JP3812353B2 - 半導体電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は半導体素子等を用いた半導体電力変換装置に係り、特にスイッチング動作時の過電圧の抑制を行う半導体電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＩＧＢＴ電力変換装置では、ＩＧＢＴのオン状態時に配線に蓄えられていたエネルギーが、ＩＧＢＴのターンオフ時に、サージ電圧となり該ＩＧＢＴに印加される。ＩＧＢＴのゲートとコレクタ間にコンデンサを接続して、コレクタの電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）を抑制してターンオフ時のサージ電圧などの過電圧印加による素子破壊を防止する方法が、特開平１０−２４８２３７号公報に記載されている。
【０００３】
通常、ＩＧＢＴをターンオフさせるには、ゲート端子とゲート回路の負電位線の間を接続するスイッチを閉じる。ゲート端子とゲート回路の負電位線の間のスイッチを閉じると、ゲートに充電されていた電荷がゲート回路に引き抜かれ、ゲート電圧が低下する。ゲート電圧の低下に伴い、コレクタ電圧が上昇し、オン状態からオフ状態へ移行する。ＩＧＢＴのコレクタ・ゲート間にコンデンサが接続されていると、コレクタ電圧のｄｖ／ｄｔに比例した電流がゲートに供給されるので、ゲート電圧の低下が抑制もしくはゲート電圧が上昇し、コレクタ電圧のｄｖ／ｄｔが小さくなり、コレクタへの過電圧印加を防止できる。図２にこのような従来技術の電力変換器の１アーム分の主要部を示す。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、コレクタ電圧のｄｖ／ｄｔが大きいと、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間に接続されたコンデンサから供給されるゲート電流が過剰となり、ゲート電圧が上昇しすぎて、必要以上にＩＧＢＴのインピーダンスが低下する。ＩＧＢＴのインピーダンスの過剰な低下は、ターンオフ損失の不必要な増大を招く。さらに、過剰なゲート電流の供給により、コレクタ電圧が低下すると、今度は逆に前記コンデンサがＩＧＢＴのゲートからゲート電流を引き抜き、ゲート電圧が急激に低下する。ゲート電圧の急激な低下に伴い、コレクタ電圧が急上昇し、コレクタ電圧及びゲート電圧の振動を引き起こす問題を生じる。
【０００５】
本発明の目的は、上記に鑑みてなされたもので、コレクタ電圧の振動を防止し、かつ、ＩＧＢＴの損失増大を最小限に抑えて、コレクタ電圧への過電圧印加を防止する回路を有する電力変換器を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の半導体電力変換装置は、ＩＧＢＴのコレクタ・ゲート間にコンデンサを接続していて、コレクタ電圧に応じて定まるゲート電圧指令値より、ゲート電圧が高くなると、ゲートの電荷を速やかに放電する機能を有する手段を備えている。この構成により、本発明の半導体電力変換装置は、ゲート電圧を適正な電圧に制御できるので、コレクタ電圧の振動を防止し、かつ、ＩＧＢＴの損失増大を最小限に抑えて、コレクタ電圧をクランプできる。
【０００７】
本発明の半導体電力変換装置が備えている、コレクタ電圧に応じて定まるゲート電圧指令値をゲート電圧が超えた時に、ゲートに充電された電荷を速やかに放電する手段は、ＩＧＢＴのゲートと端子とゲート回路間のインピーダンスを小さくする手段や、コレクタ電圧が高くなると、ゲートとエミッタ間のインピーダンスを小さくする手段等である。
【０００８】
本発明の半導体電力変換装置のＩＧＢＴのコレクタとゲート間に接続されたコンデンサは、コレクタ電圧のｄｖ／ｄｔが大きいと、ＩＧＢＴのゲートにゲート電流を供給して、ゲート電圧を上昇させるので、ＩＧＢＴを過電圧印加から保護する。さらに、本発明の半導体電力変換装置のＩＧＢＴのゲート電圧がコレクタ電圧によって定まるゲート電圧指令値より高い場合には、ゲートとゲート回路間のインピーダンスもしくは、ゲートとエミッタ間のインピーダンスを小さくして、コレクタとエミッタ間に接続したコンデンサから供給される電流が、ゲートとゲート回路間のインピーダンスもしくは、ゲートとエミッタ間のインピーダンスにバイパスされるので、ゲート電圧の過剰な上昇を防止でき、ＩＧＢＴのインピーダンスの過度の低下を防ぐ。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の各図で、同一の機能を有するものには同一の符号をつける。また、電位はエミッタを基準とする。なお、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間に過電圧が印加されるような条件においては、コレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ・ゲート間電圧はほぼ等しいので、以後は両者ともコレクタ電圧と呼ぶ。
【００１０】
以下の実施例でＩＧＢＴを他のＭＯＳＦＥＴなどのＭＯＳ制御半導体デバイスに置き換えても、同様な効果がある。
【００１１】
（実施例１）
図１と図３を用いて本実施例の電力変換装置の構成を説明する。図３は本実施例の電力変換装置の主要部を、図１は図３のアーム２０の主要部を示す。アーム２０の構成は次の通りである。ＩＧＢＴ１に逆並列に環流ダイオード２を接続する。また、ＩＧＢＴ１のゲート端子には、ゲート抵抗８を経由して、スイッチング指令用のオンオフ信号を発生するオンオフパルス発生器７を接続する。オンオフパルス発生器７には電源１３から電力を供給する。ＩＧＢＴ１のコレクタ端子とゲート端子との間に、コンデンサ５を接続する。ＩＧＢＴ１のゲート端子とドライバ内の配線１３Ｎとの間には、可制御インピーダンス１０を接続する。
