JP3391095B2 - 電力変換装置の制御方法 - Google Patents
電力変換装置の制御方法Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流電源の両極間に直
列接続されて各々にスナバ回路を設けた４個のスイッチ
ング素子を各相に有し、かつ、出力端子に接続されるス
イッチング素子の非出力端子側が、スナバ回路を有する
ダイオードを介して直流電源の中性点に接続されるイン
バータ等の電力変換装置及びその制御方法に関する。
列接続されて各々にスナバ回路を設けた４個のスイッチ
ング素子を各相に有し、かつ、出力端子に接続されるス
イッチング素子の非出力端子側が、スナバ回路を有する
ダイオードを介して直流電源の中性点に接続されるイン
バータ等の電力変換装置及びその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１７は、第１の従来技術として、この
種のインバータの主回路１相分を示したものである。同
図において１は直流電源であり、電圧Ｅの電源１Ａ，１
Ｂから構成されている。Ｓ１〜Ｓ４は直流電源１の正極
と負極との間に挿入されたスイッチング素子（この例で
はＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ））で
あり、ＯＵＴは出力端子を示している。また、２，３，
４，５は、それぞれスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ
３，Ｓ４に並列に挿入されたスナバ回路であり、何れも
コンデンサＣ１、ダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１から構成
されている。更に、６，７，８，９はそれぞれスイッチ
ング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に並列に挿入されたダ
イオードを示す。
種のインバータの主回路１相分を示したものである。同
図において１は直流電源であり、電圧Ｅの電源１Ａ，１
Ｂから構成されている。Ｓ１〜Ｓ４は直流電源１の正極
と負極との間に挿入されたスイッチング素子（この例で
はＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ））で
あり、ＯＵＴは出力端子を示している。また、２，３，
４，５は、それぞれスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ
３，Ｓ４に並列に挿入されたスナバ回路であり、何れも
コンデンサＣ１、ダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１から構成
されている。更に、６，７，８，９はそれぞれスイッチ
ング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に並列に挿入されたダ
イオードを示す。
【０００３】１０，１１は互いに直列に接続されたダイ
オードであり、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の直列回路
に対して並列に挿入され、ダイオード１０，１１の接続
点は直流電源１の中性点０に接続されている。１２はダ
イオード１０に並列に挿入されたスナバ回路であり、コ
ンデンサＣ２、ダイオードＤ２及び抵抗Ｒ２から構成さ
れている。同様に１３は、ダイオード１１に並列に挿入
されたスナバ回路であり、コンデンサＣ２、ダイオード
Ｄ２及び抵抗Ｒ２から構成されている。一方、１４はゲ
ートパルス発生回路であり、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ
２，Ｓ３及びＳ４に対するゲートパルスＳ１Ｇ，Ｓ２
Ｇ，Ｓ３Ｇ，Ｓ４Ｇを出力する。
オードであり、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の直列回路
に対して並列に挿入され、ダイオード１０，１１の接続
点は直流電源１の中性点０に接続されている。１２はダ
イオード１０に並列に挿入されたスナバ回路であり、コ
ンデンサＣ２、ダイオードＤ２及び抵抗Ｒ２から構成さ
れている。同様に１３は、ダイオード１１に並列に挿入
されたスナバ回路であり、コンデンサＣ２、ダイオード
Ｄ２及び抵抗Ｒ２から構成されている。一方、１４はゲ
ートパルス発生回路であり、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ
２，Ｓ３及びＳ４に対するゲートパルスＳ１Ｇ，Ｓ２
Ｇ，Ｓ３Ｇ，Ｓ４Ｇを出力する。
【０００４】このように構成されたインバータは、表１
に示すように、スイッチング状態Ａ，Ｂ，Ｃに応じて出
力相電圧が３種類の値（＋Ｅ，０，−Ｅ）をとるため、
いわゆる３レベルインバータと呼ばれている。このイン
バータが状態変化Ｂ→Ａ→Ｂをとるか、状態変化Ｂ→Ｃ
→Ｂをとるかは、図１８に示すように、スイッチング状
態の変化する素子がスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３か、ま
たはスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４かの違いによる。以下
では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４が状態変化する場合
につき説明する。
に示すように、スイッチング状態Ａ，Ｂ，Ｃに応じて出
力相電圧が３種類の値（＋Ｅ，０，−Ｅ）をとるため、
いわゆる３レベルインバータと呼ばれている。このイン
バータが状態変化Ｂ→Ａ→Ｂをとるか、状態変化Ｂ→Ｃ
→Ｂをとるかは、図１８に示すように、スイッチング状
態の変化する素子がスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３か、ま
たはスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４かの違いによる。以下
では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４が状態変化する場合
につき説明する。
【０００５】なお、図１８において、Ｖはインバータ１
相の出力相電圧、ＶS1，ＶS2，ＶS3，ＶS4はそれぞれス
イッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の印加電圧を示
している。図１９は各部の動作波形を示したもので、同
図において、Ｖ10はダイオード１０の電圧、Ｉ10はダイ
オード１０の電流、ＩS2はスイッチング素子Ｓ２の電
流、ＩC2はスナバ回路１２のコンデンサＣ２の電流、Ｉ
C1はスナバ回路３のコンデンサＣ１の電流、Ｉ8，Ｉ9は
ダイオード８，９の電流、ＩD2はダイオードＤ２の電流
である。更に、期間ｔ１はスイッチング素子Ｓ２に流れ
ていた電流がスナバコンデンサＣ１に移る期間、期間ｔ
２はスナバコンデンサＣ１を電源電圧Ｅまで充電する期
間、期間ｔ３はスナバコンデンサＣ１に流れている電流
がダイオード８，９に移る期間を示している。
相の出力相電圧、ＶS1，ＶS2，ＶS3，ＶS4はそれぞれス
イッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の印加電圧を示
している。図１９は各部の動作波形を示したもので、同
図において、Ｖ10はダイオード１０の電圧、Ｉ10はダイ
オード１０の電流、ＩS2はスイッチング素子Ｓ２の電
流、ＩC2はスナバ回路１２のコンデンサＣ２の電流、Ｉ
C1はスナバ回路３のコンデンサＣ１の電流、Ｉ8，Ｉ9は
ダイオード８，９の電流、ＩD2はダイオードＤ２の電流
である。更に、期間ｔ１はスイッチング素子Ｓ２に流れ
ていた電流がスナバコンデンサＣ１に移る期間、期間ｔ
２はスナバコンデンサＣ１を電源電圧Ｅまで充電する期
間、期間ｔ３はスナバコンデンサＣ１に流れている電流
がダイオード８，９に移る期間を示している。
【０００６】図１９において、状態Ｂはスイッチング素
子Ｓ１，Ｓ４がオフ、Ｓ２，Ｓ３がオンとなっている。
このとき、ＶS2＝ＶS3＝０であり、ＶS1＝Ｅにクランプ
される。すなわち、ＶS1が電源１Ａの電圧より高くなる
と電源１Ａ→ダイオード１０→スナバ回路２のコンデン
サＣ１→抵抗Ｒ１→電源１Ａの経路で電流が流れ、ＶS1
＝Ｅにクランプされる。同様に、ＶS4が電源１Ｂの電圧
より高くなると電源１Ｂ→ダイオード１１→スナバ回路
５のコンデンサＣ１→抵抗Ｒ１→電源１Ｂの経路で電流
が流れ、ＶS4＝Ｅにクランプされる。
子Ｓ１，Ｓ４がオフ、Ｓ２，Ｓ３がオンとなっている。
このとき、ＶS2＝ＶS3＝０であり、ＶS1＝Ｅにクランプ
される。すなわち、ＶS1が電源１Ａの電圧より高くなる
と電源１Ａ→ダイオード１０→スナバ回路２のコンデン
サＣ１→抵抗Ｒ１→電源１Ａの経路で電流が流れ、ＶS1
＝Ｅにクランプされる。同様に、ＶS4が電源１Ｂの電圧
より高くなると電源１Ｂ→ダイオード１１→スナバ回路
５のコンデンサＣ１→抵抗Ｒ１→電源１Ｂの経路で電流
が流れ、ＶS4＝Ｅにクランプされる。
【０００７】この状態Ｂから状態Ｃに変化するときは、
表１に示すようにスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３は状態変
化せず、スイッチング素子Ｓ２がオンからオフへ、スイ
ッチング素子Ｓ４がオフからオンへ各々変化する。この
とき、負荷が誘導性負荷であるとすると、負荷電流Ｉ
OUTはほぼ一定（＝ＩL）のままで、中性点０→ダイオー
ド１０→スイッチング素子Ｓ２→出力端子ＯＵＴへと流
れていた電流が、中性点０→ダイオード９→ダイオード
８→出力端子ＯＵＴの経路で流れる。また、スナバ回路
３のＩC1は、直流電源１からダイオード１０、スイッチ
ング素子Ｓ２までの配線インダクタンス（図示せず）に
より流れ続け、更に、ダイオード８，９の経路の配線イ
ンダクタンス（図示せず）により転流が遅れ、スナバコ
ンデンサＣ１を電源電圧Ｅに対してΔＥだけ過充電す
る。
表１に示すようにスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３は状態変
化せず、スイッチング素子Ｓ２がオンからオフへ、スイ
ッチング素子Ｓ４がオフからオンへ各々変化する。この
とき、負荷が誘導性負荷であるとすると、負荷電流Ｉ
OUTはほぼ一定（＝ＩL）のままで、中性点０→ダイオー
ド１０→スイッチング素子Ｓ２→出力端子ＯＵＴへと流
れていた電流が、中性点０→ダイオード９→ダイオード
８→出力端子ＯＵＴの経路で流れる。また、スナバ回路
３のＩC1は、直流電源１からダイオード１０、スイッチ
ング素子Ｓ２までの配線インダクタンス（図示せず）に
より流れ続け、更に、ダイオード８，９の経路の配線イ
ンダクタンス（図示せず）により転流が遅れ、スナバコ
ンデンサＣ１を電源電圧Ｅに対してΔＥだけ過充電す
る。
【０００８】図２０は、各状態変化時におけるスナバ回
路２〜５のコンデンサＣ１の電圧波形ＶS1C，ＶS2C，Ｖ
S3C，ＶS4Cを示している。この図から明らかなように、
スナバ回路２〜５のコンデンサＣ１は０〜Ｅ＋ΔＥの間
で充放電動作を繰り返すことになるため、スナバ回路２
〜５の抵抗Ｒ１の損失は大きなものとなる。
路２〜５のコンデンサＣ１の電圧波形ＶS1C，ＶS2C，Ｖ
S3C，ＶS4Cを示している。この図から明らかなように、
スナバ回路２〜５のコンデンサＣ１は０〜Ｅ＋ΔＥの間
で充放電動作を繰り返すことになるため、スナバ回路２
〜５の抵抗Ｒ１の損失は大きなものとなる。
【０００９】次に、第２の従来技術を説明する。図２１
は、特開平５−２７６７６０号公報に記載されている電
力変換器であり、図１７と同様に主回路１相分を表して
ある。図２１において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４及
びダイオード１０，１１のスナバ回路以外の構成は実質
的に図１７と同様であるため説明を省略し、以下ではス
ナバ回路の構成を中心に説明する。
は、特開平５−２７６７６０号公報に記載されている電
力変換器であり、図１７と同様に主回路１相分を表して
ある。図２１において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４及
びダイオード１０，１１のスナバ回路以外の構成は実質
的に図１７と同様であるため説明を省略し、以下ではス
ナバ回路の構成を中心に説明する。
【００１０】スイッチング素子（図２１の例ではＧＴＯ
サイリスタ）Ｓ１のスナバ回路２は、スイッチング素子
Ｓ１の両端に接続されたコンデンサＣ１及びダイオード
Ｄ１の直列回路と、この直列回路の中点に一端が接続さ
れた抵抗Ｒ１１とから構成され、抵抗Ｒ１１の他端は直
流電源１の中性点０に接続されている。スイッチング素
子Ｓ２のスナバ回路３も、コンデンサＣ１、ダイオード
Ｄ１及び抵抗Ｒ１２から構成され、抵抗Ｒ１２の他端は
直流電源１の負極に接続されている。
サイリスタ）Ｓ１のスナバ回路２は、スイッチング素子
Ｓ１の両端に接続されたコンデンサＣ１及びダイオード
Ｄ１の直列回路と、この直列回路の中点に一端が接続さ
れた抵抗Ｒ１１とから構成され、抵抗Ｒ１１の他端は直
流電源１の中性点０に接続されている。スイッチング素
子Ｓ２のスナバ回路３も、コンデンサＣ１、ダイオード
Ｄ１及び抵抗Ｒ１２から構成され、抵抗Ｒ１２の他端は
直流電源１の負極に接続されている。
【００１１】また、スイッチング素子Ｓ３のスナバ回路
４もコンデンサＣ１、ダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１３か
らなり、抵抗Ｒ１３の他端は直流電源１の正極に接続さ
れている。スイッチング素子Ｓ４のスナバ回路５もコン
デンサＣ１、ダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１４からなり、
抵抗Ｒ１４の他端は直流電源１の中性点０に接続されて
いる。
４もコンデンサＣ１、ダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１３か
らなり、抵抗Ｒ１３の他端は直流電源１の正極に接続さ
れている。スイッチング素子Ｓ４のスナバ回路５もコン
デンサＣ１、ダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１４からなり、
抵抗Ｒ１４の他端は直流電源１の中性点０に接続されて
いる。
【００１２】次いで、この回路の動作を図２２を参照し
つつ説明する。まず、状態Ａから状態Ｂへの切り換え時
を考えると、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオン、Ｓ
３，Ｓ４がオフの状態から、スイッチング素子Ｓ１がオ
フ、Ｓ３がオンの状態へ移行する。いま、負荷が誘導性
