーリングダイオード Ｄｃ１，Ｄｃ２ クランプダイオード Ｌ１〜Ｌ３ 配線インダクタンス Ｒｓｌ〜Ｒｓ４ スナバ抵抗 Ｃｓｌ〜Ｃｓ４ スナバコンデンサ Ｄｓｌ〜Ｄｓ４、Ｄｓ２２，Ｄｓ３２ スナバダイオー
ド １０ 直流電圧源の正側端子 １１ 直流電圧源の零電圧端子 １２ 直流電圧源の負側端子 ２０ 出力端子

Claims (12)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】直列接続された第１および第２の自己消弧
    素子と、 前記第１の自己消弧素子に逆並列接続された第１のダイ
    オードと、 前記第２の自己消弧素子に逆並列接続された第２のダイ
    オードと、 前記第１の自己消弧素子と前記第２の自己消弧素子との
    接続点にカソードを接続した第３のダイオードとを具備
    し、 第１の外部端子として前記第１の自己消弧素子の正側端
    子を、第２の外部端子として前記第２の自己消弧素子の
    負側端子を、第３の外部端子として前記第３のダイオー
    ドのアノードをそれぞれ導出し、さらに制御用外部端子
    として前記第１および第２の自己消弧素子の制御信号用
    端子を導出したことを特徴とするスイッチングモジュー
    ル。
  2. 【請求項２】請求項１記載のスイッチングモジュールに
    おいて、第４の外部端子として前記第１の自己消弧素子
    と前記第２の自己消弧素子との接続点を導出したことを
    特徴とするスイッチングモジュール。
  3. 【請求項３】請求項１記載のスイッチングモジュールに
    おいて、 前記第１の自己消弧素子の正側端子にアノードを接続し
    た第４のダイオードと、 前記第２の自己消弧素子の負側端子にカソードを接続し
    た第５のダイオードとを具備し、 第４の外部端子として前記第４のダイオードのカソード
    を、第５の外部端子として前記第５のダイオードのアノ
    ードをそれぞれ導出したことを特徴とするスイッチング
    モジュール。
  4. 【請求項４】請求項３記載のスイッチングモジュールに
    おいて、第６の外部端子として前記第１の自己消弧素子
    と前記第２の自己消弧素子との接続点を導出したことを
    特徴とするスイッチングモジュール。
  5. 【請求項５】直列接続された第１および第２の自己消弧
    素子と、 前記第１の自己消弧素子に逆並列接続された第１のダイ
    オードと、 前記第２の自己消弧素子に逆並列接続された第２のダイ
    オードと、 前記第１の自己消弧素子と前記第２の自己消弧素子との
    接続点にアノードを接続した第３のダイオードとを具備
    し、 第１の外部端子として前記第１の自己消弧素子の正側端
    子を、第２の外部端子として前記第２の自己消弧素子の
    負側端子を、第３の外部端子として前記第３のダイオー
    ドのカソードをそれぞれ導出し、さらに制御用外部端子
    として前記第１および第２の自己消弧素子の制御信号用
    端子を導出したことを特徴とするスイッチングモジュー
    ル。
  6. 【請求項６】請求項５記載のスイッチングモジュールに
    おいて、第４の外部端子として前記第１の自己消弧素子
    と前記第２の自己消弧素子との接続点を導出したことを
    特徴とするスイッチングモジュール。
  7. 【請求項７】請求項５記載のスイッチングモジュールに
    おいて、 前記第１の自己消弧素子の正側端子にアノードを接続し
    た第４のダイオードと、 前記第２の自己消弧素子の負側端子にカソードを接続し
    た第５のダイオードとを具備し、 第４の外部端子として前記第４のダイオードのカソード
    を、第５の外部端子として前記第５のダイオードのアノ
    ードをそれぞれ導出したことを特徴とするスイッチング
    モジュール。
  8. 【請求項８】請求項７記載のスイッチングモジュールに
    おいて、第６の外部端子として前記第１の自己消弧素子
    と前記第２の自己消弧素子との接続点を導出したことを
    特徴とするスイッチングモジュール。
  9. 【請求項９】請求項１に記載されたスイッチングモジュ
    ールを第１のスイッチングモジュールとしてその第２の
    外部端子と請求項５に記載されたスイッチングモジュー
    ルを第２のスイッチングモジュールとしてその第１の外
    部端子とを接続してその接続点から出力端子を導出し、
    前記第１のスイッチングモジュールの第１の外部端子を
    直流電圧源の正側端子に接続し、前記第１のスイッチン
    グモジュールの第３の外部端子と前記第２のスイッチン
    グモジュールの第３の外部端子を前記直流電圧源の零電
    圧端子に接続し、前記第２のスイッチングモジュールの
    第２の外部端子を前記直流電圧源の負側端子に接続する
    中性点クランプ式電力変換器において、 カソードが前記第１のスイッチングモジュールの第３の
    外部端子に接続された第１のスナバダイオードと、 この第１のスナバダイオードのアノードと前記第１のス
    イッチングモジュールの第１の外部端子との間に接続さ
    れた第１のスナバコンデンサと、 前記第１のスナバダイオードに並列に接続された第１の
    スナバ抵抗と、 カソードが前記第１のスイッチングモジュールの第２の
    外部端子に接続された第２のスナバダイオードと、 前記第１のスイッチングモジュールの第３の外部端子と
    前記第２のスナバダイオードのアノードとの間に接続さ
    れた第２のスナバコンデンサと、 前記第２のスナバダイオードのアノードと前記直流電圧
    源の負側端子との間に接続された第２のスナバ抵抗と、 アノードが前記第２のスイッチングモジュールの第１の