ＩＧＢＴ１のゲート電圧と、コレクタ電圧によって定まるゲート電圧の指令値３３とを電圧比較手段３４に入力し、ＧＢＴ１のゲート電圧がコレクタ電圧によって定まるゲート電圧の指令値３３より大きくなると、電圧比較手段３４の出力信号によって可制御インピーダンス１０のインピーダンスが小さくなる。
【００１２】
図３に示す電力変換装置では、２個の直列に接続されたアーム２０を３個並列接続し、それぞれが直流電圧源２１に接続している。対となったアームの各中点を、負荷２２に接続する。
【００１３】
次に、本実施例の動作を説明する。図１で、電源１３からパルス発生器７の動作に必要な電力を供給し、ＰＷＭ制御やＰＡＭ制御のドライブ信号をパルス発生器７で発生する。発生したドライブ信号をゲート抵抗８を介してＩＧＢＴのゲートに入力し、ＩＧＢＴ１をオンオフして、図３に示すアーム２０をオンオフして交流電圧を作り出し、負荷２２に印加する。ここで、前記ドライブ信号は対になったアーム、例えば図３のアーム２０（Ｐ）とアーム２０（Ｎ）、とを同時にオンさせない。
【００１４】
ここでアーム２０（Ｎ）とアーム２０（Ｐ）を交互にオンオフ制御して、アーム２０（Ｐ）へのドライブ信号がオン状態、アーム２０（Ｎ）がオフ状態である時に着目すると、アーム２０（Ｐ）がオン状態では、電流が、直流電圧源２１からアーム２０（Ｐ），インダクタス負荷２２の経路で流れる。アーム２０（Ｐ）をターンオフさせると、アーム２０（Ｐ）には、主回路（直流電圧源２１→アーム２０（Ｐ）→アーム２０（Ｎ）→直流電圧源２１）の経路に存在する配線インダクタンス２３に発生する電圧が、直流電圧源２１の電圧に重畳されるので、アーム２０（Ｐ）を構成するＩＧＢＴ１のコレクタ−エミッタ間の電圧も跳ね上がる。
【００１５】
図１５を使って、ターンオフ時のＩＧＢＴのコレクタ電圧及びゲート電圧波形をより詳細に説明する。ＩＧＢＴがオンしている状況で、パルス発生器７からオフ信号を発生させる、すなわちパルス発生器７より負電位を出力すると、図１５に示すようにＩＧＢＴ１のゲートに蓄えられた電荷がゲート抵抗８を介して引き抜かれて、ＩＧＢＴ１がターンオフ状態に移行し、コレクタ電圧３１が上昇する。コレクタ電圧３１が上昇すると、コンデンサ５は電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）に比例した電流をＩＧＢＴ１のゲートに供給するので、ゲート電圧３２が上昇し、コレクタ電圧３１のｄｖ／ｄｔを抑制できる。ＩＧＢＴ１のゲートが過充電されないように、ＩＧＢＴ１のゲートの電位がコレクタ電圧によって定まるゲートの電位の指令値３３（図１６）より大きくなると、可制御インピーダンス１０のインピーダンスを小さくして、コンデンサ５から供給される電流をバイパスし、
ＩＧＢＴ１のゲートの過充電を防止する。
【００１６】
したがって、本実施例によれば過剰なコレクタ電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要な増大を防止できる。図１では、ＩＧＢＴ１のゲート端子とドライバ内の配線１３Ｎの間に、可制御インピーダンス１０を接続したが、図４のように可制御インピーダンス１０をＩＧＢＴ１のゲート端子とエミッタ端子の間に接続しても同様の効果がある。
【００１７】
なお、コレクタ電圧とゲート指令値の関係は図１６に限らず、大略コレクタ電圧が大きくなるほどゲート電圧が高くなる設定であれば良い。
【００１８】
電圧源２１の電圧をアーム２０を構成するＩＧＢＴの直列数で割った電圧（図３）に、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧が達した時に、ゲート電圧指令値がＩＧＢＴのゲート閾値よりわずかに低い値となるように設定し、かつ、コレクタ電圧が素子耐圧近い時のゲート電圧指令値を、電圧源１３の電圧と大略同じ電圧に設定すれば、ＩＧＢＴの損失をより小さくでき、かつ、より確実にＩＧＢＴを過電圧から保護できる。
【００１９】
（実施例２）
本実施例は、実施例１の図３に示すアーム２０が図５に示す構成であって、
ＩＧＢＴ１のコレクタ電圧を、抵抗３と抵抗４で分圧する。ＩＧＢＴ１のゲート電位が分圧点９の電位より高くなると、トランジスタ６２が導通して、コンデンサ５から供給される電流をバイパスする。したがって、本実施例によればIGBT1のゲートの過充電を防止でき、必要以上のコレクタ電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要な増大を防止できる。本実施例のトランジスタ６２が実施例１の可制御インピーダンス１０に相当する。図６や図７に示すように図５のトランジスタ６２をＦＥＴ６３やＭＯＳＦＥＴ６４に置き換えても同様の効果がある。
【００２０】
（実施例３）
本実施例は、実施例１の図３に示す電力変換装置のアーム２０が図８に示す構成であって、図４の回路にトランジスタ６１が加わる。トランジスタ６１は、ＩＧＢＴ１のゲート電位が分圧点９の電位より低いとオンする。すなわち、ＩＧＢＴ１のコレクタ電圧が高くなり過ぎるとトランジスタ６１を介して、ＩＧＢＴ１のゲートに電流を供給する。本実施例は、ＩＧＢＴ１のコレクタ電圧のｄｖ／ｄｔが大きい時には主にコンデンサ５から、ｄｖ／ｄｔが小さい時には主にトランジスタ６１を介して、ＩＧＢＴ１のゲートに電流を供給するので、ＩＧＢＴのコレクタへの過電圧印加を確実に防止できる。
【００２１】