負荷であるとすると、ＶS1が電源１Ａの電圧を越えると
ダイオード１０がオンして転流重なり状態となり、スナ
バ回路２のコンデンサＣ１をＥ＋ΔＥまで過充電する。
つつ説明する。まず、状態Ａから状態Ｂへの切り換え時
を考えると、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオン、Ｓ
３，Ｓ４がオフの状態から、スイッチング素子Ｓ１がオ
フ、Ｓ３がオンの状態へ移行する。いま、負荷が誘導性
負荷であるとすると、ＶS1が電源１Ａの電圧を越えると
ダイオード１０がオンして転流重なり状態となり、スナ
バ回路２のコンデンサＣ１をＥ＋ΔＥまで過充電する。
【００１３】負荷電流ＩLがすべて電源１Ａ→ダイオー
ド１０→スイッチング素子Ｓ２→出力端子ＯＵＴに転流
すると、その後、スナバ回路２のコンデンサＣ１の過充
電電圧分ΔＥによりスナバ回路２のコンデンサＣ１→電
源１Ａ→抵抗Ｒ１１の経路で放電電流が流れ、電源１Ａ
へエネルギーを回生すると共に抵抗Ｒ１１で損失が発生
する。以後、ＶS1Cは同条件のタイミングが到来するま
で電圧Ｅにクランプされるので、抵抗Ｒ１１の発生損失
は第１の従来技術よりは減少することになる。
ド１０→スイッチング素子Ｓ２→出力端子ＯＵＴに転流
すると、その後、スナバ回路２のコンデンサＣ１の過充
電電圧分ΔＥによりスナバ回路２のコンデンサＣ１→電
源１Ａ→抵抗Ｒ１１の経路で放電電流が流れ、電源１Ａ
へエネルギーを回生すると共に抵抗Ｒ１１で損失が発生
する。以後、ＶS1Cは同条件のタイミングが到来するま
で電圧Ｅにクランプされるので、抵抗Ｒ１１の発生損失
は第１の従来技術よりは減少することになる。
【００１４】また、このときのスナバ回路４の動作に着
目すると、状態Ｂから状態Ａへ切り換わった際にエネル
ギーが蓄積されたスナバ回路４のコンデンサＣ１は過充
電されたままであり、その電圧分ΔＥにより上記コンデ
ンサＣ１→抵抗Ｒ１３→電源１Ａ→ダイオード１０→ス
イッチング素子Ｓ２→スイッチング素子Ｓ３の経路で放
電電流が流れ、電源１Ａへエネルギーを回生すると共
に、抵抗Ｒ１３で損失が発生する。
目すると、状態Ｂから状態Ａへ切り換わった際にエネル
ギーが蓄積されたスナバ回路４のコンデンサＣ１は過充
電されたままであり、その電圧分ΔＥにより上記コンデ
ンサＣ１→抵抗Ｒ１３→電源１Ａ→ダイオード１０→ス
イッチング素子Ｓ２→スイッチング素子Ｓ３の経路で放
電電流が流れ、電源１Ａへエネルギーを回生すると共
に、抵抗Ｒ１３で損失が発生する。
【００１５】スナバ回路３の動作に着目すると、状態Ｂ
から状態Ａへ切り換わった際に、スナバ回路３のコンデ
ンサＣ１は電源１Ｂ→電源１Ａ→スイッチング素子Ｓ１
→スナバ回路３のコンデンサＣ１→抵抗Ｒ１２の経路で
Ｅから２Ｅに充電される。その後、状態Ａから状態Ｂへ
切り換わると、スナバ回路３のコンデンサＣ１→スイッ
チング素子Ｓ２→スイッチング素子Ｓ３→ダイオード１
１→電源１Ｂ→抵抗Ｒ１２の経路で放電電流が流れ、電
源１Ｂへエネルギーを回生すると共に抵抗Ｒ１２で損失
が発生し、スナバ回路３のスナバコンデンサＣ１は、電
源電圧Ｅに達するまで放電する。
から状態Ａへ切り換わった際に、スナバ回路３のコンデ
ンサＣ１は電源１Ｂ→電源１Ａ→スイッチング素子Ｓ１
→スナバ回路３のコンデンサＣ１→抵抗Ｒ１２の経路で
Ｅから２Ｅに充電される。その後、状態Ａから状態Ｂへ
切り換わると、スナバ回路３のコンデンサＣ１→スイッ
チング素子Ｓ２→スイッチング素子Ｓ３→ダイオード１
１→電源１Ｂ→抵抗Ｒ１２の経路で放電電流が流れ、電
源１Ｂへエネルギーを回生すると共に抵抗Ｒ１２で損失
が発生し、スナバ回路３のスナバコンデンサＣ１は、電
源電圧Ｅに達するまで放電する。
【００１６】すなわち、スナバ回路３のスナバコンデン
サＣ１は、状態Ｂ→状態Ａ→状態Ｂに移り変わる際に、
スナバ回路の役割（素子のスイッチング時に発生する過
電圧やｄＶCE／ｄｔを抑制する）と無関係な充放電動作
を行なうので、抵抗Ｒ１２の損失は増加することにな
る。
サＣ１は、状態Ｂ→状態Ａ→状態Ｂに移り変わる際に、
スナバ回路の役割（素子のスイッチング時に発生する過
電圧やｄＶCE／ｄｔを抑制する）と無関係な充放電動作
を行なうので、抵抗Ｒ１２の損失は増加することにな
る。
【００１７】次に、状態Ｂから状態Ｃへの切り換え時の
動作について説明する。この場合には、スイッチング素
子Ｓ２，Ｓ３が共にオンしている状態からスイッチング
素子Ｓ２がオフ、Ｓ４がオンの状態へ移行する。それま
で電源１Ｂ→ダイオード１０→スイッチング素子Ｓ２→
出力端子ＯＵＴの経路に流れていた負荷電流ＩLは、ス
イッチング素子Ｓ２がオフすることにより、スイッチン
グ素子Ｓ２の電圧が電源Ｂの電圧より高くなると、ダイ
オード９→ダイオード８→出力端子ＯＵＴの経路で電流
が流れ、転流重なり状態となってスナバ回路３のコンデ
ンサＣ１はＥ＋ΔＥまで過充電される。
動作について説明する。この場合には、スイッチング素
子Ｓ２，Ｓ３が共にオンしている状態からスイッチング
素子Ｓ２がオフ、Ｓ４がオンの状態へ移行する。それま
で電源１Ｂ→ダイオード１０→スイッチング素子Ｓ２→
出力端子ＯＵＴの経路に流れていた負荷電流ＩLは、ス
イッチング素子Ｓ２がオフすることにより、スイッチン
グ素子Ｓ２の電圧が電源Ｂの電圧より高くなると、ダイ
オード９→ダイオード８→出力端子ＯＵＴの経路で電流
が流れ、転流重なり状態となってスナバ回路３のコンデ
ンサＣ１はＥ＋ΔＥまで過充電される。
【００１８】負荷電流ＩLがすべて電源１Ｂ→ダイオー
ド９→ダイオード８→出力端子ＯＵＴの経路で転流する
と、その後、スナバ回路３のスナバコンデンサＣ１は過
充電されたままで電圧Ｅ＋ΔＥを維持する。この過充電
電圧分ΔＥにより、状態Ｃから状態Ｂへ切り換わった際
に、スナバ回路３のコンデンサＣ１→スイッチング素子
Ｓ２→スイッチング素子Ｓ３→ダイオードＤ１１→電源
１Ｂ→抵抗Ｒ１２の経路で放電電流が流れ、電源１Ｂへ
エネルギーを回生すると共に抵抗Ｒ１２で損失が発生す
る。
ド９→ダイオード８→出力端子ＯＵＴの経路で転流する
と、その後、スナバ回路３のスナバコンデンサＣ１は過
充電されたままで電圧Ｅ＋ΔＥを維持する。この過充電
電圧分ΔＥにより、状態Ｃから状態Ｂへ切り換わった際
に、スナバ回路３のコンデンサＣ１→スイッチング素子
Ｓ２→スイッチング素子Ｓ３→ダイオードＤ１１→電源
１Ｂ→抵抗Ｒ１２の経路で放電電流が流れ、電源１Ｂへ
エネルギーを回生すると共に抵抗Ｒ１２で損失が発生す
る。
【００１９】なお、スイッチング素子Ｓ４は上記転流重
なりによってその重圧ＶS4が低下し、オンと同一状態に
なる（オンゲート信号Ｓ４Ｇも与えられている）。しか
し、スナバ回路５のコンデンサＣ１の電圧ＶS4Cはダイ
オードＤ１、ダイオードＤ１１に阻止されているため、
Ｅに保たれている。
なりによってその重圧ＶS4が低下し、オンと同一状態に
なる（オンゲート信号Ｓ４Ｇも与えられている）。しか
し、スナバ回路５のコンデンサＣ１の電圧ＶS4Cはダイ
オードＤ１、ダイオードＤ１１に阻止されているため、
Ｅに保たれている。
【００２０】更に、このときのスナバ回路４の動作に着
目すると、状態Ｂから状態Ｃへ切り換わった際に、スナ
バ回路４のコンデンサＣ１は電源Ｂ→電源Ａ→抵抗Ｒ１
３→スナバ回路４のコンデンサＣ１→ダイオード８の経
路でＥから２Ｅに充電される。このとき、抵抗Ｒ１３に
は充電電流が流れるので、損失が発生する。その後、状
態Ｃから状態Ｂへ切り換わると、スナバ回路４のコンデ
ンサＣ１→抵抗Ｒ１３→電源１Ａ→ダイオード１０→ス
イッチング素子Ｓ２→スイッチング素子Ｓ３の経路で放
電電流が流れ、電源１Ａへエネルギーを回生すると共に
抵抗Ｒ１３で損失となり、スナバ回路４のコンデンサＣ
１は電源電圧Ｅになるまで放電する。すなわち、スナバ
回路４のスナバコンデンサＣ１は、状態Ｂ→状態Ｃ→状
態Ｂに移り変わる際にもスナバ回路の役割とは無関係な
充放電動作を行なうので、抵抗Ｒ１３の損失は増加する
ことになる。
目すると、状態Ｂから状態Ｃへ切り換わった際に、スナ
バ回路４のコンデンサＣ１は電源Ｂ→電源Ａ→抵抗Ｒ１
３→スナバ回路４のコンデンサＣ１→ダイオード８の経
路でＥから２Ｅに充電される。このとき、抵抗Ｒ１３に
は充電電流が流れるので、損失が発生する。その後、状
態Ｃから状態Ｂへ切り換わると、スナバ回路４のコンデ
ンサＣ１→抵抗Ｒ１３→電源１Ａ→ダイオード１０→ス
イッチング素子Ｓ２→スイッチング素子Ｓ３の経路で放
電電流が流れ、電源１Ａへエネルギーを回生すると共に
抵抗Ｒ１３で損失となり、スナバ回路４のコンデンサＣ
１は電源電圧Ｅになるまで放電する。すなわち、スナバ
回路４のスナバコンデンサＣ１は、状態Ｂ→状態Ｃ→状
態Ｂに移り変わる際にもスナバ回路の役割とは無関係な
充放電動作を行なうので、抵抗Ｒ１３の損失は増加する
ことになる。
【００２１】以上、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオフ
時の動作を説明したが、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４に
ついても同様であり、スナバ回路２，５のコンデンサＣ
１はＥ＋ΔＥまで過充電され、その後ΔＥ分のみを電源
に回生する分と抵抗Ｒ１１，Ｒ１４による損失とで分担
して放電する。また、スナバ回路３，４のスナバコンデ
ンサＣ１は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフ状態→
オン状態→オフ状態に移り変わるときに、電圧Ｅ→電圧
２Ｅ→電圧Ｅの充放電動作を行なう。そして、スイッチ
ング素子Ｓ２，Ｓ３のオフ時には、スナバ回路３，４の
コンデンサＣ１はＥ＋ΔＥまで過充電され、その後ΔＥ
分のみを電源に回生する分と抵抗Ｒ１２，Ｒ１３による
損失とで分担して放電する。
時の動作を説明したが、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４に
ついても同様であり、スナバ回路２，５のコンデンサＣ
１はＥ＋ΔＥまで過充電され、その後ΔＥ分のみを電源
に回生する分と抵抗Ｒ１１，Ｒ１４による損失とで分担
して放電する。また、スナバ回路３，４のスナバコンデ
ンサＣ１は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオフ状態→
オン状態→オフ状態に移り変わるときに、電圧Ｅ→電圧
２Ｅ→電圧Ｅの充放電動作を行なう。そして、スイッチ
ング素子Ｓ２，Ｓ３のオフ時には、スナバ回路３，４の
コンデンサＣ１はＥ＋ΔＥまで過充電され、その後ΔＥ
分のみを電源に回生する分と抵抗Ｒ１２，Ｒ１３による
損失とで分担して放電する。
【００２２】これにより、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４
がオンしてもそのスナバ回路２，５のコンデンサＣ１は
零レベルまで放電されることはなく、常時、電源電圧Ｅ
にクランプされ、また、スナバ回路３，４のスナバコン
デンサＣ１は、電圧Ｅから２Ｅの間で充放電動作を行な
うことになる。従って、第２の従来技術では、第１の従
来技術の抵抗Ｒ１１よりも抵抗Ｒ１１，Ｒ１４の発生損
失は小さくなるが、前述の如く抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の発
生損失は増加する。このため、スナバ抵抗Ｒ１１，Ｒ１
２，Ｒ１３，Ｒ１４全体の発生損失は第１の従来技術と
ほとんど変わらなくなる。
がオンしてもそのスナバ回路２，５のコンデンサＣ１は
零レベルまで放電されることはなく、常時、電源電圧Ｅ
にクランプされ、また、スナバ回路３，４のスナバコン
デンサＣ１は、電圧Ｅから２Ｅの間で充放電動作を行な
うことになる。従って、第２の従来技術では、第１の従
来技術の抵抗Ｒ１１よりも抵抗Ｒ１１，Ｒ１４の発生損
失は小さくなるが、前述の如く抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の発
生損失は増加する。このため、スナバ抵抗Ｒ１１，Ｒ１
２，Ｒ１３，Ｒ１４全体の発生損失は第１の従来技術と
ほとんど変わらなくなる。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】以上述べたように従来
の電力変換装置では、スイッチング素子がオフするたび
にスナバ回路のコンデンサが充電され、その充電エネル
ギーをスナバ抵抗が吸収する形で放電するので、スナバ
抵抗に発生する損失が全体として大きく、装置としての
効率が悪化するほか、抵抗の外形が大きくなることによ
って装置の大形化、高コスト化を招くという問題があっ
た。本発明は上記問題点を解消するためになされたもの
で、その目的とするところは、スナバ抵抗による損失を
低減し、しかも、装置の小形軽量化、低コスト化を可能
にした電力変換装置において、スナバコンデンサ及びス
イッチング素子の保護及び責務の軽減を可能にした制御
方法を提供することにある。
の電力変換装置では、スイッチング素子がオフするたび
にスナバ回路のコンデンサが充電され、その充電エネル
ギーをスナバ抵抗が吸収する形で放電するので、スナバ
抵抗に発生する損失が全体として大きく、装置としての
効率が悪化するほか、抵抗の外形が大きくなることによ
って装置の大形化、高コスト化を招くという問題があっ
た。本発明は上記問題点を解消するためになされたもの
で、その目的とするところは、スナバ抵抗による損失を
低減し、しかも、装置の小形軽量化、低コスト化を可能
にした電力変換装置において、スナバコンデンサ及びス
イッチング素子の保護及び責務の軽減を可能にした制御
方法を提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の制御方法は、直流電源の正極と負極
との間に直列接続された第１ないし第４のスイッチング
素子と、これら第１ないし第４のスイッチング素子にそ
れぞれ逆並列接続された第１ないし第４のダイオード
と、第１及び第２のスイッチング素子の接続点にカソー
ドが接続され、アノードが直流電源の中性点に接続され
た第５のダイオードと、第３及び第４のスイッチング素
子の接続点にアノードが接続され、カソードが直流電源
の中性点に接続された第６のダイオードとを備え、第２
及び第３のスイッチング素子の接続点を負荷が接続され
る出力端子として構成された１相分の主回路を直流電源
の正極と負極との間に２相分以上接続すると共に、第１
及び第４のスイッチング素子のスナバ回路が、第１及び
第４のスイッチング素子に対しそれぞれ並列接続された
コンデンサ及びダイオードの直列回路と、これらの直列
回路の中点に一端が接続されかつ他端が前記中性点にそ
れぞれ接続された抵抗とから構成され、第２及び第３の
スイッチング素子のスナバ回路が、第２及び第３のスイ
ッチング素子に対しそれぞれ並列接続されたコンデンサ
及びダイオードの直列回路を有し、かつ、第２のスイッ
チング素子のスナバ回路を構成するコンデンサ及びダイ