    外部端子に接続された第３のスナバダイオードと、 この第３のスナバダイオードのカソードと前記第２のス
    イッチングモジュールの第３の外部端子との間に接続さ
    れた第３のスナバコンデンサと、 前記第３のスナバダイオードのカソードと前記直流電圧
    源の正側端子との間に接続された第３のスナバ抵抗と、 アノードが前記第２のスイッチングモジュールの第３の
    外部端子に接続された第４のスナバダイオードと、 この第４のスナバダイオードのカソードと前記第２のス
    イッチングモジュールの第２の外部端子との間に接続さ
    れた第４のスナバコンデンサと、 前記第４のスナバダイオードに並列に接続された第４の
    スナバ抵抗とを具備したことを特徴とする中性点クラン
    プ式電力変換器。
  10. 【請求項１０】直列接続された第１、第２、第３および
    第４の自己消弧素子と、これら第１ないし第４の自己消
    弧素子にそれぞれ個々に逆並列接続された第１、第２、
    第３および第４のダイオードとを具備し、前記第１の自
    己消弧素子の正側端子を直流電圧源の正側端子に接続
    し、前記第４の自己消弧素子の負側端子を前記直流電圧
    源の負側端子に接続し、前記第２および第３の自己消弧
    素子の接続点から出力端子を導出する中性点クランプ式
    電力変換器において、 カソードが前記第１および第２の自己消弧素子の接続点
    に、かつアノードが前記直流電圧源の零電圧端子に接続
    された第５のダイオードと、 アノードが前記第３および第４の自己消弧素子の接続点
    に、かつカソードが前記直流電圧源の零電圧端子に接続
    された第６のダイオードと、 カソードが前記第２および第３の自己消弧素子の接続点
    に接続された第７のダイオードと、 アノードが前記第２および第３の自己消弧素子の接続点
    に接続された第８のダイオードと、 カソードが前記第５のダイオードのアノードに接続され
    た第９のダイオードと、 前記第９のダイオードのアノードと前記第１の自己消弧
    素子の正側端子との間に接続された第１のコンデンサ
    と、 前記第９のダイオードに並列に接続された第１の抵抗
    と、 前記第５のダイオードのアノードと前記第７のダイオー
    ドのアノードとの間に接続された第２のコンデンサと、 前記第７のダイオードのアノードと前記直流電圧源の負
    側端子との間に接続された第２の抵抗と、 前記第８のダイオードのカソードと前記直流電圧源の正
    側端子との間に接続された第３の抵抗と、 前記第６のダイオードのカソードと前記第８のダイオー
    ドのカソードとの間に接続された第３のコンデンサと、 アノードが前記第６のダイオードのカソードに接続され
    た第１０のダイオードと、 この第１０のダイオードのカソードと前記第４の自己消
    弧素子の負側端子との間に接続された第４のコンデンサ
    と、 前記第１０のダイオードに並列に接続された第４の抵抗
    とを具備したことを特徴とする中性点クランプ式電力変
    換器。
  11. 【請求項１１】請求項３に記載されたスイッチングモジ
    ュールを第１のスイッチングモジュールとしてその第２
    の外部端子と請求項７に記載されたスイッチングモジュ
    ールを第２のスイッチングモジュールとしてその第１の
    外部端子とを接続してその接続点から出力端子を導出
    し、前記第１のスイッチングモジュールの第１の外部端
    子を直流電圧源の正側端子に接続し、前記第１のスイッ
    チングモジュールの第３の外部端子と前記第２のスイッ
    チングモジュールの第３の外部端子を前記直流電圧源の
    零電圧端子に接続し、前記第２のスイッチングモジュー
    ルの第２の外部端子を前記直流電圧源の負側端子に接続
    する中性点クランプ式電力変換器において、 前記第１のスイッチングモジュールの第１および第４の
    外部端子の間に接続された第１のスナバ抵抗と、 前記第１のスイッチングモジュールの第３および第４の
    外部端子の間に接続された第１のスナバコンデンサと、 前記第１のスイッチングモジュールの第３および第５の
    外部端子の間に接続された第２のスナバコンデンサと、 前記第１のスイッチングモジュールの第５の外部端子と
    前記直流電圧源の負側端子との間に接続される第２のス
    ナバ抵抗と、 前記第２のスイッチングモジュールの第２および第５の
    外部端子の間に接続された第３のスナバ抵抗と、 前記第２のスイッチングモジュールの第３および第５の
    外部端子の間に接続された第３のスナバコンデンサと、 前記第２のスイッチングモジュールの第３および第４の
    外部端子の間に接続された第４のスナバコンデンサと、 前記第２のスイッチングモジュールの第４の外部端子と
    前記直流電圧源の正側端子との間に接続される第４のス
    ナバ抵抗とを具備したことを特徴とする中性点クランプ
    式電力変換器。
  12. 【請求項１２】直列接続された第１、第２、第３および
    第４の自己消弧素子と、これら第１ないし第４の自己消
    弧素子にそれぞれ個々に逆並列接続された第１、第２、
    第３および第４のダイオードとを具備し、前記第１の自
    己消弧素子の正側端子を直流電圧源の正側端子に接続
    し、前記第４の自己消弧素子の負側端子を前記直流電圧
    源の負側端子に接続し、前記第２および第３の自己消弧
    素子の接続点から出力端子を導出する中性点クランプ式
    電力変換器において、 アノードが前記第１の自己消弧素子の正側端子に接続さ