ＩＧＢＴ１のゲート電位が分圧点９の電位より高くなると、実施例２と同様に、トランジスタ６２が導通して、コンデンサ５から供給される電流をバイパスする。したがって、ＩＧＢＴ１のゲートの過充電を防止でき、過剰なコレクタ電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要な増大を防止できる。
【００２２】
（実施例４）
本実施例は、実施例１の図３に示す電力変換装置のアーム２０が図９のような構成である。図９のトランジスタ６１とトランジスタ６２とは、オンオフ信号発生回路７の電流を増幅する。ゲート抵抗８１とゲート抵抗８２がそれぞれのトランジスタに接続される。ＩＧＢＴ１のターンオフ状態では、パルス発生器７が負電位を出力するので、トランジスタ６２はオン状態である。ＩＧＢＴ１のコレクタ電圧は、抵抗３と抵抗４とで分圧され、ＩＧＢＴ１の電位が分圧点９の電位より高くなると、トランジスタ８２０が導通し、コンデンサ５から供給される電流をトランジスタ８２０とトランジスタ６２とを経由して低いインピーダンスの経路でバイパスする。したがって、本実施例では、ＩＧＢＴ１のゲートの過充電を防止でき、必要以上のコレクタ電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要な増大を防止できる。トランジスタ８２０が実施例１の可制御インピーダンス１０に相当する。
【００２３】
なお、図１０に示すように、オン用のゲート抵抗８１に並列にトランジスタ８１０を接続すると、ＩＧＢＴ１のコレクタに過電圧が印加される時、ゲートに供給する電流をバイパスできるので、より確実に過電圧印加を防止できる。また、図１１に示すように、分圧点９の電位をリファレンス電圧ＲｅｆＶｏｌ．との差電圧によって、トランジスタ８１０や８２０を制御しても同様な効果がある。
【００２４】
（実施例５）
本実施例は、実施例１の図３に示す電力変換装置のアーム２０が図１２に示す構成である。ＩＧＢＴ１のゲートが過充電され、コレクタ電圧が低下するとコンデンサ５を流れる電流が反転する。したがって、コンデンサ５を流れる電流をモニタして、電流の向きがＩＧＢＴのゲートからコレクタへの向きになった時に、ゲート抵抗８２のインピーダンスを低下させて、過充電されたゲートの電荷を急速に引き抜く。したがって、ＩＧＢＴ１のゲートの過充電を防止でき、必要以上のコレクタ電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要な増大を防止できる。ゲート抵抗８２が実施例１の可制御インピーダンス１０に相当する。
【００２５】
（実施例６）
本実施例は、実施例１の図３に示す電力変換装置のアーム２０が図１３に示す構成である。オンオフ信号発生回路７の出力に、トランジスタ７１とトランジスタ７２とダイオード７３が接続し、さらに、トランジスタ７２とダイオード７３を分圧点９に接続する。トランジスタ７１とトランジスタ７２とダイオード７３とは、オンオフ信号発生回路７の電位と分圧点９の電位を比較し、高い方の電位をトランジスタ６１及びトランジスタ６２に出力する。ＩＧＢＴ１のコレクタ電圧が高いと、トランジスタ６１とトランジスタ６２のベース電位が高いので、トランジスタ６１がオン、トランジスタ６２はオフとなり、ＩＧＢＴ１のゲートは、コンデンサ５とトランジスタ６１より電流を供給し、ＩＧＢＴのｄｖ／ｄｔを抑制すると共に、過電圧印加を防止する。ゲートが過充電されるとトランジスタ６１がオフし、トランジスタ６２がオンになるので、トランジスタ６２を介して急速にＩＧＢＴ１のゲート電荷を放電する。したがって、ＩＧＢＴ１のゲートの過充電を防止でき、必要以上のコレクタ電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要な増大を防止できる。トランジスタ６２が実施例１の可制御インピーダンス１０に相当する。
【００２６】
（実施例７）
本実施例は、前記図１及び図４乃至図１３の回路を直列接続したものを図３のアームとする。一例を図１４に示す。本実施例によればＩＧＢＴ１のコレクタ電圧のｄｖ／ｄｔを抑制でき、過電圧も抑制されるので、直列接続されたIGBT1 のコレクタ−エミッタ間の電位を平衡させることが容易になる。
【００２７】
【発明の効果】
ＩＧＢＴのコレクタ電圧の振動させることなく、ＩＧＢＴの損失増大を最小限に抑えて、ＩＧＢＴのコレクタへの過電圧印加を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図２】従来技術による電力変換器の１アーム分の主要部である。
【図３】実施例１の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図４】実施例１の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図５】実施例２の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図６】実施例２の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図７】実施例２の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図８】実施例３の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図９】実施例４の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図１０】実施例４の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図１１】実施例４の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図１２】実施例５の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図１３】実施例６の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図１４】実施例７の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図１５】実施例１のＩＧＢＴのゲート電位とコレクタ電圧の説明図である。