オードの直列回路の中点を、抵抗を介してダイオードの
カソードに接続し、このダイオードのアノードを直流電
源の負極に接続すると共に、第３のスイッチング素子の
スナバ回路を構成するコンデンサ及びダイオードの直列
回路の中点をダイオードのアノードに接続し、このダイ
オードのカソードを、抵抗を介して直流電源の正極に接
続してなる電力変換装置において、 第１及び第４のスイ
ッチング素子を直流電源の起動前から何れもオン状態に
し、その後、直流電源を起動して電圧を立ち上げ、第１
及び第４のスイッチング素子を何れもオフ状態にしてか
ら装置の運転を開始するものである。
め、請求項１記載の制御方法は、直流電源の正極と負極
との間に直列接続された第１ないし第４のスイッチング
素子と、これら第１ないし第４のスイッチング素子にそ
れぞれ逆並列接続された第１ないし第４のダイオード
と、第１及び第２のスイッチング素子の接続点にカソー
ドが接続され、アノードが直流電源の中性点に接続され
た第５のダイオードと、第３及び第４のスイッチング素
子の接続点にアノードが接続され、カソードが直流電源
の中性点に接続された第６のダイオードとを備え、第２
及び第３のスイッチング素子の接続点を負荷が接続され
る出力端子として構成された１相分の主回路を直流電源
の正極と負極との間に２相分以上接続すると共に、第１
及び第４のスイッチング素子のスナバ回路が、第１及び
第４のスイッチング素子に対しそれぞれ並列接続された
コンデンサ及びダイオードの直列回路と、これらの直列
回路の中点に一端が接続されかつ他端が前記中性点にそ
れぞれ接続された抵抗とから構成され、第２及び第３の
スイッチング素子のスナバ回路が、第２及び第３のスイ
ッチング素子に対しそれぞれ並列接続されたコンデンサ
及びダイオードの直列回路を有し、かつ、第２のスイッ
チング素子のスナバ回路を構成するコンデンサ及びダイ
オードの直列回路の中点を、抵抗を介してダイオードの
カソードに接続し、このダイオードのアノードを直流電
源の負極に接続すると共に、第３のスイッチング素子の
スナバ回路を構成するコンデンサ及びダイオードの直列
回路の中点をダイオードのアノードに接続し、このダイ
オードのカソードを、抵抗を介して直流電源の正極に接
続してなる電力変換装置において、 第１及び第４のスイ
ッチング素子を直流電源の起動前から何れもオン状態に
し、その後、直流電源を起動して電圧を立ち上げ、第１
及び第４のスイッチング素子を何れもオフ状態にしてか
ら装置の運転を開始するものである。
【００２５】 また、請求項２記載の制御方法は、請求
項１記載の電力変換装置であって、第５のダイオードの
スナバ回路が、第５のダイオードに並列接続されたコン
デンサ及びダイオードの直列回路と、この直列回路の中
点と直流電源の正極との間に接続された抵抗とから構成
され、第６のダイオードのスナバ回路が、第６のダイオ
ードに並列接続されたコンデンサ及びダイオードの直列
回路と、この直列回路の中点と直流電源の負極との間に
接続された抵抗とから構成された電力変換装置におい
て、第１及び第４のスイッチング素子を直流電源の起動
前から何れもオン状態にし、その後、直流電源を起動し
て電圧を立ち上げ、第１及び第４のスイッチング素子を
何れもオフ状態にしてから装置の運転を開始するもので
ある。
項１記載の電力変換装置であって、第５のダイオードの
スナバ回路が、第５のダイオードに並列接続されたコン
デンサ及びダイオードの直列回路と、この直列回路の中
点と直流電源の正極との間に接続された抵抗とから構成
され、第６のダイオードのスナバ回路が、第６のダイオ
ードに並列接続されたコンデンサ及びダイオードの直列
回路と、この直列回路の中点と直流電源の負極との間に
接続された抵抗とから構成された電力変換装置におい
て、第１及び第４のスイッチング素子を直流電源の起動
前から何れもオン状態にし、その後、直流電源を起動し
て電圧を立ち上げ、第１及び第４のスイッチング素子を
何れもオフ状態にしてから装置の運転を開始するもので
ある。
【００２６】 更に、請求項３記載の制御方法は、請求
項２の全体に記載された電力変換装置であって、第５の
ダイオードのスナバ回路の抵抗と第３のスイッチング素
子のスナバ回路の抵抗とを共通にし、かつ、第６のダイ
オードの抵抗と第２のスイッチング素子のスナバ回路の
抵抗とを共通にした電力変換装置において、第１及び第
４のスイッチング素子を直流電源の起動前から何れもオ
ン状態にし、その後、直流電源を起動して電圧を立ち上
げ、第１及び第４のスイッチング素子を何れもオフ状態
にしてから装置の運転を開始するものである。
項２の全体に記載された電力変換装置であって、第５の
ダイオードのスナバ回路の抵抗と第３のスイッチング素
子のスナバ回路の抵抗とを共通にし、かつ、第６のダイ
オードの抵抗と第２のスイッチング素子のスナバ回路の
抵抗とを共通にした電力変換装置において、第１及び第
４のスイッチング素子を直流電源の起動前から何れもオ
ン状態にし、その後、直流電源を起動して電圧を立ち上
げ、第１及び第４のスイッチング素子を何れもオフ状態
にしてから装置の運転を開始するものである。
【００２７】 請求項４記載の制御方法は、請求項１記
載の電力変換装置であって、第２のスイッチング素子の
スナバ回路を構成するコンデンサ及びダイオードの直列
回路の中点と直流電源の負極との間に抵抗を介して接続
されたダイオードの両端にスイッチを接続し、かつ、第
３のスイッチング素子のスナバ回路を構成するコンデン
サ及びダイオードの直列回路の中点と直流電源の正極と
の間に抵抗を介して接続されたダイオードの両端にスイ
ッチを接続してなる電力変換装置において、直流電源を
起動し電圧を確立した後に、それ以前にオンされていた
各スイッチをオフし、その後、装置の運転を開始するも
のである。
載の電力変換装置であって、第２のスイッチング素子の
スナバ回路を構成するコンデンサ及びダイオードの直列
回路の中点と直流電源の負極との間に抵抗を介して接続
されたダイオードの両端にスイッチを接続し、かつ、第
３のスイッチング素子のスナバ回路を構成するコンデン
サ及びダイオードの直列回路の中点と直流電源の正極と
の間に抵抗を介して接続されたダイオードの両端にスイ
ッチを接続してなる電力変換装置において、直流電源を
起動し電圧を確立した後に、それ以前にオンされていた
各スイッチをオフし、その後、装置の運転を開始するも
のである。
【００２８】 請求項５記載の制御方法は、請求項２の
全体に記載された電力変換装置であって、第２のスイッ
チング素子のスナバ回路を構成するコンデンサ及びダイ
オードの直列回路の中点と直流電源の負極との間に抵抗
を介して接続されたダイオードの両端にスイッチを接続
し、かつ、第３のスイッチング素子のスナバ回路を構成
するコンデンサ及びダイオードの直列回路の中点と直流
電源の正極との間に抵抗を介して接続されたダイオード
の両端にスイッチを接続してなる電力変換装置におい
て、直流電源を起動し電圧を確立した後に、それ以前に
オンされていた各スイッチをオフし、その後、装置の運
転を開始するものである。
全体に記載された電力変換装置であって、第２のスイッ
チング素子のスナバ回路を構成するコンデンサ及びダイ
オードの直列回路の中点と直流電源の負極との間に抵抗
を介して接続されたダイオードの両端にスイッチを接続
し、かつ、第３のスイッチング素子のスナバ回路を構成
するコンデンサ及びダイオードの直列回路の中点と直流
電源の正極との間に抵抗を介して接続されたダイオード
の両端にスイッチを接続してなる電力変換装置におい
て、直流電源を起動し電圧を確立した後に、それ以前に
オンされていた各スイッチをオフし、その後、装置の運
転を開始するものである。
【００２９】 請求項６記載の制御方法は、請求項３の
全体に記載された電力変換装置であって、第２のスイッ
チング素子のスナバ回路を構成するコンデンサ及びダイ
オードの直列回路の中点と直流電源の負極との間に抵抗
を介して接続されたダイオードの両端にスイッチを接続
し、かつ、第３のスイッチング素子のスナバ回路を構成
するコンデンサ及びダイオードの直列回路の中点と直流
電源の正極との間に抵抗を介して接続されたダイオード
の両端にスイッチを接続してなる電力変換装置におい
て、直流電源を起動し電圧を確立した後に、それ以前に
オンされていた各スイッチをオフし、その後、装置の運
転を開始するものである。
全体に記載された電力変換装置であって、第２のスイッ
チング素子のスナバ回路を構成するコンデンサ及びダイ
オードの直列回路の中点と直流電源の負極との間に抵抗
を介して接続されたダイオードの両端にスイッチを接続
し、かつ、第３のスイッチング素子のスナバ回路を構成
するコンデンサ及びダイオードの直列回路の中点と直流
電源の正極との間に抵抗を介して接続されたダイオード
の両端にスイッチを接続してなる電力変換装置におい
て、直流電源を起動し電圧を確立した後に、それ以前に
オンされていた各スイッチをオフし、その後、装置の運
転を開始するものである。
【００３０】 請求項７記載の制御方法は、請求項１記
載の電力変換装置であって、第２のスイッチング素子の
スナバ回路を構成するコンデンサ及びダイオードの直列
回路の中点と直流電源の負極との間に抵抗を介して接続
されたダイオードの両端にスイッチを接続し、かつ、第
３のスイッチング素子のスナバ回路を構成するコンデン
サ及びダイオードの直列回路の中点と直流電源の正極と
の間に抵抗を介して接続されたダイオードの両端にスイ
ッチを接続してなる電力変換装置において、 直流電源を
起動し電圧を確立した後に、電力変換装置の出力相電圧
が０となるようなスイッチング状態で装置の運転を開始
し、第２のスイッチング素子のスナバ回路に接続された
スイッチを第３のスイッチング素子の制御信号と同期し
て動作させ、かつ、第３のスイッチング素子のスナバ回
路に接続されたスイッチを第２のスイッチング素子の制
御信号と同期して動作させるものである。
載の電力変換装置であって、第２のスイッチング素子の
スナバ回路を構成するコンデンサ及びダイオードの直列
回路の中点と直流電源の負極との間に抵抗を介して接続
されたダイオードの両端にスイッチを接続し、かつ、第
３のスイッチング素子のスナバ回路を構成するコンデン
サ及びダイオードの直列回路の中点と直流電源の正極と
の間に抵抗を介して接続されたダイオードの両端にスイ
ッチを接続してなる電力変換装置において、 直流電源を
起動し電圧を確立した後に、電力変換装置の出力相電圧
が０となるようなスイッチング状態で装置の運転を開始
し、第２のスイッチング素子のスナバ回路に接続された
スイッチを第３のスイッチング素子の制御信号と同期し
て動作させ、かつ、第３のスイッチング素子のスナバ回
路に接続されたスイッチを第２のスイッチング素子の制
御信号と同期して動作させるものである。
【００３１】 請求項８記載の制御方法は、請求項２の
全体に記載された電力変換装置であって、第２のスイッ
チング素子のスナバ回路を構成するコンデンサ及びダイ
オードの直列回路の中点と直流電源の負極との間に抵抗
を介して接続されたダイオードの両端にスイッチを接続
し、かつ、第３のスイッチング素子のスナバ回路を構成
するコンデンサ及びダイオードの直列回路の中点と直流
電源の正極との間に抵抗を介して接続されたダイオード
の両端にスイッチを接続してなる電力変換装置におい
て、直流電源を起動し電圧を確立した後に、電力変換装
置の出力相電圧が０となるようなスイッチング状態で装
置の運転を開始し、第２のスイッチング素子のスナバ回
路に接続されたスイッチを第３のスイッチング素子の制
御信号と同期して動作させ、かつ、第３のスイッチング
素子のスナバ回路に接続されたスイッチを第２のスイッ
チング素子の制御信号と同期して動作させるものであ
る。
全体に記載された電力変換装置であって、第２のスイッ
チング素子のスナバ回路を構成するコンデンサ及びダイ
オードの直列回路の中点と直流電源の負極との間に抵抗
を介して接続されたダイオードの両端にスイッチを接続
し、かつ、第３のスイッチング素子のスナバ回路を構成
するコンデンサ及びダイオードの直列回路の中点と直流
電源の正極との間に抵抗を介して接続されたダイオード
の両端にスイッチを接続してなる電力変換装置におい
て、直流電源を起動し電圧を確立した後に、電力変換装
置の出力相電圧が０となるようなスイッチング状態で装
置の運転を開始し、第２のスイッチング素子のスナバ回
路に接続されたスイッチを第３のスイッチング素子の制
御信号と同期して動作させ、かつ、第３のスイッチング
素子のスナバ回路に接続されたスイッチを第２のスイッ
チング素子の制御信号と同期して動作させるものであ
る。
【００３２】 請求項９記載の制御方法は、請求項３の
全体に記載された電力変換装置であって、第２のスイッ
チング素子のスナバ回路を構成するコンデンサ及びダイ
オードの直列回路の中点と直流電源の負極との間に抵抗
を介して接続されたダイオードの両端にスイッチを接続
し、かつ、第３のスイッチング素子のスナバ回路を構成
するコンデンサ及びダイオードの直列回路の中点と直流
電源の正極との間に抵抗を介して接続されたダイオード
の両端にスイッチを接続してなる電力変換装置におい
て、直流電源を起動し電圧を確立した後に、電力変換装
置の出力相電圧が０となるようなスイッチング状態で装
置の運転を開始し、第２のスイッチング素子のスナバ回
路に接続されたスイッチを第３のスイッチング素子の制
御信号と同期して動作させ、かつ、第３のスイッチング
素子のスナバ回路に接続されたスイッチを第２のスイッ
チング素子の制御信号と同期して動作させるものであ
る。
全体に記載された電力変換装置であって、第２のスイッ
チング素子のスナバ回路を構成するコンデンサ及びダイ
オードの直列回路の中点と直流電源の負極との間に抵抗
を介して接続されたダイオードの両端にスイッチを接続
し、かつ、第３のスイッチング素子のスナバ回路を構成
するコンデンサ及びダイオードの直列回路の中点と直流
電源の正極との間に抵抗を介して接続されたダイオード
の両端にスイッチを接続してなる電力変換装置におい
て、直流電源を起動し電圧を確立した後に、電力変換装
置の出力相電圧が０となるようなスイッチング状態で装
置の運転を開始し、第２のスイッチング素子のスナバ回
路に接続されたスイッチを第３のスイッチング素子の制
御信号と同期して動作させ、かつ、第３のスイッチング
素子のスナバ回路に接続されたスイッチを第２のスイッ
チング素子の制御信号と同期して動作させるものであ
る。
【００３３】 請求項１０記載の制御方法は、請求項１
記載の電力変換装置であって、第２のスイッチング素子
のスナバ回路を構成するコンデンサ及びダイオードの直
列回路の中点と直流電源の負極との間に抵抗を介して接
続されたダイオードの両端にスイッチを接続し、かつ、
第３のスイッチング素子のスナバ回路を構成するコンデ
ンサ及びダイオードの直列回路の中点と直流電源の正極
との間に抵抗を介して接続されたダイオードの両端にス
イッチを接続してなる電力変換装置において、直流電源