    れた第５のダイオードと、 カソードが前記第１および第２の自己消弧素子の接続点
    に、かつアノードが前記直流電圧源の零電圧端子に接続
    された第６のダイオードと、 カソードが前記第２および第３の自己消弧素子の接続点
    に接続された第７のダイオードと、 アノードが前記第２および第３の自己消弧素子の接続点
    に接続された第８のダイオードと、 アノードが前記第３および第４の自己消弧素子の接続点
    に、かつカソードが前記直流電圧源の零電圧端子に接続
    された第９のダイオードと、 カソードが前記第４の自己消弧素子の負側端子に接続さ
    れた第１０のダイオードと、 前記第５のダイオードに並列に接続された第１の抵抗
    と、 前記第５のダイオードのカソードと前記第６のダイオー
    ドのアノードとの間に接続された第１のコンデンサと、 前記第６のダイオードのアノードと前記第７のダイオー
    ドのアノードとの間に接続された第２のコンデンサと、 前記第８のダイオードのカソードと前記第９のダイオー
    ドのカソードとの間に接続された第３のコンデンサと、 前記第９のダイオードのカソードと前記第１０のダイオ
    ードのアノードとの間に接続された第４のコンデンサ
    と、 前記第７のダイオードのアノードと前記直流電圧源の負
    側端子との間に接続された第２の抵抗と、 前記第８のダイオードのカソードと前記直流電圧源の正
    側端子との間に接続された第３の抵抗と、 前記第１０のダイオードに並列に接続された第４の抵抗
    とを具備したことを特徴とする中性点クランプ式電力変
    換器。
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DE19758592A DE19758592B4 (de) 1996-06-18 1997-06-18 Verwendung von Schaltmodulen in einem Leistungsumrichter
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Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006246576A (ja) * 2005-03-01 2006-09-14 Fuji Electric Holdings Co Ltd マルチレベルインバータ
WO2008075418A1 (ja) * 2006-12-20 2008-06-26 Mitsubishi Electric Corporation ３レベル電力変換装置
JP2011223664A (ja) * 2010-04-06 2011-11-04 Fuji Electric Co Ltd パワー半導体モジュール及びそれを用いた電力変換装置
WO2012169521A1 (ja) * 2011-06-10 2012-12-13 富士電機株式会社 半導体モジュール、上下アームキットおよび３レベルインバータ
WO2013030956A1 (ja) * 2011-08-30 2013-03-07 三菱電機株式会社 半導体装置
JP2020167748A (ja) * 2018-02-25 2020-10-08 新電元工業株式会社 パワーモジュール、スイッチング電源及びパワーコントロールユニット

Families Citing this family (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3900220B2 (ja) * 1997-10-28 2007-04-04 株式会社安川電機 ３レベル中性点クランプ式インバータ回路を有するインバータ装置
JP3383588B2 (ja) * 1998-08-04 2003-03-04 株式会社東芝 電力変換装置
JP3745561B2 (ja) * 1999-06-28 2006-02-15 東芝三菱電機産業システム株式会社 多レベル中性点電位固定型電力変換装置
US6137703A (en) * 1999-11-23 2000-10-24 Otis Elevator Company Clamped bidirectional power switches
DE10014641C2 (de) * 2000-03-24 2002-03-07 Siemens Ag Schaltungsanordnung mit einem bidirektionalen Leistungsschalter in Common Kollektor Mode und mit einer aktiven Überspannungsschutzvorrichtung
JP3073273U (ja) * 2000-05-16 2000-11-14 船井電機株式会社 光ピックアップ装置
US6795323B2 (en) * 2000-12-07 2004-09-21 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki Three-level neutral point clamping pwn inverter and neutral point voltage controller
EP1588589A1 (en) * 2003-01-14 2005-10-26 Koninklijke Philips Electronics N.V. Three-level dc-ac converter
TWI225727B (en) * 2003-05-22 2004-12-21 Cn 092113910
US6838925B1 (en) * 2003-10-07 2005-01-04 American Power Conversion Corporation Three level inverter