【図１６】実施例１のＩＧＢＴのコレクタ電圧とゲート電圧指令値の説明図である。
【符号の説明】
１…ＩＧＢＴ、２…還流ダイオード、３…高圧側分圧抵抗、４…低圧側分圧抵抗、５…コンデンサ、７…オンオフパルス発生器、８…ゲート抵抗、９…分圧点、１０…可制御インピーダンス、１３…オンオフパルス発生器用電源、１５…インダクタンス、２０，２０（Ｐ），２０（Ｎ）…アーム、２１…直流電圧源、２２…インダクタス負荷、２３…寄生インダクタス、３１…本発明のＩＧＢＴのターンオフ時コレクタ電圧波形、３２…本発明のＩＧＢＴのターンオフ時ゲート電圧波形、３３…コレクタ電圧によって定まるゲート電圧の指令値、３４…電圧比較手段、６１，７１，８１０…ｎｐｎトランジスタ、６２，７２，８２０…ｐｎｐトランジスタ、６３…ＦＥＴ、６４…ＭＯＳＦＥＴ、７３…ダイオード、８１…オンゲート抵抗、８２…オフゲート抵抗。
【発明の属する技術分野】
本発明は半導体素子等を用いた半導体電力変換装置に係り、特にスイッチング動作時の過電圧の抑制を行う半導体電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＩＧＢＴ電力変換装置では、ＩＧＢＴのオン状態時に配線に蓄えられていたエネルギーが、ＩＧＢＴのターンオフ時に、サージ電圧となり該ＩＧＢＴに印加される。ＩＧＢＴのゲートとコレクタ間にコンデンサを接続して、コレクタの電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）を抑制してターンオフ時のサージ電圧などの過電圧印加による素子破壊を防止する方法が、特開平１０−２４８２３７号公報に記載されている。
【０００３】
通常、ＩＧＢＴをターンオフさせるには、ゲート端子とゲート回路の負電位線の間を接続するスイッチを閉じる。ゲート端子とゲート回路の負電位線の間のスイッチを閉じると、ゲートに充電されていた電荷がゲート回路に引き抜かれ、ゲート電圧が低下する。ゲート電圧の低下に伴い、コレクタ電圧が上昇し、オン状態からオフ状態へ移行する。ＩＧＢＴのコレクタ・ゲート間にコンデンサが接続されていると、コレクタ電圧のｄｖ／ｄｔに比例した電流がゲートに供給されるので、ゲート電圧の低下が抑制もしくはゲート電圧が上昇し、コレクタ電圧のｄｖ／ｄｔが小さくなり、コレクタへの過電圧印加を防止できる。図２にこのような従来技術の電力変換器の１アーム分の主要部を示す。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、コレクタ電圧のｄｖ／ｄｔが大きいと、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間に接続されたコンデンサから供給されるゲート電流が過剰となり、ゲート電圧が上昇しすぎて、必要以上にＩＧＢＴのインピーダンスが低下する。ＩＧＢＴのインピーダンスの過剰な低下は、ターンオフ損失の不必要な増大を招く。さらに、過剰なゲート電流の供給により、コレクタ電圧が低下すると、今度は逆に前記コンデンサがＩＧＢＴのゲートからゲート電流を引き抜き、ゲート電圧が急激に低下する。ゲート電圧の急激な低下に伴い、コレクタ電圧が急上昇し、コレクタ電圧及びゲート電圧の振動を引き起こす問題を生じる。
【０００５】
本発明の目的は、上記に鑑みてなされたもので、コレクタ電圧の振動を防止し、かつ、ＩＧＢＴの損失増大を最小限に抑えて、コレクタ電圧への過電圧印加を防止する回路を有する電力変換器を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の半導体電力変換装置は、ＩＧＢＴのコレクタ・ゲート間にコンデンサを接続していて、コレクタ電圧に応じて定まるゲート電圧指令値より、ゲート電圧が高くなると、ゲートの電荷を速やかに放電する機能を有する手段を備えている。この構成により、本発明の半導体電力変換装置は、ゲート電圧を適正な電圧に制御できるので、コレクタ電圧の振動を防止し、かつ、ＩＧＢＴの損失増大を最小限に抑えて、コレクタ電圧をクランプできる。
【０００７】
本発明の半導体電力変換装置が備えている、コレクタ電圧に応じて定まるゲート電圧指令値をゲート電圧が超えた時に、ゲートに充電された電荷を速やかに放電する手段は、ＩＧＢＴのゲートと端子とゲート回路間のインピーダンスを小さくする手段や、コレクタ電圧が高くなると、ゲートとエミッタ間のインピーダンスを小さくする手段等である。
【０００８】