を起動し電圧を確立した後に、電力変換装置の出力相電
圧が０となるようなスイッチング状態で装置の運転を開
始し、各スイッチを、第２及び第３のスイッチング素子
の制御信号のＡＮＤ信号で動作させるものである。請求
項１１記載の制御方法は、請求項２の全体に記載された
電力変換装置であって、第２のスイッチング素子のスナ
バ回路を構成するコンデンサ及びダイオードの直列回路
の中点と直流電源の負極との間に抵抗を介して接続され
たダイオードの両端にスイッチを接続し、かつ、第３の
スイッチング素子のスナバ回路を構成するコンデンサ及
びダイオードの直列回路の中点と直流電源の正極との間
に抵抗を介して接続されたダイオードの両端にスイッチ
を接続してなる電力変換装置において、直流電源を起動
し電圧を確立した後に、電力変換装置の出力相電圧が０
となるようなスイッチング状態で装置の運転を開始し、
各スイッチを、第２及び第３のスイッチング素子の制御
信号のＡＮＤ信号で動作させるものである。請求項１２
記載の制御方法は、請求項３の全体に記載された電力変
換装置であって、第２のスイッチング素子のスナバ回路
を構成するコンデンサ及びダイオードの直列回路の中点
と直流電源の負極との間に抵抗を介して接続されたダイ
オードの両端にスイッチを接続し、かつ、第３のスイッ
チング素子のスナバ回路を構成するコンデンサ及びダイ
オードの直列回路の中点と直流電源の正極との間に抵抗
を介して接続されたダイオードの両端にスイッチを接続
してなる電力変換装置にお いて、直流電源を起動し電圧
を確立した後に、電力変換装置の出力相電圧が０となる
ようなスイッチング状態で装置の運転を開始し、各スイ
ッチを、第２及び第３のスイッチング素子の制御信号の
ＡＮＤ信号で動作させるものである。
記載の電力変換装置であって、第２のスイッチング素子
のスナバ回路を構成するコンデンサ及びダイオードの直
列回路の中点と直流電源の負極との間に抵抗を介して接
続されたダイオードの両端にスイッチを接続し、かつ、
第３のスイッチング素子のスナバ回路を構成するコンデ
ンサ及びダイオードの直列回路の中点と直流電源の正極
との間に抵抗を介して接続されたダイオードの両端にス
イッチを接続してなる電力変換装置において、直流電源
を起動し電圧を確立した後に、電力変換装置の出力相電
圧が０となるようなスイッチング状態で装置の運転を開
始し、各スイッチを、第２及び第３のスイッチング素子
の制御信号のＡＮＤ信号で動作させるものである。請求
項１１記載の制御方法は、請求項２の全体に記載された
電力変換装置であって、第２のスイッチング素子のスナ
バ回路を構成するコンデンサ及びダイオードの直列回路
の中点と直流電源の負極との間に抵抗を介して接続され
たダイオードの両端にスイッチを接続し、かつ、第３の
スイッチング素子のスナバ回路を構成するコンデンサ及
びダイオードの直列回路の中点と直流電源の正極との間
に抵抗を介して接続されたダイオードの両端にスイッチ
を接続してなる電力変換装置において、直流電源を起動
し電圧を確立した後に、電力変換装置の出力相電圧が０
となるようなスイッチング状態で装置の運転を開始し、
各スイッチを、第２及び第３のスイッチング素子の制御
信号のＡＮＤ信号で動作させるものである。請求項１２
記載の制御方法は、請求項３の全体に記載された電力変
換装置であって、第２のスイッチング素子のスナバ回路
を構成するコンデンサ及びダイオードの直列回路の中点
と直流電源の負極との間に抵抗を介して接続されたダイ
オードの両端にスイッチを接続し、かつ、第３のスイッ
チング素子のスナバ回路を構成するコンデンサ及びダイ
オードの直列回路の中点と直流電源の正極との間に抵抗
を介して接続されたダイオードの両端にスイッチを接続
してなる電力変換装置にお いて、直流電源を起動し電圧
を確立した後に、電力変換装置の出力相電圧が０となる
ようなスイッチング状態で装置の運転を開始し、各スイ
ッチを、第２及び第３のスイッチング素子の制御信号の
ＡＮＤ信号で動作させるものである。
【００３４】
【作用】本発明の電力変換装置は、特に第２の従来技術
である特開平５−２７６７６０号公報記載の電力変換器
と比較した場合、第２及び第３のスイッチング素子のス
ナバ回路に、スナバ抵抗を介して直流電源に直列接続さ
れるスナバダイオードをそれぞれ有している。このスナ
バダイオードは、スイッチング素子のスイッチング状態
が変化した際にスイッチング素子のスナバコンデンサが
過充電されるのを防止するように作用する。このため、
スイッチング状態が変化した場合にも上記スナバコンデ
ンサが大きな電圧範囲で充放電動作することがない。従
って、上記スナバ抵抗による発生損失が小さくなり、抵
抗及び装置の小形軽量化、低価格化、高効率化が可能に
なる。
である特開平５−２７６７６０号公報記載の電力変換器
と比較した場合、第２及び第３のスイッチング素子のス
ナバ回路に、スナバ抵抗を介して直流電源に直列接続さ
れるスナバダイオードをそれぞれ有している。このスナ
バダイオードは、スイッチング素子のスイッチング状態
が変化した際にスイッチング素子のスナバコンデンサが
過充電されるのを防止するように作用する。このため、
スイッチング状態が変化した場合にも上記スナバコンデ
ンサが大きな電圧範囲で充放電動作することがない。従
って、上記スナバ抵抗による発生損失が小さくなり、抵
抗及び装置の小形軽量化、低価格化、高効率化が可能に
なる。
【００３５】また、本発明の電力変換装置の制御方法に
おいては、装置の起動時に特定のスイッチング素子のス
ナバコンデンサが過電圧になり、これがスイッチング素
子に印加されることに鑑み、特定のスイッチング素子を
直流電源の起動前からオンさせ、その後直流電源を起動
して電圧を立ち上げ、これらのスイッチング素子をオフ
してから装置の運転を開始するように制御することによ
り、スナバコンデンサの過電圧を抑制する。
おいては、装置の起動時に特定のスイッチング素子のス
ナバコンデンサが過電圧になり、これがスイッチング素
子に印加されることに鑑み、特定のスイッチング素子を
直流電源の起動前からオンさせ、その後直流電源を起動
して電圧を立ち上げ、これらのスイッチング素子をオフ
してから装置の運転を開始するように制御することによ
り、スナバコンデンサの過電圧を抑制する。
【００３６】更に、本発明の制御方法においては、第２
及び第３のスイッチング素子のスナバ抵抗側のスナバダ
イオードにスイッチをそれぞれ並列接続した電力変換装
置を対象として、これらのスイッチのオン、オフのタイ
ミングを種々に制御する。これにより、装置運転開始時
にスナバ回路のスナバコンデンサに大きな充電電流が流
れないようにし、スナバコンデンサ及びスイッチング素
子に過電圧が印加されるのを防止する。
及び第３のスイッチング素子のスナバ抵抗側のスナバダ
イオードにスイッチをそれぞれ並列接続した電力変換装
置を対象として、これらのスイッチのオン、オフのタイ
ミングを種々に制御する。これにより、装置運転開始時
にスナバ回路のスナバコンデンサに大きな充電電流が流
れないようにし、スナバコンデンサ及びスイッチング素
子に過電圧が印加されるのを防止する。
【００３７】
【実施例】以下、図に沿って各発明の実施例を説明す
る。図１は本発明の第１実施例（以下、実施例の番号に
ついては通算番号を用いる）であり、図２１と同様に電
力変換装置の１相分を示している。図１において、スナ
バ回路３，４以外の構成は図２１と同様であるため同一
の構成要素には同一符号を付して説明を省略し、以下で
はスナバ回路３，４を中心にその構成を説明する。
る。図１は本発明の第１実施例（以下、実施例の番号に
ついては通算番号を用いる）であり、図２１と同様に電
力変換装置の１相分を示している。図１において、スナ
バ回路３，４以外の構成は図２１と同様であるため同一
の構成要素には同一符号を付して説明を省略し、以下で
はスナバ回路３，４を中心にその構成を説明する。
【００３８】スイッチング素子（この例ではＩＧＢＴ）
Ｓ２のスナバ回路３は、スイッチング素子Ｓ２の両極間
に接続されたダイオードＤ１及びコンデンサＣ１の直列
回路と、この直列回路の中点に一端が接続された抵抗Ｒ
１２と、抵抗Ｒ１２の他端にカソードが接続されかつア
ノードが直流電源１の負極に接続されたダイオードＤ３
とから構成されている。なお、ダイオードＤ１のカソー
ドはスイッチング素子Ｓ２のエミッタに接続されてい
る。
Ｓ２のスナバ回路３は、スイッチング素子Ｓ２の両極間
に接続されたダイオードＤ１及びコンデンサＣ１の直列
回路と、この直列回路の中点に一端が接続された抵抗Ｒ
１２と、抵抗Ｒ１２の他端にカソードが接続されかつア
ノードが直流電源１の負極に接続されたダイオードＤ３
とから構成されている。なお、ダイオードＤ１のカソー
ドはスイッチング素子Ｓ２のエミッタに接続されてい
る。
【００３９】同様にスイッチング素子Ｓ３のスナバ回路
４は、スイッチング素子Ｓ３の両極間に接続されたダイ
オードＤ１及びコンデンサＣ１の直列回路と、この直列
回路の中点にアノードが接続されたダイオードＤ３と、
ダイオードＤ３のカソードが一端に接続されかつ他端が
直流電源１の正極に接続された抵抗Ｒ１３とから構成さ
れている。なお、ダイオードＤ１のアノードはスイッチ
ング素子Ｓ３のコレクタに接続されている。
４は、スイッチング素子Ｓ３の両極間に接続されたダイ
オードＤ１及びコンデンサＣ１の直列回路と、この直列
回路の中点にアノードが接続されたダイオードＤ３と、
ダイオードＤ３のカソードが一端に接続されかつ他端が
直流電源１の正極に接続された抵抗Ｒ１３とから構成さ
れている。なお、ダイオードＤ１のアノードはスイッチ
ング素子Ｓ３のコレクタに接続されている。
【００４０】次に、この実施例の動作を図２を参照しつ
つ説明する。図２において、ＶS1C〜ＶS4Cはスナバ回路
２〜５のスナバコンデンサＣ１の電圧、ＩS1C〜ＩS4Cは
同じく電流、ＩS1,ＩS2はスイッチング素子Ｓ１,Ｓ２の
電流、Ｉ8〜Ｉ10はダイオード８〜１０の電流、Ｖ3D3,
Ｖ4D3はスナバダイオードＤ３,Ｄ４の電流、ＩR12，Ｉ
R13はスナバ抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の電流である。
つ説明する。図２において、ＶS1C〜ＶS4Cはスナバ回路
２〜５のスナバコンデンサＣ１の電圧、ＩS1C〜ＩS4Cは
同じく電流、ＩS1,ＩS2はスイッチング素子Ｓ１,Ｓ２の
電流、Ｉ8〜Ｉ10はダイオード８〜１０の電流、Ｖ3D3,
Ｖ4D3はスナバダイオードＤ３,Ｄ４の電流、ＩR12，Ｉ
R13はスナバ抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の電流である。
【００４１】まず、表１に示した状態Ａから状態Ｂへの
切り換え時（スイッチング素子Ｓ１がオンからオフ、ス
イッチング素子Ｓ３がオフからオン）を考えると、この
ときの動作は、スナバ回路３以外は第２の従来技術と同
様であるため、ここではスナバ回路３の動作のみを説明
する。スイッチング状態は、図２に示す如く状態Ｂ→状
態Ａ→状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ｂ→状態Ａ→…の順で切り
換わるものとする。
切り換え時（スイッチング素子Ｓ１がオンからオフ、ス
イッチング素子Ｓ３がオフからオン）を考えると、この
ときの動作は、スナバ回路３以外は第２の従来技術と同
様であるため、ここではスナバ回路３の動作のみを説明
する。スイッチング状態は、図２に示す如く状態Ｂ→状
態Ａ→状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ｂ→状態Ａ→…の順で切り
換わるものとする。
【００４２】それ以前に状態Ｂから状態Ａへ切り換わっ
た際に、スナバ回路３のコンデンサＣ１は、スナバ回路
３のダイオードＤ３により、電圧Ｅから２Ｅへ充電され
ることを阻止されているので、第２の従来技術のように
上記スナバ回路３のコンデンサＣ１は、状態Ｂ→状態Ａ
→状態Ｂに移り変わっても充放電動作を行なわない。こ
のことは、図２及び図２２のＶS2Cの波形から明らかで
ある。つまり、スナバ回路３のコンデンサＣ１は、スイ
ッチング素子Ｓ２に電流が流れている状態でオフした後
の状態Ｃの期間、及び、その後の期間Ｂにおける若干の
放電期間以外は常に電圧Ｅにクランプされることになる
ので、スナバ抵抗Ｒ１２の発生損失は第２の従来技術よ
りも小さくなる。
た際に、スナバ回路３のコンデンサＣ１は、スナバ回路
３のダイオードＤ３により、電圧Ｅから２Ｅへ充電され
ることを阻止されているので、第２の従来技術のように
上記スナバ回路３のコンデンサＣ１は、状態Ｂ→状態Ａ
→状態Ｂに移り変わっても充放電動作を行なわない。こ
のことは、図２及び図２２のＶS2Cの波形から明らかで
ある。つまり、スナバ回路３のコンデンサＣ１は、スイ
ッチング素子Ｓ２に電流が流れている状態でオフした後
の状態Ｃの期間、及び、その後の期間Ｂにおける若干の
放電期間以外は常に電圧Ｅにクランプされることになる
ので、スナバ抵抗Ｒ１２の発生損失は第２の従来技術よ
りも小さくなる。
【００４３】次に、状態Ｂから状態Ｃへの切り換え時
（スイッチング素子Ｓ２がオンからオフ、スイッチング
素子Ｓ４がオフからオン）の動作を説明する。この場合
の動作は、スナバ回路４以外は第２の従来技術と同様で
あるため、以下ではスナバ回路４の動作のみ説明する。
（スイッチング素子Ｓ２がオンからオフ、スイッチング
素子Ｓ４がオフからオン）の動作を説明する。この場合
の動作は、スナバ回路４以外は第２の従来技術と同様で
あるため、以下ではスナバ回路４の動作のみ説明する。
【００４４】状態Ｂから状態Ｃへ切り換わった際に、ス
ナバ回路４のコンデンサＣ１は、スナバ回路４のダイオ
ードＤ３により、電圧Ｅから２Ｅへ充電されるのを阻止
されているので、第２の従来技術のように上記スナバコ
ンデンサＣ１は状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ｂに移り変わって
も充放電動作を行なわない。このことは、図２及び図２
２のＶS3Cの波形から明らかである。つまり、スナバ回
路４のコンデンサＣ１は、スイッチング素子Ｓ３に電流
が流れている状態でオフした後の状態Ａの期間、及び、
その後の期間Ｂにおける若干の放電期間以外は常に電圧
Ｅにクランプされることになるので、スナバ抵抗Ｒ１３
の発生損失は第２の従来技術よりも小さくなる。
ナバ回路４のコンデンサＣ１は、スナバ回路４のダイオ
ードＤ３により、電圧Ｅから２Ｅへ充電されるのを阻止
されているので、第２の従来技術のように上記スナバコ
ンデンサＣ１は状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ｂに移り変わって
も充放電動作を行なわない。このことは、図２及び図２
２のＶS3Cの波形から明らかである。つまり、スナバ回
路４のコンデンサＣ１は、スイッチング素子Ｓ３に電流
が流れている状態でオフした後の状態Ａの期間、及び、