US7995362B2 (en) * 2005-06-15 2011-08-09 Ameritherm, Inc. High voltage full bridge circuit and method for operating the same
WO2006138477A2 (en) * 2005-06-15 2006-12-28 Ameritherm, Inc. High voltage full bridge circuit and method for operating the same
DE102010008426B4 (de) * 2010-02-18 2011-09-01 Hochschule Konstanz 3-Stufen-Pulswechselrichter mit Entlastungsnetzwerk
JP5494147B2 (ja) * 2010-04-06 2014-05-14 富士電機株式会社 パワー半導体モジュール及びそれを用いた電力変換装置
JP5218541B2 (ja) * 2010-12-14 2013-06-26 株式会社デンソー スイッチングモジュール
CN102832796A (zh) * 2011-06-15 2012-12-19 力博特公司 缓冲电路和具有该缓冲电路的逆变器
US8947064B2 (en) 2011-09-20 2015-02-03 Infineon Technologies Austria Ag System and method for driving an electronic switch dependent on temperature
US8867248B2 (en) 2011-12-20 2014-10-21 Kohler Co. High-efficiency, three-level, single-phase inverter
AT512409B1 (de) * 2012-02-06 2013-08-15 Fronius Int Gmbh Ac/dc-spannungswandler und betriebsverfahren hierfür
DE102012217905B3 (de) * 2012-10-01 2013-11-07 Semikron Elektronik Gmbh & Co. Kg 3-Level-Stromrichterhalbbrücke
US8847328B1 (en) 2013-03-08 2014-09-30 Ixys Corporation Module and assembly with dual DC-links for three-level NPC applications
CN105226960B (zh) * 2014-05-28 2018-03-20 台达电子企业管理（上海）有限公司 功率模块
JP6304017B2 (ja) * 2014-12-18 2018-04-04 三菱電機株式会社 半導体装置
US10063161B2 (en) * 2016-10-18 2018-08-28 Abb Schweiz Ag Active neutral point clamped converter control system and method
FI3568915T3 (fi) 2017-01-13 2023-07-20 Siemens Energy AS Dc-virrankytkentäkokoonpano ja -menetelmä
JP6761908B2 (ja) * 2017-08-31 2020-09-30 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
US11711025B2 (en) * 2018-02-20 2023-07-25 Mitsubishi Electric Corporation Power semiconductor module and power conversion apparatus including the same
EP3905506A4 (en) * 2018-12-27 2022-02-16 Toshiba Infrastructure Systems & Solutions Corporation CURRENT CONVERSION DEVICE
EP3719997A1 (de) * 2019-04-01 2020-10-07 Siemens Aktiengesellschaft Beschaltung eines halbleiterschalters
EP3761492B1 (en) * 2019-07-05 2023-01-04 Infineon Technologies AG Snubber circuit and power semiconductor module with snubber circuit
CN212324008U (zh) * 2020-04-20 2021-01-08 阳光电源股份有限公司 一种逆变器及其功率单元和功率模块
US10965221B1 (en) * 2020-09-01 2021-03-30 King Abdulaziz University Switched capacitor based boost inverter topology with a higher number of levels and higher voltage gain
US11159095B1 (en) * 2020-11-12 2021-10-26 King Abdulaziz University 11-level boost active neutral point clamped inverter topology with higher voltage gain