本発明の半導体電力変換装置のＩＧＢＴのコレクタとゲート間に接続されたコンデンサは、コレクタ電圧のｄｖ／ｄｔが大きいと、ＩＧＢＴのゲートにゲート電流を供給して、ゲート電圧を上昇させるので、ＩＧＢＴを過電圧印加から保護する。さらに、本発明の半導体電力変換装置のＩＧＢＴのゲート電圧がコレクタ電圧によって定まるゲート電圧指令値より高い場合には、ゲートとゲート回路間のインピーダンスもしくは、ゲートとエミッタ間のインピーダンスを小さくして、コレクタとエミッタ間に接続したコンデンサから供給される電流が、ゲートとゲート回路間のインピーダンスもしくは、ゲートとエミッタ間のインピーダンスにバイパスされるので、ゲート電圧の過剰な上昇を防止でき、ＩＧＢＴのインピーダンスの過度の低下を防ぐ。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の各図で、同一の機能を有するものには同一の符号をつける。また、電位はエミッタを基準とする。なお、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間に過電圧が印加されるような条件においては、コレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ・ゲート間電圧はほぼ等しいので、以後は両者ともコレクタ電圧と呼ぶ。
【００１０】
以下の実施例でＩＧＢＴを他のＭＯＳＦＥＴなどのＭＯＳ制御半導体デバイスに置き換えても、同様な効果がある。
【００１１】
（実施例１）
図１と図３を用いて本実施例の電力変換装置の構成を説明する。図３は本実施例の電力変換装置の主要部を、図１は図３のアーム２０の主要部を示す。アーム２０の構成は次の通りである。ＩＧＢＴ１に逆並列に環流ダイオード２を接続する。また、ＩＧＢＴ１のゲート端子には、ゲート抵抗８を経由して、スイッチング指令用のオンオフ信号を発生するオンオフパルス発生器７を接続する。オンオフパルス発生器７には電源１３から電力を供給する。ＩＧＢＴ１のコレクタ端子とゲート端子との間に、コンデンサ５を接続する。ＩＧＢＴ１のゲート端子とドライバ内の配線１３Ｎとの間には、可制御インピーダンス１０を接続する。
ＩＧＢＴ１のゲート電圧と、コレクタ電圧によって定まるゲート電圧の指令値３３とを電圧比較手段３４に入力し、ＧＢＴ１のゲート電圧がコレクタ電圧によって定まるゲート電圧の指令値３３より大きくなると、電圧比較手段３４の出力信号によって可制御インピーダンス１０のインピーダンスが小さくなる。
【００１２】
図３に示す電力変換装置では、２個の直列に接続されたアーム２０を３個並列接続し、それぞれが直流電圧源２１に接続している。対となったアームの各中点を、負荷２２に接続する。
【００１３】
次に、本実施例の動作を説明する。図１で、電源１３からパルス発生器７の動作に必要な電力を供給し、ＰＷＭ制御やＰＡＭ制御のドライブ信号をパルス発生器７で発生する。発生したドライブ信号をゲート抵抗８を介してＩＧＢＴのゲートに入力し、ＩＧＢＴ１をオンオフして、図３に示すアーム２０をオンオフして交流電圧を作り出し、負荷２２に印加する。ここで、前記ドライブ信号は対になったアーム、例えば図３のアーム２０（Ｐ）とアーム２０（Ｎ）、とを同時にオンさせない。
【００１４】
ここでアーム２０（Ｎ）とアーム２０（Ｐ）を交互にオンオフ制御して、アーム２０（Ｐ）へのドライブ信号がオン状態、アーム２０（Ｎ）がオフ状態である時に着目すると、アーム２０（Ｐ）がオン状態では、電流が、直流電圧源２１からアーム２０（Ｐ），インダクタス負荷２２の経路で流れる。アーム２０（Ｐ）をターンオフさせると、アーム２０（Ｐ）には、主回路（直流電圧源２１→アーム２０（Ｐ）→アーム２０（Ｎ）→直流電圧源２１）の経路に存在する配線インダクタンス２３に発生する電圧が、直流電圧源２１の電圧に重畳されるので、アーム２０（Ｐ）を構成するＩＧＢＴ１のコレクタ−エミッタ間の電圧も跳ね上がる。
【００１５】
図１５を使って、ターンオフ時のＩＧＢＴのコレクタ電圧及びゲート電圧波形をより詳細に説明する。ＩＧＢＴがオンしている状況で、パルス発生器７からオフ信号を発生させる、すなわちパルス発生器７より負電位を出力すると、図１５に示すようにＩＧＢＴ１のゲートに蓄えられた電荷がゲート抵抗８を介して引き抜かれて、ＩＧＢＴ１がターンオフ状態に移行し、コレクタ電圧３１が上昇する。コレクタ電圧３１が上昇すると、コンデンサ５は電圧上昇率（ｄｖ／ｄｔ）に比例した電流をＩＧＢＴ１のゲートに供給するので、ゲート電圧３２が上昇し、コレクタ電圧３１のｄｖ／ｄｔを抑制できる。ＩＧＢＴ１のゲートが過充電されないように、ＩＧＢＴ１のゲートの電位がコレクタ電圧によって定まるゲートの電位の指令値３３（図１６）より大きくなると、可制御インピーダンス１０のインピーダンスを小さくして、コンデンサ５から供給される電流をバイパスし、
ＩＧＢＴ１のゲートの過充電を防止する。
【００１６】
したがって、本実施例によれば過剰なコレクタ電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要な増大を防止できる。図１では、ＩＧＢＴ１のゲート端子とドライバ内の配線１３Ｎの間に、可制御インピーダンス１０を接続したが、図４のように可制御インピーダンス１０をＩＧＢＴ１のゲート端子とエミッタ端子の間に接続しても同様の効果がある。
【００１７】
なお、コレクタ電圧とゲート指令値の関係は図１６に限らず、大略コレクタ電圧が大きくなるほどゲート電圧が高くなる設定であれば良い。
【００１８】
電圧源２１の電圧をアーム２０を構成するＩＧＢＴの直列数で割った電圧（図３）に、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧が達した時に、ゲート電圧指令値がＩＧＢＴのゲート閾値よりわずかに低い値となるように設定し、かつ、コレクタ電圧が素子耐圧近い時のゲート電圧指令値を、電圧源１３の電圧と大略同じ電圧に設定すれば、ＩＧＢＴの損失をより小さくでき、かつ、より確実にＩＧＢＴを過電圧から保護できる。
【００１９】
（実施例２）
本実施例は、実施例１の図３に示すアーム２０が図５に示す構成であって、