その後の期間Ｂにおける若干の放電期間以外は常に電圧
Ｅにクランプされることになるので、スナバ抵抗Ｒ１３
の発生損失は第２の従来技術よりも小さくなる。
【００４５】以上、スイッチング素子Ｓ１とＳ２とのオ
フ時の動作を説明したが、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４
についても同様であり、何れも各スナバコンデンサＣ１
はＥ＋ΔＥまで過充電され、その後、ΔＥ分のみを電源
に回生する分と各抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４による損失とで分
担して放電する。そして、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３
がオンしてもそのスナバ回路３，４のコンデンサＣ１は
零レベルまで放電されることはなく、また電圧２Ｅまで
充電されることもない。従って、各スナバ回路３，４の
スナバ抵抗Ｒ１２，Ｒ１３で発生する損失は大幅に減少
することになり、抵抗の小形化による装置全体の小形軽
量化、高効率化、コストの低減が可能になる。
フ時の動作を説明したが、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４
についても同様であり、何れも各スナバコンデンサＣ１
はＥ＋ΔＥまで過充電され、その後、ΔＥ分のみを電源
に回生する分と各抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４による損失とで分
担して放電する。そして、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３
がオンしてもそのスナバ回路３，４のコンデンサＣ１は
零レベルまで放電されることはなく、また電圧２Ｅまで
充電されることもない。従って、各スナバ回路３，４の
スナバ抵抗Ｒ１２，Ｒ１３で発生する損失は大幅に減少
することになり、抵抗の小形化による装置全体の小形軽
量化、高効率化、コストの低減が可能になる。
【００４６】上記第１実施例では、ダイオード１０，１
１のスナバ回路１２，１３をコンデンサＣ２のみから構
成してあるが、これらのスナバ回路１２，１３は最低限
コンデンサを含む回路であればよく、コンデンサと抵
抗、更にはダイオードとを組合わせた有極性スナバ回路
（図１７参照）を用いても同様の効果を有する。また、
第１実施例では、直流電源１を直列接続した２個の電源
１Ａ，１Ｂにより構成したが、図３に示すように、１個
の直流電源１（電圧２Ｅ）と、この電源１の両端に直列
接続された同一容量の２個のコンデンサＣ０とにより構
成してもよい。この場合には、直流電源１及び２個のコ
ンデンサＣ０を全体として一つの直流電源と見なすこと
ができる。
１のスナバ回路１２，１３をコンデンサＣ２のみから構
成してあるが、これらのスナバ回路１２，１３は最低限
コンデンサを含む回路であればよく、コンデンサと抵
抗、更にはダイオードとを組合わせた有極性スナバ回路
（図１７参照）を用いても同様の効果を有する。また、
第１実施例では、直流電源１を直列接続した２個の電源
１Ａ，１Ｂにより構成したが、図３に示すように、１個
の直流電源１（電圧２Ｅ）と、この電源１の両端に直列
接続された同一容量の２個のコンデンサＣ０とにより構
成してもよい。この場合には、直流電源１及び２個のコ
ンデンサＣ０を全体として一つの直流電源と見なすこと
ができる。
【００４７】 図４は、本発明の第２実施例を示してい
る。この実施例は、ダイオード１０，１１のスナバ回路
１５，１６として、図１７に示した放電形のスナバ回路
を電源電圧クランプ形スナバとしたものであり、スナバ
回路３，４の動作は第１実施例と同様であるため説明を
省略する。なお、Ｒ１５，Ｒ１６はスナバ抵抗を示す。
上記第２実施例も、直流電源１を２個の電源１Ａ，１Ｂ
により構成してあるが、図６に示すように、１個の直流
電源１（電圧２Ｅ）と、この電源１の両端に直列接続さ
れた同一容量の２個のコンデンサＣ０とにより構成して
もよい。
る。この実施例は、ダイオード１０，１１のスナバ回路
１５，１６として、図１７に示した放電形のスナバ回路
を電源電圧クランプ形スナバとしたものであり、スナバ
回路３，４の動作は第１実施例と同様であるため説明を
省略する。なお、Ｒ１５，Ｒ１６はスナバ抵抗を示す。
上記第２実施例も、直流電源１を２個の電源１Ａ，１Ｂ
により構成してあるが、図６に示すように、１個の直流
電源１（電圧２Ｅ）と、この電源１の両端に直列接続さ
れた同一容量の２個のコンデンサＣ０とにより構成して
もよい。
【００４８】 図５は、本発明の第３実施例を示してい
る。この実施例は、上記第２実施例（図４，図６）のス
ナバ回路１５のスナバ抵抗Ｒ１５とスナバ回路４のスナ
バ抵抗Ｒ１３を共通にしてスナバ抵抗Ｒ１３のみとし、
同様に、スナバ回路１６のスナバ抵抗Ｒ１６とスナバ回
路３のスナバ抵抗Ｒ１２を共通にしてスナバ抵抗Ｒ１２
のみとしたものである。
る。この実施例は、上記第２実施例（図４，図６）のス
ナバ回路１５のスナバ抵抗Ｒ１５とスナバ回路４のスナ
バ抵抗Ｒ１３を共通にしてスナバ抵抗Ｒ１３のみとし、
同様に、スナバ回路１６のスナバ抵抗Ｒ１６とスナバ回
路３のスナバ抵抗Ｒ１２を共通にしてスナバ抵抗Ｒ１２
のみとしたものである。
【００４９】これにより、抵抗の使用総個数を減らすこ
とができ、装置の一層の小形軽量化、低コスト化を図る
ことができる。スナバ回路３，４の動作は第１実施例と
同様であるため説明を省略する。上記第３実施例も、直
流電源１を２個の電源１Ａ，１Ｂにより構成してある
が、図７に示すように、１個の直流電源１（電圧２Ｅ）
と、この電源１の両端に直列接続された同一容量の２個
のコンデンサＣ０とにより構成してもよい。
とができ、装置の一層の小形軽量化、低コスト化を図る
ことができる。スナバ回路３，４の動作は第１実施例と
同様であるため説明を省略する。上記第３実施例も、直
流電源１を２個の電源１Ａ，１Ｂにより構成してある
が、図７に示すように、１個の直流電源１（電圧２Ｅ）
と、この電源１の両端に直列接続された同一容量の２個
のコンデンサＣ０とにより構成してもよい。
【００５０】上記第１〜第３実施例の電力変換装置は、
直流電源１を起動して電圧を確立した後に装置の運転を
開始する。この運転開始時における各部波形を図８に示
す。装置の運転前には（ｔ０〜ｔ２の期間）、スイッチ
ング素子Ｓ１，Ｓ４のスナバ回路２，５のコンデンサＣ
１は電源電圧Ｅに充電され、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ
３のスナバ回路３，４のコンデンサＣ１は電源電圧Ｅに
充電されず、０Ｖの状態にある。
直流電源１を起動して電圧を確立した後に装置の運転を
開始する。この運転開始時における各部波形を図８に示
す。装置の運転前には（ｔ０〜ｔ２の期間）、スイッチ
ング素子Ｓ１，Ｓ４のスナバ回路２，５のコンデンサＣ
１は電源電圧Ｅに充電され、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ
３のスナバ回路３，４のコンデンサＣ１は電源電圧Ｅに
充電されず、０Ｖの状態にある。
【００５１】時刻ｔ２に、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２
はオンし、Ｓ３，Ｓ４にはオフ信号が入力されてターン
オフすることにより、装置の運転を開始する。このと
き、電源電圧Ｅとスナバ回路４のコンデンサＣ１の電圧
差により、電源１Ａ→スイッチング素子Ｓ１→スイッチ
ング素子Ｓ２→スナバ回路４のコンデンサＣ１→ダイオ
ード１１の経路で、この経路の配線インダクタンス（図
示せず）及び上記コンデンサＣ１の共振電流が流れ、ス
ナバ回路４のコンデンサＣ１を充電するため、スナバ回
路４を有するスイッチング素子Ｓ３には図８のように過
電圧Ｅ１が印加される。
はオンし、Ｓ３，Ｓ４にはオフ信号が入力されてターン
オフすることにより、装置の運転を開始する。このと
き、電源電圧Ｅとスナバ回路４のコンデンサＣ１の電圧
差により、電源１Ａ→スイッチング素子Ｓ１→スイッチ
ング素子Ｓ２→スナバ回路４のコンデンサＣ１→ダイオ
ード１１の経路で、この経路の配線インダクタンス（図
示せず）及び上記コンデンサＣ１の共振電流が流れ、ス
ナバ回路４のコンデンサＣ１を充電するため、スナバ回
路４を有するスイッチング素子Ｓ３には図８のように過
電圧Ｅ１が印加される。
【００５２】この過充電Ｅ１は、状態Ａから状態Ｂに切
り換わるときにスナバ回路４のコンデンサＣ１→ダイオ
ードＤ３→抵抗Ｒ１３→電源１Ａ→ダイオード１０→ス
イッチング素子Ｓ２→スイッチング素子Ｓ３の経路で放
電し、その後、電源電圧Ｅにクランプされる。本動作は
電力変換装置の起動時のみに起こり、装置の運転開始以
後は上記モードは発生しない。
り換わるときにスナバ回路４のコンデンサＣ１→ダイオ
ードＤ３→抵抗Ｒ１３→電源１Ａ→ダイオード１０→ス
イッチング素子Ｓ２→スイッチング素子Ｓ３の経路で放
電し、その後、電源電圧Ｅにクランプされる。本動作は
電力変換装置の起動時のみに起こり、装置の運転開始以
後は上記モードは発生しない。
【００５３】以上、スナバ回路４のコンデンサＣ１が過
電圧になる場合につき説明したが、これは装置の運転開
始時の状態がＡから始まっているためであり、装置の運
転開始時の状態がＣの場合には、スナバ回路３のコンデ
ンサＣ１が過電圧となる。また、装置の運転開始時の状
態がＢから始まる場合、この状態Ｂではスナバ回路３，
４のコンデンサＣ１は０Ｖのまま変化なく、次に変化す
る装置の状態により、スナバ回路３またはスナバ回路４
のコンデンサＣ１が過電圧となる（次に移行する状態が
Ａの時はスナバ回路４のコンデンサＣ１が、状態がＣの
時はスナバ回路３のコンデンサＣ１が過電圧となる）。
電圧になる場合につき説明したが、これは装置の運転開
始時の状態がＡから始まっているためであり、装置の運
転開始時の状態がＣの場合には、スナバ回路３のコンデ
ンサＣ１が過電圧となる。また、装置の運転開始時の状
態がＢから始まる場合、この状態Ｂではスナバ回路３，
４のコンデンサＣ１は０Ｖのまま変化なく、次に変化す
る装置の状態により、スナバ回路３またはスナバ回路４
のコンデンサＣ１が過電圧となる（次に移行する状態が
Ａの時はスナバ回路４のコンデンサＣ１が、状態がＣの
時はスナバ回路３のコンデンサＣ１が過電圧となる）。
【００５４】 上述したコンデンサＣ１の過電圧のレベ
ルが大きい場合、スナバコンデンサ及びスイッチング素
子の責務が厳しくなる。以下の実施例は、この問題を解
決するための第４〜第１２実施例である。
ルが大きい場合、スナバコンデンサ及びスイッチング素
子の責務が厳しくなる。以下の実施例は、この問題を解
決するための第４〜第１２実施例である。
【００５５】 まず、本発明の第４実施例を図９を参照
しつつ説明する。例えば第１実施例において、時刻ｔ０
の前からスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をオンさせてお
き、直流電源１が起動すると（時刻ｔ０）、スナバ回路
２のコンデンサＣ１は、電源１Ａ→スナバ回路２のコン
デンサＣ１→抵抗Ｒ１１の経路で電源電圧Ｅに充電さ
れ、スナバ回路５のコンデンサＣ１は、電源１Ｂ→抵抗
Ｒ１４→スナバ回路５のコンデンサＣ１の経路で電源電
圧Ｅに充電される。
しつつ説明する。例えば第１実施例において、時刻ｔ０
の前からスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をオンさせてお
き、直流電源１が起動すると（時刻ｔ０）、スナバ回路
２のコンデンサＣ１は、電源１Ａ→スナバ回路２のコン
デンサＣ１→抵抗Ｒ１１の経路で電源電圧Ｅに充電さ
れ、スナバ回路５のコンデンサＣ１は、電源１Ｂ→抵抗
Ｒ１４→スナバ回路５のコンデンサＣ１の経路で電源電
圧Ｅに充電される。
【００５６】また、スナバ回路３，４のコンデンサＣ１
は、電源１Ａ→スイッチング素子Ｓ１→スナバ回路３の
コンデンサＣ１→スナバ回路３のダイオードＤ１→スナ
バ回路４のダイオードＤ１→スナバ回路４のコンデンサ
Ｃ１→スイッチング素子Ｓ４→電源１Ｂの経路で、それ
ぞれ電源電圧Ｅに充電される。通常、直流電源１は緩や
かに電圧を確立させるので、スナバ回路３，４のコンデ
ンサＣ１に大きな電流は流れず、これらが過電圧に充電
されることはない。
は、電源１Ａ→スイッチング素子Ｓ１→スナバ回路３の
コンデンサＣ１→スナバ回路３のダイオードＤ１→スナ
バ回路４のダイオードＤ１→スナバ回路４のコンデンサ
Ｃ１→スイッチング素子Ｓ４→電源１Ｂの経路で、それ
ぞれ電源電圧Ｅに充電される。通常、直流電源１は緩や
かに電圧を確立させるので、スナバ回路３，４のコンデ
ンサＣ１に大きな電流は流れず、これらが過電圧に充電
されることはない。
【００５７】 直流電源が確立した後、図９の時間ｔ１
〜ｔ２の期間でスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオフして
（時刻ｔａ）装置の運転を開始することにより、装置運
転開始時（時刻ｔ２）にスイッチング素子Ｓ３に印加さ
れる過電圧を抑制することができる。なお、図９では状
態Ａから装置の運転が開始される場合につき説明した
が、状態Ｂ、状態Ｃから運転が開始されても動作は同じ
であるので説明は省略する。上起動作説明は、第１実施
例を対象として行ったが、この制御方法は第２または第
３実施例にも勿論適用可能であり、これらが第５、第６
実施例に相当する。
〜ｔ２の期間でスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオフして
（時刻ｔａ）装置の運転を開始することにより、装置運
転開始時（時刻ｔ２）にスイッチング素子Ｓ３に印加さ
れる過電圧を抑制することができる。なお、図９では状
態Ａから装置の運転が開始される場合につき説明した
が、状態Ｂ、状態Ｃから運転が開始されても動作は同じ
であるので説明は省略する。上起動作説明は、第１実施
例を対象として行ったが、この制御方法は第２または第
３実施例にも勿論適用可能であり、これらが第５、第６
実施例に相当する。
【００５８】 次に、本発明の第７実施例を図１０を参
照しつつ説明する。図１０は、第１実施例と同様に１相
分の主回路を示している。図１０において、スナバ回路
３，４の構成以外は第１実施例と同様であるため同一構
成要素には同一符号を付して詳述を省略し、以下ではス
ナバ回路３，４の構成を中心に説明する。すなわち、図
１との相違点を述べると、スイッチング素子Ｓ２のスナ
バ回路３を構成するダイオードＤ３の両端に抵抗Ｒ１５
が接続されていると共に、スイッチング素子Ｓ３のスナ
バ回路４を構成するダイオードＤ３の両端にも抵抗Ｒ１
６が接続されている。
照しつつ説明する。図１０は、第１実施例と同様に１相
分の主回路を示している。図１０において、スナバ回路
３，４の構成以外は第１実施例と同様であるため同一構