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA1143787A (en) * 1978-09-21 1983-03-29 Richard H. Baker Bridge converter circuit
US4686618A (en) * 1986-03-17 1987-08-11 General Electric Company Fault protection for GTO voltage-source inverters
FI880817A (fi) * 1987-07-17 1989-01-18 Siemens Ag Anordning foer koppling med laog foerlust av ett halvledarkopplingselement i en trepunktvaexelriktare.
DE3743436C1 (de) * 1987-12-21 1989-05-11 Siemens Ag Schaltentlasteter,verlustarmer Dreipunktwechselrichter
US5731970A (en) * 1989-12-22 1998-03-24 Hitachi, Ltd. Power conversion device and semiconductor module suitable for use in the device
JP3325030B2 (ja) * 1991-06-06 2002-09-17 三菱電機株式会社 ３レベルインバータ装置
EP1492220A3 (en) * 1991-09-20 2005-03-09 Hitachi, Ltd. IGBT-module
US5444594A (en) * 1992-02-07 1995-08-22 Kabushiki Kaisha Toshiba Snubber energy recovery circuit for protecting switching devices from voltage and current
JP2957407B2 (ja) * 1994-01-24 1999-10-04 三菱電機株式会社 ３レベルインバータ装置
JP3391095B2 (ja) * 1994-05-17 2003-03-31 富士電機株式会社 電力変換装置の制御方法
US5811878A (en) * 1996-07-09 1998-09-22 Asea Brown Boveri Ag High-power semiconductor module

Cited By (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006246576A (ja) * 2005-03-01 2006-09-14 Fuji Electric Holdings Co Ltd マルチレベルインバータ
WO2008075418A1 (ja) * 2006-12-20 2008-06-26 Mitsubishi Electric Corporation ３レベル電力変換装置
JPWO2008075418A1 (ja) * 2006-12-20 2010-04-02 三菱電機株式会社 ３レベル電力変換装置
US8111530B2 (en) 2006-12-20 2012-02-07 Mitsubishi Electric Corporation 3-level power converter
JP2011223664A (ja) * 2010-04-06 2011-11-04 Fuji Electric Co Ltd パワー半導体モジュール及びそれを用いた電力変換装置
US9685888B2 (en) 2011-06-10 2017-06-20 Fuji Electric Co., Ltd. Semiconductor module, upper and lower arm kit, and three-level inverter
WO2012169521A1 (ja) * 2011-06-10 2012-12-13 富士電機株式会社 半導体モジュール、上下アームキットおよび３レベルインバータ
US10003280B2 (en) 2011-06-10 2018-06-19 Fuji Electric Co., Ltd. Semiconductor module, upper and lower arm kit, and three-level inverter
JPWO2012169521A1 (ja) * 2011-06-10 2015-02-23 富士電機株式会社 半導体モジュール、上下アームキットおよび３レベルインバータ
WO2013030956A1 (ja) * 2011-08-30 2013-03-07 三菱電機株式会社 半導体装置
US9076836B2 (en) 2011-08-30 2015-07-07 Mitsubishi Electric Corporation Semiconductor device
KR101521397B1 (ko) * 2011-08-30 2015-05-18 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 반도체 장치
JP5665997B2 (ja) * 2011-08-30 2015-02-04 三菱電機株式会社 半導体装置
JP2020167748A (ja) * 2018-02-25 2020-10-08 新電元工業株式会社 パワーモジュール、スイッチング電源及びパワーコントロールユニット

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