ＩＧＢＴ１のコレクタ電圧を、抵抗３と抵抗４で分圧する。ＩＧＢＴ１のゲート電位が分圧点９の電位より高くなると、トランジスタ６２が導通して、コンデンサ５から供給される電流をバイパスする。したがって、本実施例によればIGBT1のゲートの過充電を防止でき、必要以上のコレクタ電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要な増大を防止できる。本実施例のトランジスタ６２が実施例１の可制御インピーダンス１０に相当する。図６や図７に示すように図５のトランジスタ６２をＦＥＴ６３やＭＯＳＦＥＴ６４に置き換えても同様の効果がある。
【００２０】
（実施例３）
本実施例は、実施例１の図３に示す電力変換装置のアーム２０が図８に示す構成であって、図４の回路にトランジスタ６１が加わる。トランジスタ６１は、ＩＧＢＴ１のゲート電位が分圧点９の電位より低いとオンする。すなわち、ＩＧＢＴ１のコレクタ電圧が高くなり過ぎるとトランジスタ６１を介して、ＩＧＢＴ１のゲートに電流を供給する。本実施例は、ＩＧＢＴ１のコレクタ電圧のｄｖ／ｄｔが大きい時には主にコンデンサ５から、ｄｖ／ｄｔが小さい時には主にトランジスタ６１を介して、ＩＧＢＴ１のゲートに電流を供給するので、ＩＧＢＴのコレクタへの過電圧印加を確実に防止できる。
【００２１】
ＩＧＢＴ１のゲート電位が分圧点９の電位より高くなると、実施例２と同様に、トランジスタ６２が導通して、コンデンサ５から供給される電流をバイパスする。したがって、ＩＧＢＴ１のゲートの過充電を防止でき、過剰なコレクタ電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要な増大を防止できる。
【００２２】
（実施例４）
本実施例は、実施例１の図３に示す電力変換装置のアーム２０が図９のような構成である。図９のトランジスタ６１とトランジスタ６２とは、オンオフ信号発生回路７の電流を増幅する。ゲート抵抗８１とゲート抵抗８２がそれぞれのトランジスタに接続される。ＩＧＢＴ１のターンオフ状態では、パルス発生器７が負電位を出力するので、トランジスタ６２はオン状態である。ＩＧＢＴ１のコレクタ電圧は、抵抗３と抵抗４とで分圧され、ＩＧＢＴ１の電位が分圧点９の電位より高くなると、トランジスタ８２０が導通し、コンデンサ５から供給される電流をトランジスタ８２０とトランジスタ６２とを経由して低いインピーダンスの経路でバイパスする。したがって、本実施例では、ＩＧＢＴ１のゲートの過充電を防止でき、必要以上のコレクタ電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要な増大を防止できる。トランジスタ８２０が実施例１の可制御インピーダンス１０に相当する。
【００２３】
なお、図１０に示すように、オン用のゲート抵抗８１に並列にトランジスタ８１０を接続すると、ＩＧＢＴ１のコレクタに過電圧が印加される時、ゲートに供給する電流をバイパスできるので、より確実に過電圧印加を防止できる。また、図１１に示すように、分圧点９の電位をリファレンス電圧ＲｅｆＶｏｌ．との差電圧によって、トランジスタ８１０や８２０を制御しても同様な効果がある。
【００２４】
（実施例５）
本実施例は、実施例１の図３に示す電力変換装置のアーム２０が図１２に示す構成である。ＩＧＢＴ１のゲートが過充電され、コレクタ電圧が低下するとコンデンサ５を流れる電流が反転する。したがって、コンデンサ５を流れる電流をモニタして、電流の向きがＩＧＢＴのゲートからコレクタへの向きになった時に、ゲート抵抗８２のインピーダンスを低下させて、過充電されたゲートの電荷を急速に引き抜く。したがって、ＩＧＢＴ１のゲートの過充電を防止でき、必要以上のコレクタ電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要な増大を防止できる。ゲート抵抗８２が実施例１の可制御インピーダンス１０に相当する。
【００２５】
（実施例６）
本実施例は、実施例１の図３に示す電力変換装置のアーム２０が図１３に示す構成である。オンオフ信号発生回路７の出力に、トランジスタ７１とトランジスタ７２とダイオード７３が接続し、さらに、トランジスタ７２とダイオード７３を分圧点９に接続する。トランジスタ７１とトランジスタ７２とダイオード７３とは、オンオフ信号発生回路７の電位と分圧点９の電位を比較し、高い方の電位をトランジスタ６１及びトランジスタ６２に出力する。ＩＧＢＴ１のコレクタ電圧が高いと、トランジスタ６１とトランジスタ６２のベース電位が高いので、トランジスタ６１がオン、トランジスタ６２はオフとなり、ＩＧＢＴ１のゲートは、コンデンサ５とトランジスタ６１より電流を供給し、ＩＧＢＴのｄｖ／ｄｔを抑制すると共に、過電圧印加を防止する。ゲートが過充電されるとトランジスタ６１がオフし、トランジスタ６２がオンになるので、トランジスタ６２を介して急速にＩＧＢＴ１のゲート電荷を放電する。したがって、ＩＧＢＴ１のゲートの過充電を防止でき、必要以上のコレクタ電圧の低下や、ターンオフ損失の不必要な増大を防止できる。トランジスタ６２が実施例１の可制御インピーダンス１０に相当する。
【００２６】
（実施例７）
本実施例は、前記図１及び図４乃至図１３の回路を直列接続したものを図３のアームとする。一例を図１４に示す。本実施例によればＩＧＢＴ１のコレクタ電圧のｄｖ／ｄｔを抑制でき、過電圧も抑制されるので、直列接続されたIGBT1 のコレクタ−エミッタ間の電位を平衡させることが容易になる。
【００２７】
【発明の効果】
ＩＧＢＴのコレクタ電圧の振動させることなく、ＩＧＢＴの損失増大を最小限に抑えて、ＩＧＢＴのコレクタへの過電圧印加を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図２】従来技術による電力変換器の１アーム分の主要部である。