成要素には同一符号を付して詳述を省略し、以下ではス
ナバ回路３，４の構成を中心に説明する。すなわち、図
１との相違点を述べると、スイッチング素子Ｓ２のスナ
バ回路３を構成するダイオードＤ３の両端に抵抗Ｒ１５
が接続されていると共に、スイッチング素子Ｓ３のスナ
バ回路４を構成するダイオードＤ３の両端にも抵抗Ｒ１
６が接続されている。
【００５９】この実施例の動作を、図１１を参照しつつ
説明する。図１１において、時刻ｔ０に直流電源１が起
動すると、スナバ回路２のコンデンサＣ１は、電源１Ａ
→スナバ回路２のコンデンサＣ１→抵抗Ｒ１１の経路で
電源電圧Ｅに充電され、スナバ回路５のコンデンサＣ１
は、電源１Ｂ→抵抗Ｒ１４→スナバ回路５のコンデンサ
Ｃ１の経路で電源電圧Ｅに充電される。スナバ回路３の
コンデンサＣ１は、電源１Ｂ→ダイオード１０→スナバ
回路３のコンデンサＣ１→抵抗Ｒ１２→抵抗Ｒ１５の経
路で電源電圧Ｅに充電され、スナバ回路４のコンデンサ
Ｃ１は、電源１Ａ→抵抗Ｒ１３→抵抗Ｒ１６→スナバ回
路４のコンデンサＣ１→ダイオード１１の経路で電源電
圧Ｅに充電される。
説明する。図１１において、時刻ｔ０に直流電源１が起
動すると、スナバ回路２のコンデンサＣ１は、電源１Ａ
→スナバ回路２のコンデンサＣ１→抵抗Ｒ１１の経路で
電源電圧Ｅに充電され、スナバ回路５のコンデンサＣ１
は、電源１Ｂ→抵抗Ｒ１４→スナバ回路５のコンデンサ
Ｃ１の経路で電源電圧Ｅに充電される。スナバ回路３の
コンデンサＣ１は、電源１Ｂ→ダイオード１０→スナバ
回路３のコンデンサＣ１→抵抗Ｒ１２→抵抗Ｒ１５の経
路で電源電圧Ｅに充電され、スナバ回路４のコンデンサ
Ｃ１は、電源１Ａ→抵抗Ｒ１３→抵抗Ｒ１６→スナバ回
路４のコンデンサＣ１→ダイオード１１の経路で電源電
圧Ｅに充電される。
【００６０】直流電源１が確立した後に装置の運転を開
始しても、各スナバ回路２〜５のコンデンサＣ１の電圧
は図示するようにＥにクランプされているので、スナバ
回路３，４のコンデンサＣ１には大きな充電電流は流れ
ず、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の損失が減少すると共に、スイ
ッチング素子Ｓ２，Ｓ３に過電圧が印加されることもな
い。
始しても、各スナバ回路２〜５のコンデンサＣ１の電圧
は図示するようにＥにクランプされているので、スナバ
回路３，４のコンデンサＣ１には大きな充電電流は流れ
ず、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の損失が減少すると共に、スイ
ッチング素子Ｓ２，Ｓ３に過電圧が印加されることもな
い。
【００６１】しかし、新たに付加した抵抗Ｒ１５，Ｒ１
６の定数は、下記の点を注意して決定する必要がある。
例えば、上記装置が状態Ａで動作している時、電源１Ａ
→スイッチング素子Ｓ１→スナバ回路３のコンデンサＣ
１→抵抗Ｒ１２→抵抗Ｒ１５→電源１Ｂの経路で充電電
流が流れ、スナバ回路３のコンデンサＣ１が充電され
る。スナバ回路３のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１５の時定
数τ（抵抗Ｒ１５の抵抗値×スナバ回路３のコンデンサ
Ｃ１の容量）をスイッチング周期Ｔより短くすると、仮
りに４τ≦Ｔの場合、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオ
ン期間にコンデンサＣ１を電圧２Ｅまで充電し、スイッ
チング素子Ｓ２に過大な電圧が印加されることになる。
従って、上記時定数τをスイッチング周期Ｔより充分大
きくしておけば、スナバ回路３のコンデンサＣ１の充電
分は小さくできるので、素子に過電圧が印加される心配
はない。
６の定数は、下記の点を注意して決定する必要がある。
例えば、上記装置が状態Ａで動作している時、電源１Ａ
→スイッチング素子Ｓ１→スナバ回路３のコンデンサＣ
１→抵抗Ｒ１２→抵抗Ｒ１５→電源１Ｂの経路で充電電
流が流れ、スナバ回路３のコンデンサＣ１が充電され
る。スナバ回路３のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１５の時定
数τ（抵抗Ｒ１５の抵抗値×スナバ回路３のコンデンサ
Ｃ１の容量）をスイッチング周期Ｔより短くすると、仮
りに４τ≦Ｔの場合、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオ
ン期間にコンデンサＣ１を電圧２Ｅまで充電し、スイッ
チング素子Ｓ２に過大な電圧が印加されることになる。
従って、上記時定数τをスイッチング周期Ｔより充分大
きくしておけば、スナバ回路３のコンデンサＣ１の充電
分は小さくできるので、素子に過電圧が印加される心配
はない。
【００６２】 なお、上記第７実施例では、第１実施例
に抵抗Ｒ１５，Ｒ１６を付加する形で説明したが、第２
実施例及び第３実施例のダイオードＤ３に抵抗Ｒ１５，
Ｒ１６をそれぞれ並列接続する構成にしても同様の効果
を有する。
に抵抗Ｒ１５，Ｒ１６を付加する形で説明したが、第２
実施例及び第３実施例のダイオードＤ３に抵抗Ｒ１５，
Ｒ１６をそれぞれ並列接続する構成にしても同様の効果
を有する。
【００６３】 図１２は、本発明の第８実施例である。
図１２は第１実施例と同様に１相分の主回路を示してお
り、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４に対し並列に高インピ
ーダンスの抵抗Ｒ１５，Ｒ１６がそれぞれ接続されて構
成されている。その他の部分は第１実施例と同様である
ため、説明を省略する。
図１２は第１実施例と同様に１相分の主回路を示してお
り、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４に対し並列に高インピ
ーダンスの抵抗Ｒ１５，Ｒ１６がそれぞれ接続されて構
成されている。その他の部分は第１実施例と同様である
ため、説明を省略する。
【００６４】この実施例の動作を、先の図１１を参照し
つつ説明する。時刻ｔ０に直流電源１が起動すると、ス
ナバ回路２のコンデンサＣ１は、電源１Ａ→スナバ回路
２のコンデンサＣ１→抵抗Ｒ１１の経路で電源電圧Ｅに
充電され、スナバ回路５のコンデンサＣ１は、電源１Ｂ
→抵抗Ｒ１４→スナバ回路５のコンデンサＣ１の経路で
電源電圧Ｅに充電される。また、スナバ回路３，４のコ
ンデンサＣ１は、電源１Ａ→抵抗Ｒ１５→スナバ回路３
のコンデンサＣ１→スナバ回路３のダイオードＤ１→ス
ナバ回路４のダイオードＤ１→スナバ回路４のコンデン
サＣ１→抵抗Ｒ１６→電源１Ｂの経路で電源電圧Ｅに充
電される。
つつ説明する。時刻ｔ０に直流電源１が起動すると、ス
ナバ回路２のコンデンサＣ１は、電源１Ａ→スナバ回路
２のコンデンサＣ１→抵抗Ｒ１１の経路で電源電圧Ｅに
充電され、スナバ回路５のコンデンサＣ１は、電源１Ｂ
→抵抗Ｒ１４→スナバ回路５のコンデンサＣ１の経路で
電源電圧Ｅに充電される。また、スナバ回路３，４のコ
ンデンサＣ１は、電源１Ａ→抵抗Ｒ１５→スナバ回路３
のコンデンサＣ１→スナバ回路３のダイオードＤ１→ス
ナバ回路４のダイオードＤ１→スナバ回路４のコンデン
サＣ１→抵抗Ｒ１６→電源１Ｂの経路で電源電圧Ｅに充
電される。
【００６５】直流電源１が確立した後に装置の運転を開
始すれば、スナバ回路２〜５のコンデンサＣ１の電圧は
図１１に示すごとくＥにクランプされているので、スナ
バ回路３，４のコンデンサＣ１には大きな充電電流が流
れず、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の損失が減少すると共に、ス
イッチング素子Ｓ２，Ｓ３に過電圧が印加されることは
ない。但し、抵抗Ｒ１５，Ｒ１６はスイッチング素子Ｓ
１，Ｓ４と並列に接続されるので、高インピーダンスで
あり、かつスナバ回路３，４のコンデンサＣ１との時定
数がスイッチング周期Ｔよりも十分に大きくなる抵抗値
とする必要がある。
始すれば、スナバ回路２〜５のコンデンサＣ１の電圧は
図１１に示すごとくＥにクランプされているので、スナ
バ回路３，４のコンデンサＣ１には大きな充電電流が流
れず、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３の損失が減少すると共に、ス
イッチング素子Ｓ２，Ｓ３に過電圧が印加されることは
ない。但し、抵抗Ｒ１５，Ｒ１６はスイッチング素子Ｓ
１，Ｓ４と並列に接続されるので、高インピーダンスで
あり、かつスナバ回路３，４のコンデンサＣ１との時定
数がスイッチング周期Ｔよりも十分に大きくなる抵抗値
とする必要がある。
【００６６】 上記第８実施例では、第１実施例に抵抗
Ｒ１５，Ｒ１６を付加する形で説明したが、第２実施例
及び第３実施例のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４に抵抗Ｒ
１５，Ｒ１６をそれぞれ並列接続する構成にしても同様
の効果を有する。
Ｒ１５，Ｒ１６を付加する形で説明したが、第２実施例
及び第３実施例のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４に抵抗Ｒ
１５，Ｒ１６をそれぞれ並列接続する構成にしても同様
の効果を有する。
【００６７】 図１３は、本発明の第９実施例である。
図１３は第１実施例と同様に１相分の主回路を示してお
り、スナバ回路３，４のダイオードＤ３とそれぞれ並列
にスイッチＳＷ１，ＳＷ２を接続した点以外は第１実施
例と同様であるため、説明を省略する。上記スイッチＳ
Ｗ１，ＳＷ２を制御することによる制御方法に関して、
各々第１０〜第１２実施例の３種類があるので、以下で
はこれらを順に説明する。
図１３は第１実施例と同様に１相分の主回路を示してお
り、スナバ回路３，４のダイオードＤ３とそれぞれ並列
にスイッチＳＷ１，ＳＷ２を接続した点以外は第１実施
例と同様であるため、説明を省略する。上記スイッチＳ
Ｗ１，ＳＷ２を制御することによる制御方法に関して、
各々第１０〜第１２実施例の３種類があるので、以下で
はこれらを順に説明する。
【００６８】 （１）スナバ回路３，４のスイッチＳＷ
１，ＳＷ２を装置の運転開始前までに１回以上オンさ
せ、運転中は常時オフしておく制御方法（第１０実施
例）。この実施例の動作波形は図１１と同様であるの
で、これを用いて動作を説明する。まず、スイッチＳＷ
１，ＳＷ２を、直流電源１が起動する前（時刻ｔ０）か
ら何れもオンさせる。この状態で直流電源１を起動する
と（時刻ｔ０）、スナバ回路２のコンデンサＣ１は、電
源１Ａ→スナバ回路２のコンデンサＣ１→抵抗Ｒ１１の
経路で電源電圧Ｅに充電され、スナバ回路５のコンデン
サＣ１は、電源１Ｂ→抵抗Ｒ１４→スナバ回路５のコン
デンサＣ１の経路で電源電圧Ｅに充電される。
１，ＳＷ２を装置の運転開始前までに１回以上オンさ
せ、運転中は常時オフしておく制御方法（第１０実施
例）。この実施例の動作波形は図１１と同様であるの
で、これを用いて動作を説明する。まず、スイッチＳＷ
１，ＳＷ２を、直流電源１が起動する前（時刻ｔ０）か
ら何れもオンさせる。この状態で直流電源１を起動する
と（時刻ｔ０）、スナバ回路２のコンデンサＣ１は、電
源１Ａ→スナバ回路２のコンデンサＣ１→抵抗Ｒ１１の
経路で電源電圧Ｅに充電され、スナバ回路５のコンデン
サＣ１は、電源１Ｂ→抵抗Ｒ１４→スナバ回路５のコン
デンサＣ１の経路で電源電圧Ｅに充電される。
【００６９】また、スナバ回路３のコンデンサＣ１は、
電源１Ｂ→ダイオード１０→スナバ回路３のコンデンサ
Ｃ１→抵抗Ｒ１２→スイッチＳＷ１の経路で電源電圧Ｅ
に充電され、スナバ回路４のコンデンサＣ１は、電源１
Ａ→抵抗Ｒ１３→スイッチＳＷ２→スナバ回路４のコン
デンサＣ１→ダイオード１１の経路で電源電圧Ｅに充電
される。電圧が確立し（時刻ｔ１）、装置が運転を開始
するまでの期間（ｔ１〜ｔ２）にスイッチＳＷ１，ＳＷ
２をオフし、その後、装置の運転を開始する。このと
き、スナバ回路３，４のコンデンサＣ１は電源電圧Ｅに
充電されているので、装置の運転開始時にはスナバ回路
３，４のコンデンサＣ１に充電電流が流れず、スイッチ
ング素子Ｓ２，Ｓ３に過電圧が印加されることはない。
電源１Ｂ→ダイオード１０→スナバ回路３のコンデンサ
Ｃ１→抵抗Ｒ１２→スイッチＳＷ１の経路で電源電圧Ｅ
に充電され、スナバ回路４のコンデンサＣ１は、電源１
Ａ→抵抗Ｒ１３→スイッチＳＷ２→スナバ回路４のコン
デンサＣ１→ダイオード１１の経路で電源電圧Ｅに充電
される。電圧が確立し（時刻ｔ１）、装置が運転を開始
するまでの期間（ｔ１〜ｔ２）にスイッチＳＷ１，ＳＷ
２をオフし、その後、装置の運転を開始する。このと
き、スナバ回路３，４のコンデンサＣ１は電源電圧Ｅに
充電されているので、装置の運転開始時にはスナバ回路
３，４のコンデンサＣ１に充電電流が流れず、スイッチ
ング素子Ｓ２，Ｓ３に過電圧が印加されることはない。
【００７０】 上記第１０実施例では、第１実施例にス
イッチＳＷ１，ＳＷ２を付加した第９実施例を対象とし
て説明したが、同様にして第２実施例または第３実施例
のダイオードＤ３にそれぞれスイッチＳＷ１，ＳＷ２を
並列接続した電力変換装置にも同様に適用可能である。
イッチＳＷ１，ＳＷ２を付加した第９実施例を対象とし
て説明したが、同様にして第２実施例または第３実施例
のダイオードＤ３にそれぞれスイッチＳＷ１，ＳＷ２を
並列接続した電力変換装置にも同様に適用可能である。
【００７１】 また、第１０実施例のように、直流電源
１を起動する前からあらかじめスイッチＳＷ１，ＳＷ２
をオンさせておく必要はなく、以下で説明するような方
法でスイッチＳＷ１，ＳＷ２を制御してもよい。この方
法における動作を図１４を参照しつつ説明する。
１を起動する前からあらかじめスイッチＳＷ１，ＳＷ２
をオンさせておく必要はなく、以下で説明するような方
法でスイッチＳＷ１，ＳＷ２を制御してもよい。この方
法における動作を図１４を参照しつつ説明する。
【００７２】すなわち、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を、直
流電源１が起動する前（時刻ｔ０）は何れもオフしてお
き、この状態で直流電源１を起動すると（時刻ｔ０）、
スナバ回路２のコンデンサＣ１は、電源１Ａ→スナバ回
路２のコンデンサＣ１→抵抗Ｒ１１の経路で電源電圧Ｅ
に充電され、スナバ回路５のコンデンサＣ１は、電源１
Ｂ→抵抗Ｒ１４→スナバ回路５のコンデンサＣ１の経路
で電源電圧Ｅに充電される。このとき、スナバ回路３の
コンデンサＣ１は充電されず０Ｖのままである。電圧が
確立してから装置の運転を開始するまでの期間（時刻ｔ
１〜ｔ２）に、各スイッチＳＷ１，ＳＷ２を、スナバ回
路３，４のコンデンサＣ１を電源電圧Ｅまで充電するの
に十分な時間（ｔSW1，ｔSW2）のみオンさせる（この場
合、各スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオンさせるタイミング
は同時でなくともよい）。
流電源１が起動する前（時刻ｔ０）は何れもオフしてお
き、この状態で直流電源１を起動すると（時刻ｔ０）、
スナバ回路２のコンデンサＣ１は、電源１Ａ→スナバ回
路２のコンデンサＣ１→抵抗Ｒ１１の経路で電源電圧Ｅ
に充電され、スナバ回路５のコンデンサＣ１は、電源１
Ｂ→抵抗Ｒ１４→スナバ回路５のコンデンサＣ１の経路
で電源電圧Ｅに充電される。このとき、スナバ回路３の
コンデンサＣ１は充電されず０Ｖのままである。電圧が
確立してから装置の運転を開始するまでの期間（時刻ｔ
１〜ｔ２）に、各スイッチＳＷ１，ＳＷ２を、スナバ回
路３，４のコンデンサＣ１を電源電圧Ｅまで充電するの
に十分な時間（ｔSW1，ｔSW2）のみオンさせる（この場
合、各スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオンさせるタイミング
は同時でなくともよい）。
【００７３】すると、スナバ回路３のコンデンサＣ１
は、電源１Ｂ→ダイオード１０→スナバ回路３のコンデ
ンサＣ１→抵抗Ｒ１２→スイッチＳＷ１の経路で電源電
圧Ｅに充電され、スナバ回路４のコンデンサＣ１は、電
源１Ａ→抵抗Ｒ１３→スイッチＳＷ２→スナバ回路４の
コンデンサＣ１→ダイオード１１の経路で電源電圧Ｅに
充電される。電圧が確立すると（時刻ｔ１）、スナバ回
路３，４のコンデンサＣ１は既に電源電圧Ｅに充電され
ているので、運転開始（時刻ｔ２）以前にスイッチＳＷ
１，ＳＷ２をオフして装置の運転を開始すれば、スナバ
回路３，４のコンデンサＣ１には充電電流が流れず、ス
イッチング素子Ｓ２，Ｓ３に過電圧が印加されることは
ない。
は、電源１Ｂ→ダイオード１０→スナバ回路３のコンデ
ンサＣ１→抵抗Ｒ１２→スイッチＳＷ１の経路で電源電
圧Ｅに充電され、スナバ回路４のコンデンサＣ１は、電
源１Ａ→抵抗Ｒ１３→スイッチＳＷ２→スナバ回路４の
コンデンサＣ１→ダイオード１１の経路で電源電圧Ｅに
充電される。電圧が確立すると（時刻ｔ１）、スナバ回
路３，４のコンデンサＣ１は既に電源電圧Ｅに充電され
ているので、運転開始（時刻ｔ２）以前にスイッチＳＷ
１，ＳＷ２をオフして装置の運転を開始すれば、スナバ
回路３，４のコンデンサＣ１には充電電流が流れず、ス
イッチング素子Ｓ２，Ｓ３に過電圧が印加されることは
ない。
【００７４】 （２）スナバ回路３のスイッチＳＷ１は
スイッチング素子Ｓ３の制御信号Ｓ３Ｇと同期して動作
させ、スナバ回路４のスイッチＳＷ２はスイッチング素
子Ｓ２の制御信号Ｓ２Ｇと同期して動作させる制御方法
（第１１実施例）。本実施例の動作を、図１５を参照し
つつ説明する。直流電源１が起動すると（時刻ｔ０）、
スナバ回路２のコンデンサＣ１は、電源１Ａ→スナバ回
路２のコンデンサＣ１→抵抗Ｒ１１の経路で電源電圧Ｅ
に充電され、スナバ回路５のコンデンサＣ１は、電源１
Ｂ→抵抗Ｒ１４→スナバ回路５のコンデンサＣ１の経路
で電源電圧Ｅに充電される。このとき、スナバ回路３，
４のコンデンサＣ１は充電されず、０Ｖのままである。
スイッチング素子Ｓ３の制御信号Ｓ３Ｇと同期して動作
させ、スナバ回路４のスイッチＳＷ２はスイッチング素
子Ｓ２の制御信号Ｓ２Ｇと同期して動作させる制御方法
（第１１実施例）。本実施例の動作を、図１５を参照し
つつ説明する。直流電源１が起動すると（時刻ｔ０）、
スナバ回路２のコンデンサＣ１は、電源１Ａ→スナバ回
路２のコンデンサＣ１→抵抗Ｒ１１の経路で電源電圧Ｅ
に充電され、スナバ回路５のコンデンサＣ１は、電源１
Ｂ→抵抗Ｒ１４→スナバ回路５のコンデンサＣ１の経路
で電源電圧Ｅに充電される。このとき、スナバ回路３，
４のコンデンサＣ１は充電されず、０Ｖのままである。
【００７５】電圧が確立した後に装置の運転を開始する
と（時刻ｔ２）、状態Ｂの期間中、スイッチング素子Ｓ
２，Ｓ３はオン状態となり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２も
同時にオンする。この期間中、スナバ回路３のコンデン
サＣ１は、電源１Ｂ→ダイオード１０→スナバ回路３の
コンデンサＣ１→抵抗Ｒ１２→スイッチＳＷ１の経路で
電源電圧Ｅに充電され、スナバ回路４のコンデンサＣ１
は、電源１Ａ→抵抗Ｒ１３→スイッチＳＷ２→スナバ回
路４のコンデンサＣ１→ダイオード１１の経路で電源電
圧Ｅに充電される。以後、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、
スイッチング素子Ｓ３，Ｓ２の制御信号Ｓ３Ｇ，Ｓ２Ｇ
に同期して動作する。但し、上記の方法を用いる場合に
は、装置の運転開始時における装置状態は必ず状態Ｂか
ら始めなければならない。
と（時刻ｔ２）、状態Ｂの期間中、スイッチング素子Ｓ
２，Ｓ３はオン状態となり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２も
同時にオンする。この期間中、スナバ回路３のコンデン
サＣ１は、電源１Ｂ→ダイオード１０→スナバ回路３の
コンデンサＣ１→抵抗Ｒ１２→スイッチＳＷ１の経路で
電源電圧Ｅに充電され、スナバ回路４のコンデンサＣ１
は、電源１Ａ→抵抗Ｒ１３→スイッチＳＷ２→スナバ回
路４のコンデンサＣ１→ダイオード１１の経路で電源電
圧Ｅに充電される。以後、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、
スイッチング素子Ｓ３，Ｓ２の制御信号Ｓ３Ｇ，Ｓ２Ｇ
に同期して動作する。但し、上記の方法を用いる場合に
は、装置の運転開始時における装置状態は必ず状態Ｂか
ら始めなければならない。
【００７６】上記のようにスイッチＳＷ１，２を制御す
ることにより、スナバ回路２〜５のコンデンサＣ１は常
に電源Ｅにクランプされ、装置の運転開始時にスナバ回
路３，４のコンデンサＣ１に大きな充電電流が流れず、
スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３に過電圧が印加されること
はなくなる。
ることにより、スナバ回路２〜５のコンデンサＣ１は常
に電源Ｅにクランプされ、装置の運転開始時にスナバ回
路３，４のコンデンサＣ１に大きな充電電流が流れず、
スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３に過電圧が印加されること
はなくなる。
【００７７】 上記第１１実施例では、第１実施例にス
イッチＳＷ１，ＳＷ２を付加する第９実施例を対象とし
て説明したが、同様にして第２実施例または第３実施例
のダイオードＤ３にそれぞれスイッチＳＷ１，ＳＷ２を
並列接続した電力変換装置にも同様に適用することがで
きる。なお、スイッチＳＷ１，ＳＷ２が双方向に電流を
流せるスイッチであれば、スナバ回路３，４のダイオー
ドＤ３は不要となる。
イッチＳＷ１，ＳＷ２を付加する第９実施例を対象とし
て説明したが、同様にして第２実施例または第３実施例
のダイオードＤ３にそれぞれスイッチＳＷ１，ＳＷ２を
並列接続した電力変換装置にも同様に適用することがで
きる。なお、スイッチＳＷ１，ＳＷ２が双方向に電流を
流せるスイッチであれば、スナバ回路３，４のダイオー
ドＤ３は不要となる。
【００７８】 （３）スナバ回路３，４のスイッチＳＷ
１，ＳＷ２を、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の制御信号
Ｓ２Ｇ，Ｓ３ＧのＡＮＤ信号で動作させる制御方法（第
１２実施例）。本実施例の動作を、図１６を参照しつつ
説明する。直流電源１が起動すると（時刻ｔ０）、スナ
バ回路２のコンデンサＣ１は、電源１Ａ→スナバ回路２
のコンデンサＣ１→抵抗Ｒ１１の経路で電源電圧Ｅに充
電され、スナバ回路５のコンデンサＣ１は、電源１Ｂ→
抵抗Ｒ１４→スナバ回路５のコンデンサＣ１の経路で電
源電圧Ｅに充電される。このとき、スナバ回路３，４の
コンデンサＣ１は充電されず、０Ｖのままである。
１，ＳＷ２を、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の制御信号
Ｓ２Ｇ，Ｓ３ＧのＡＮＤ信号で動作させる制御方法（第
１２実施例）。本実施例の動作を、図１６を参照しつつ
説明する。直流電源１が起動すると（時刻ｔ０）、スナ
バ回路２のコンデンサＣ１は、電源１Ａ→スナバ回路２
のコンデンサＣ１→抵抗Ｒ１１の経路で電源電圧Ｅに充
電され、スナバ回路５のコンデンサＣ１は、電源１Ｂ→
抵抗Ｒ１４→スナバ回路５のコンデンサＣ１の経路で電
源電圧Ｅに充電される。このとき、スナバ回路３，４の
コンデンサＣ１は充電されず、０Ｖのままである。
【００７９】電圧が確立した後、装置の運転を開始する
と（時刻ｔ２）、状態Ｂの期間中、スイッチング素子Ｓ
２，Ｓ３はオン状態となり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２も
同時にオンする。この期間中、スナバ回路３のコンデン
サＣ１は、電源１Ｂ→ダイオード１０→スナバ回路３の
コンデンサＣ１→抵抗Ｒ１２→スイッチＳＷ１の経路で
電源電圧Ｅに充電され、スナバ回路４のコンデンサＣ１
は、電源１Ａ→抵抗Ｒ１３→スイッチＳＷ２→スナバ回
路４のコンデンサＣ１→ダイオード１１の経路で電源電
圧Ｅに充電される。以後、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、
スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の制御信号Ｓ２Ｇ，Ｓ３Ｇ
のＡＮＤ信号で動作する。但し、この制御方法を用いる
場合には、装置の運転開始時に必ず状態Ｂから始めなけ
ればならない。
と（時刻ｔ２）、状態Ｂの期間中、スイッチング素子Ｓ
２，Ｓ３はオン状態となり、スイッチＳＷ１，ＳＷ２も
同時にオンする。この期間中、スナバ回路３のコンデン
サＣ１は、電源１Ｂ→ダイオード１０→スナバ回路３の
コンデンサＣ１→抵抗Ｒ１２→スイッチＳＷ１の経路で
電源電圧Ｅに充電され、スナバ回路４のコンデンサＣ１
は、電源１Ａ→抵抗Ｒ１３→スイッチＳＷ２→スナバ回
路４のコンデンサＣ１→ダイオード１１の経路で電源電
圧Ｅに充電される。以後、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、
スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の制御信号Ｓ２Ｇ，Ｓ３Ｇ
のＡＮＤ信号で動作する。但し、この制御方法を用いる
場合には、装置の運転開始時に必ず状態Ｂから始めなけ
ればならない。
【００８０】以上のようにスイッチＳＷ１，ＳＷ２のオ
ン、オフを制御することにより、スナバ回路２〜５のコ
ンデンサＣ１は常に電源Ｅにクランプされ、装置の運転
開始時にスナバ回路３，４のコンデンサＣ１に大きな充
電電流が流れず、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３に過電圧
が印加されることはなくなる。
ン、オフを制御することにより、スナバ回路２〜５のコ
ンデンサＣ１は常に電源Ｅにクランプされ、装置の運転
開始時にスナバ回路３，４のコンデンサＣ１に大きな充
電電流が流れず、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３に過電圧
が印加されることはなくなる。
【００８１】 上記第１２実施例では、第１実施例にス
イッチＳＷ１，ＳＷ２を付加する第９実施例を対象とし
て説明したが、同様にして第２実施例または第３実施例
のダイオードＤ３にそれぞれスイッチＳＷ１，ＳＷ２を
並列接続した電力変換装置にも適用可能である。なお、
スイッチＳＷ１，ＳＷ２が双方向に電流を流せるスイッ
チであれば、スナバ回路３，４のダイオードＤ３は不要
となる。
イッチＳＷ１，ＳＷ２を付加する第９実施例を対象とし
て説明したが、同様にして第２実施例または第３実施例
のダイオードＤ３にそれぞれスイッチＳＷ１，ＳＷ２を
並列接続した電力変換装置にも適用可能である。なお、
スイッチＳＷ１，ＳＷ２が双方向に電流を流せるスイッ
チであれば、スナバ回路３，４のダイオードＤ３は不要
となる。
【００８２】本発明の電力変換装置におけるスイッチン
グ素子は、ＩＧＢＴに限られずＧＴＯサイリスタやパワ
トランジスタ等であっても良い。また、電力変換器の相
数としては単相、３相の何れでも良く、インバータのみ
ならずコンバータであっても良い。
グ素子は、ＩＧＢＴに限られずＧＴＯサイリスタやパワ
トランジスタ等であっても良い。また、電力変換器の相
数としては単相、３相の何れでも良く、インバータのみ
ならずコンバータであっても良い。
【００８３】
【発明の効果】以上のように本発明の電力変換装置にお
いては、第２及び第３のスイッチング素子のスナバ回路
に、スナバ抵抗を介して直流電源に直列接続されるスナ
バダイオードをそれぞれ備え、このスナバダイオード
は、スイッチング状態が変化した際にスイッチング素子
のスナバコンデンサが過充電されるのを防止するため、
スイッチング状態が変化した場合にも上記スナバコンデ
ンサが大きな電圧範囲で充放電動作することがない。従
って、上記スナバ抵抗による発生損失が小さくなり、抵
抗及び装置の小形軽量化、低価格化、高効率化が可能に
なる。
いては、第２及び第３のスイッチング素子のスナバ回路
に、スナバ抵抗を介して直流電源に直列接続されるスナ
バダイオードをそれぞれ備え、このスナバダイオード
は、スイッチング状態が変化した際にスイッチング素子
のスナバコンデンサが過充電されるのを防止するため、
スイッチング状態が変化した場合にも上記スナバコンデ
ンサが大きな電圧範囲で充放電動作することがない。従
って、上記スナバ抵抗による発生損失が小さくなり、抵
抗及び装置の小形軽量化、低価格化、高効率化が可能に
なる。
【００８４】また、本発明の制御方法においては、特定
のスイッチング素子を直流電源の起動前からオンさせ、
その後直流電源を起動して電圧を立ち上げ、これらのス
イッチング素子をオフしてから装置の運転を開始するの
で、特定のスイッチング素子のスナバコンデンサが過電
圧になってスイッチング素子に印加されるのを防止し、
これらを保護すると共に、スナバコンデンサ及びスイッ
チング素子の責務を軽減することができる。
のスイッチング素子を直流電源の起動前からオンさせ、
その後直流電源を起動して電圧を立ち上げ、これらのス
イッチング素子をオフしてから装置の運転を開始するの
で、特定のスイッチング素子のスナバコンデンサが過電
圧になってスイッチング素子に印加されるのを防止し、
これらを保護すると共に、スナバコンデンサ及びスイッ
チング素子の責務を軽減することができる。
【００８５】更に、第２及び第３のスイッチング素子の
スナバダイオードにそれぞれ並列接続したスイッチのオ
ン、オフを種々に制御することにより、装置の運転開始
時にスナバコンデンサに大きな充電電流が流れないよう
にし、スナバコンデンサ及びスイッチング素子への過電
圧印加を防止してこれらの保護並びに責務軽減を図るこ
とができる。
スナバダイオードにそれぞれ並列接続したスイッチのオ