【図３】実施例１の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図４】実施例１の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図５】実施例２の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図６】実施例２の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図７】実施例２の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図８】実施例３の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図９】実施例４の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図１０】実施例４の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図１１】実施例４の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図１２】実施例５の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図１３】実施例６の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図１４】実施例７の電力変換器１アーム分の主要部である。
【図１５】実施例１のＩＧＢＴのゲート電位とコレクタ電圧の説明図である。
【図１６】実施例１のＩＧＢＴのコレクタ電圧とゲート電圧指令値の説明図である。
【符号の説明】
１…ＩＧＢＴ、２…還流ダイオード、３…高圧側分圧抵抗、４…低圧側分圧抵抗、５…コンデンサ、７…オンオフパルス発生器、８…ゲート抵抗、９…分圧点、１０…可制御インピーダンス、１３…オンオフパルス発生器用電源、１５…インダクタンス、２０，２０（Ｐ），２０（Ｎ）…アーム、２１…直流電圧源、２２…インダクタス負荷、２３…寄生インダクタス、３１…本発明のＩＧＢＴのターンオフ時コレクタ電圧波形、３２…本発明のＩＧＢＴのターンオフ時ゲート電圧波形、３３…コレクタ電圧によって定まるゲート電圧の指令値、３４…電圧比較手段、６１，７１，８１０…ｎｐｎトランジスタ、６２，７２，８２０…ｐｎｐトランジスタ、６３…ＦＥＴ、６４…ＭＯＳＦＥＴ、７３…ダイオード、８１…オンゲート抵抗、８２…オフゲート抵抗。
Claims (12)
- ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲート間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチングを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続したアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半導体電力変換器において、
前記ＩＧＢＴのゲートと前記ゲート回路の配線との間に接続した可制御インピーダンスを備え、前記ＩＧＢＴのコレクタ電圧が高い程高くなるゲート電圧指令値より、前記ＩＧＢＴのゲート電圧が高い場合に、前記可制御インピーダンスのインピーダンスを低下させて、ゲートの電荷を放電することを特徴とした半導体電力変換装置。 - ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲート間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチングを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続したアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半導体電力変換器において、
前記ＩＧＢＴのゲートと前記ゲート回路の負電位との間に接続した可制御インピーダンスを備え、前記ＩＧＢＴのコレクタ電圧が高い程高くなるゲート電圧指令値より、ゲート電圧が高い場合に、前記ＩＧＢＴのゲートとゲート回路の負電位との間のインピーダンスを低下させることを特徴とした半導体電力変換装置。 - ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲート間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチングを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続したアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半導体電力変換器において、
前記ＩＧＢＴのゲートとエミッタとの間に接続した可制御インピーダンスを備え、前記ＩＧＢＴのコレクタ電圧が高い程高くなるゲート電圧指令値より、ゲート電圧が高い場合に、ゲートとエミッタ間のインピーダンスを低下させることを特徴とした半導体電力変換装置。 - ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲート間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチングを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続したアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半導体電力変換器において、