ン、オフを種々に制御することにより、装置の運転開始
時にスナバコンデンサに大きな充電電流が流れないよう
にし、スナバコンデンサ及びスイッチング素子への過電
圧印加を防止してこれらの保護並びに責務軽減を図るこ
とができる。
【図１】本発明の第１実施例を示す回路図である。
【図２】第１実施例の動作説明図である。
【図３】第１実施例の変形例を示す回路図である。
【図４】本発明の第２実施例を示す回路図である。
【図５】本発明の第３実施例を示す回路図である。
【図６】第２実施例の変形例を示す回路図である。
【図７】第３実施例の変形例を示す回路図である。
【図８】第１〜第３実施例の運転開始時の動作説明図で
ある。
ある。
【図９】本発明の第４実施例を示す動作説明図である。
【図１０】本発明の第７実施例を示す回路図である。
【図１１】第７実施例、第８実施例及び第１０実施例の
動作説明図である。
動作説明図である。
【図１２】本発明の第８実施例を示す回路図である。
【図１３】本発明の第９実施例を示す回路図である。
【図１４】本発明の第１０実施例の動作説明図である。
【図１５】本発明の第１１実施例の動作説明図である。
【図１６】本発明の第１２実施例の動作説明図である。
【図１７】第１の従来技術を示す回路図である。
【図１８】第１の従来技術の動作説明図である。
【図１９】第１の従来技術の動作説明図である。
【図２０】第１の従来技術の動作説明図である。
【図２１】第２の従来技術を示す回路図である。
【図２２】第２の従来技術の動作説明図である。
１，１Ａ，１Ｂ 直流電源
２〜５，１２，１３，１５，１６ スナバ回路
６〜１１ ダイオード
Ｓ１〜Ｓ４ スイッチング素子
Ｃ１，Ｃ２ スナバコンデンサ
Ｒ１１〜Ｒ１６ スナバ抵抗
Ｄ１，Ｄ３ ダイオード
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平５−276760（ＪＰ，Ａ)
特開 平１−255477（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−49862（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/48
H02M 7/5387
Claims (12)
- 【請求項１】 直流電源の正極と負極との間に直列接続
された第１ないし第４のスイッチング素子と、これら第
１ないし第４のスイッチング素子にそれぞれ逆並列接続
された第１ないし第４のダイオードと、第１及び第２の
スイッチング素子の接続点にカソードが接続され、アノ
ードが直流電源の中性点に接続された第５のダイオード
と、第３及び第４のスイッチング素子の接続点にアノー
ドが接続され、カソードが直流電源の中性点に接続され
た第６のダイオードとを備え、第２及び第３のスイッチ
ング素子の接続点を負荷が接続される出力端子として構
成された１相分の主回路を直流電源の正極と負極との間
に２相分以上接続すると共に、第１及び第４のスイッチ
ング素子のスナバ回路が、第１及び第４のスイッチング
素子に対しそれぞれ並列接続されたコンデンサ及びダイ
オードの直列回路と、これらの直列回路の中点に一端が
接続されかつ他端が前記中性点にそれぞれ接続された抵
抗とから構成され、第２及び第３のスイッチング素子の
スナバ回路が、第２及び第３のスイッチング素子に対し
それぞれ並列接続されたコンデンサ及びダイオードの直
列回路を有し、かつ、 第２のスイッチング素子のスナバ回路を構成するコンデ
ンサ及びダイオードの直列回路の中点を、抵抗を介して
ダイオードのカソードに接続し、このダイオードのアノ
ードを直流電源の負極に接続すると共に、第３のスイッ
チング素子のスナバ回路を構成するコンデンサ及びダイ
オードの直列回路の中点をダイオードのアノードに接続
し、このダイオードのカソードを、抵抗を介して直流電
源の正極に接続してなる電力変換装置において、 第１及び第４のスイッチング素子を直流電源の起動前か
ら何れもオン状態にし、その後、直流電源を起動して電
圧を立ち上げ、第１及び第４のスイッチング素子を何れ
もオフ状態にしてから装置の運転を開始する ことを特徴
とする電力変換装置の制御方法。 - 【請求項２】 請求項１記載の電力変換装置であって、
第５のダイオードのスナバ回路が、第５のダイオードに
並列接続されたコンデンサ及びダイオードの直列回路
と、この直列回路の中点と直流電源の正極との間に接続
された抵抗とから構成され、第６のダイオードのスナバ
回路が、第６のダイオードに並列接続されたコンデンサ
及びダイオードの直列回路と、この直列回路の中点と直
流電源の負極との間に接続された抵抗とから構成された
電力変換装置において、 第１及び第４のスイッチング素子を直流電源の起動前か
ら何れもオン状態にし、その後、直流電源を起動して電
圧を立ち上げ、第１及び第４のスイッチング素子を何れ
もオフ状態にしてから装置の運転を開始する ことを特徴
とする電力変換装置の制御方法。 - 【請求項３】 請求項２の全体に記載された電力変換装
置であって、第５のダイオードのスナバ回路の抵抗と第
３のスイッチング素子のスナバ回路の抵抗とを共通に
し、かつ、第６のダイオードの抵抗と第２のスイッチン
グ素子のスナバ回路の抵抗とを共通にした電力変換装置
において、 第１及び第４のスイッチング素子を直流電源の起動前か
ら何れもオン状態にし、その後、直流電源を起動して電
圧を立ち上げ、第１及び第４のスイッチング素子を何れ
もオフ状態にしてから装置の運転を開始する ことを特徴
とする電力変換装置の制御方法。 - 【請求項４】 請求項１記載の電力変換装置であって、第２のスイッチング素子のスナバ回路を構成するコンデ
ンサ及びダイオードの直列回路の中点と直流電源の負極
との間に抵抗を介して接続されたダイオードの両端にス
イッチを接続し、かつ、第３のスイッチング素子のスナ
バ回路を構成するコンデンサ及びダイオードの直列回路
の中点と直流電源の正極との間に抵抗を介して接続され
たダイオードの両端にスイッチを接続してなる電力変換
装置において、 直流電源を起動し電圧を確立した後に、それ以前にオン
されていた各スイッチをオフし、その後、 装置の運転を
開始することを特徴とする電力変換装置の制御方法。 - 【請求項５】 請求項２の全体に記載された電力変換装
置であって、第２のスイッチング素子のスナバ回路を構成するコンデ
ンサ及びダイオードの直列回路の中点と直流電源の負極
との間に抵抗を介して接続されたダイオードの両端にス
イッチを接続し、かつ、第３のスイッチング素子のスナ
バ回路を構成するコンデンサ及びダイオードの直列回路
の中点と直流電源の正極との間に抵抗を 介して接続され
たダイオードの両端にスイッチを接続してなる電力変換
装置において、 直流電源を起動し電圧を確立した後に、それ以前にオン
されていた各スイッチをオフし、その後、装置の運転を
開始する ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。 - 【請求項６】 請求項３の全体に記載された電力変換装
置であって、第２のスイッチング素子のスナバ回路を構成するコンデ
ンサ及びダイオードの直列回路の中点と直流電源の負極
との間に抵抗を介して接続されたダイオードの両端にス
イッチを接続し、かつ、第３のスイッチング素子のスナ
バ回路を構成するコンデンサ及びダイオードの直列回路
の中点と直流電源の正極との間に抵抗を介して接続され
たダイオードの両端にスイッチを接続してなる電力変換
装置において、 直流電源を起動し電圧を確立した後に、それ以前にオン
されていた各スイッチをオフし、その後、 装置の運転を
開始することを特徴とする電力変換装置の制御方法。 - 【請求項７】 請求項１記載の電力変換装置であって、 第２のスイッチング素子のスナバ回路を構成するコンデ
ンサ及びダイオードの直列回路の中点と直流電源の負極
との間に抵抗を介して接続されたダイオードの両端にス
イッチを接続し、かつ、第３のスイッチング素子のスナ
バ回路を構成するコンデンサ及びダイオードの直列回路
の中点と直流電源の正極との間に抵抗を介して接続され
たダイオードの両端にスイッチを接続してなる電力変換
装置において、 直流電源を起動し電圧を確立した後に、電力変換装置の
出力相電圧が０となるようなスイッチング状態で装置の
運転を開始し、第２のスイッチング素子のスナバ回路に
接続されたスイッチを第３のスイッチング素子の制御信
号と同期して動作させ、かつ、第３のスイッチング素子
のスナバ回路に接続されたスイッチを第２のスイッチン
グ素子の制御信号と同期して動作させる ことを特徴とす
る電力変換装置の制御方法。 - 【請求項８】 請求項２の全体に記載された電力変換装
置であって、 第２のスイッチング素子のスナバ回路を構成するコンデ
ンサ及びダイオードの直列回路の中点と直流電源の負極
との間に抵抗を介して接続されたダイオードの両端にス
イッチを接続し、かつ、第３のスイッチング素子のスナ
バ回路を構成するコンデンサ及びダイオードの直列回路
の中点と直流電源の正極との間に抵抗を介して接続され
たダイオードの両端にスイッチを接続してなる 電力変換
装置において、 直流電源を起動し電圧を確立した後に、電力変換装置の
出力相電圧が０となるようなスイッチング状態で装置の
運転を開始し、第２のスイッチング素子のスナバ回路に
接続されたスイッチを第３のスイッチング素子の制御信
号と同期して動作させ、かつ、第３のスイッチング素子
のスナバ回路に接続されたスイッチを第２のスイッチン
グ素子の制御信号と同期して動作させることを特徴とす
る電力変換装置の制御方法。 - 【請求項９】 請求項３の全体に記載された電力変換装
置であって、 第２のスイッチング素子のスナバ回路を構成するコンデ
ンサ及びダイオードの直列回路の中点と直流電源の負極
との間に抵抗を介して接続されたダイオードの両端にス
イッチを接続し、かつ、第３のスイッチング素子のスナ
バ回路を構成するコンデンサ及びダイオードの直列回路
の中点と直流電源の正極との間に抵抗を介して接続され
たダイオードの両端にスイッチを接続してなる 電力変換
装置において、 直流電源を起動し電圧を確立した後に、電力変換装置の
出力相電圧が０となるようなスイッチング状態で装置の
運転を開始し、第２のスイッチング素子のスナバ回路に
接続されたスイッチを第３のスイッチング素子の制御信
号と同期して動作させ、かつ、第３のスイッチング素子
のスナバ回路に接続されたスイッチを第２のスイッチン
グ素子の制御信号と同期して動作させることを特徴とす
る電力変換装置の制御方法。 - 【請求項１０】 請求項１記載の電力変換装置であっ
て、第２のスイッチング素子のスナバ回路を構成するコンデ
ンサ及びダイオードの直列回路の中点と直流電源の負極
との間に抵抗を介して接続されたダイオードの両端にス
イッチを接続し、かつ、第３のスイッチング素子のスナ
バ回路を構成す るコンデンサ及びダイオードの直列回路
の中点と直流電源の正極との間に抵抗を介して接続され
たダイオードの両端にスイッチを接続してなる電力変換
装置 において、 直流電源を起動し電圧を確立した後に、電力変換装置の
出力相電圧が０となるようなスイッチング状態で装置の
運転を開始し、各スイッチを、第２及び第３のスイッチ
ング素子の制御信号のＡＮＤ信号で動作させることを特
徴とする電力変換装置の制御方法。 - 【請求項１１】 請求項２の全体に記載された電力変換
装置であって、 第２のスイッチング素子のスナバ回路を構成するコンデ
ンサ及びダイオードの直列回路の中点と直流電源の負極
との間に抵抗を介して接続されたダイオードの両端にス
イッチを接続し、かつ、第３のスイッチング素子のスナ
バ回路を構成するコンデンサ及びダイオードの直列回路
の中点と直流電源の正極との間に抵抗を介して接続され
たダイオードの両端にスイッチを接続してなる電力変換
装置において、 直流電源を起動し電圧を確立した後に、電力変換装置の
出力相電圧が０となるようなスイッチング状態で装置の
運転を開始し、各スイッチを、第２及び第３のスイッチ
ング素子の制御信号のＡＮＤ信号で動作させることを特
徴とする電力変換装置の制御方法。 - 【請求項１２】 請求項３の全体に記載された電力変換
装置であって、 第２のスイッチング素子のスナバ回路を構成するコンデ
ンサ及びダイオードの直列回路の中点と直流電源の負極
との間に抵抗を介して接続されたダイオードの両端にス
イッチを接続し、かつ、第３のスイッチング素子のスナ
バ回路を構成するコンデンサ及びダイオードの直列回路
の中点と直流電源の正極との間に抵抗を介して接続され
たダイオードの両端にスイッチを接続してなる電力変換
装置において、 直流電源を起動し電圧を確立した後に、電力変換装置の
出力相電圧が０となるようなスイッチング状態で装置の
運転を開始し、各スイッチを、第２及び第３のスイッチ
ング素子の制御信号のＡＮＤ信号で動作させることを特
徴とする電力変換装置の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP12677094A JP3391095B2 (ja) | 1994-05-17 | 1994-05-17 | 電力変換装置の制御方法 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12677094A JP3391095B2 (ja) | 1994-05-17 | 1994-05-17 | 電力変換装置の制御方法 |
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| JPH07312872A JPH07312872A (ja) | 1995-11-28 |
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Family
ID=14943500
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12677094A Expired - Lifetime JP3391095B2 (ja) | 1994-05-17 | 1994-05-17 | 電力変換装置の制御方法 |
Country Status (1)
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| DE19725825C2 (de) * | 1996-06-18 | 2003-12-18 | Toshiba Kawasaki Kk | Neutralpunktgeklemmter Leistungsumrichter |
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-
1994
- 1994-05-17 JP JP12677094A patent/JP3391095B2/ja not_active Expired - Lifetime
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