前記ＩＧＢＴのゲートと前記ゲート回路の負電位との間に接続した可制御インピーダンスを備え、前記ＩＧＢＴのコレクタ電圧を分圧する手段を有し、該分圧手段によって分圧した点の電位より、ゲートの電位が高い場合に、前記ＩＧＢＴのゲートの電荷を放電することを特徴とした半導体電力変換装置。 - ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲート間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチングを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続したアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半導体電力変換器において、
前記ＩＧＢＴのゲートと前記ゲート回路の負電位との間に接続した可制御インピーダンスを備え、前記ＩＧＢＴのコレクタ電圧を分圧する手段を有し、該分圧手段によって分圧した点の電位より、ゲートの電位が高くなると、前記ＩＧＢＴのゲートとゲート回路の負電位との間のインピーダンスが低下することを特徴とした半導体電力変換装置。 - 請求項４において、前記分圧手段によって分圧した点の電圧より、ゲート電圧が高い場合に、ゲートの電荷を放電することを特徴とした半導体電力変換装置。
- ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲート間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチングを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続したアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半導体電力変換器において、
前記ＩＧＢＴのコレクタ電圧を分圧する手段を有し、該分圧手段によって分圧した点の電位よりゲートの電位が高い場合に、ゲート電流を制限するゲート抵抗体をバイパスして、ゲート電流をゲート回路の負電位線へ引き抜くことを特徴とした半導体電力変換装置。 - ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲート間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチングを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続したアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半導体電力変換器において、
前記ＩＧＢＴのコレクタ電圧を分圧する手段を有し、該分圧手段によって分圧した点の電位より、前記ＩＧＢＴのゲートの電位が低い場合には、ゲートの充電電流を制限する抵抗体をバイパスして、ゲート電流をゲートへ供給する手段を有し、前記分圧手段によって分圧した点の電位よりゲート電圧が高い場合には、ゲートの放電電流を制限する抵抗体をバイパスして、ゲート電流をゲート回路の負電位線へ引き抜くことを特徴とした半導体電力変換装置。 - ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲート間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチングを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続したアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半導体電力変換器において、
前記ＩＧＢＴのコレクタ電圧を分圧する手段を有し、該分圧手段によって分圧した点の電位が、予め設定した値より高い場合に、前記ＩＧＢＴのゲートの電荷を放電する回路を有することを特徴とした半導体電力変換装置。 - ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲート間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチングを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続したアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半導体電力変換器において、
前記ＩＧＢＴのゲートから前記コンデンサを充電する方向に電流が流れる場合に、前記ＩＧＢＴのゲートの電荷を放電する回路を有することを特徴とした半導体電力変換装置。 - ＩＧＢＴと、該ＩＧＢＴのコレクタとゲート間に接続したコンデンサと、該ＩＧＢＴのスイッチングを制御するゲート回路を該ＩＧＢＴのゲートに接続したアームと、直列接続した該アームを複数個並列接続し、前記直列接続したアームの中点を負荷に接続した半導体電力変換器において、
前記ＩＧＢＴのコレクタ電圧を分圧する手段を有し、該分圧手段によって分圧した点の電圧とＩＧＢＴのスイッチングを指令する電圧とを比較して、何れか高い方の電圧となるようにゲート電圧制御する手段を有することを特徴とした半導体電力変換装置。 - 請求項１乃至１１の半導体電力変換器において、前記アームがＩＧＢＴを２個直列に接続した構成を有することを特徴とした半導体電力変換装置。
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