JP2006042564A - 電力スイッチング回路、電力変換装置及び電力用半導体スイッチング素子の駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 電力用半導体スイッチング素子における主端子間電圧のオーバーシュートを抑制すると共に主端子間電圧変動の整定時間を均一化あるいは短時間化する。
【解決手段】 制御駆動手段は、所定の制御伝達関数によって主端子間電圧を補正電圧に変換する補正電圧発生部と、補正電圧に基づいて駆動信号を生成する駆動信号生成部とを備え、上記制御伝達関数は、主端子間電圧が定常電圧となるように制御するためのフィードバック制御系の二次振動系伝達関数における減衰係数及び角振動数を、上記オーバーシュートのピーク電圧Ｖp及び主端子間電圧変動の整定時間Ｔaが所望の値となるように設定することによって規定される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電力スイッチング回路、電力変換装置及び電力用半導体スイッチング素子の駆動方法に関する。

周知のように電力変換装置はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の電力用半導体スイッチング素子を用いて入力電力をスイッチングして電力変換を行う装置である。このような電力変換装置において電力用半導体スイッチング素子がＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わる際（ターンオフ時）に発生するオーバーシュート（過電圧）から電力用半導体スイッチング素子を保護するための技術（過電圧保護方式）として、アクティブゲート制御方式がある。例えば下記の公知文献には、アクティブゲート制御方式の各種変形技術が開示されている。
「スナバレスＩＧＢＴ直列接続時の過電圧保護」（平成１２年電気学会全国大会） 特開２００２−４４９３４号公報

ところで、上記アクティブゲート制御方式は電力用半導体スイッチング素子のオーバーシュートを抑制する技術であるが、複数の電力用半導体スイッチング素子を組み合わせて電力変換装置を構成する場合には、電力用半導体スイッチング素子の主端子間電圧（ＩＧＢＴの場合はコレクタ−エミッタ間電圧）が規定電圧に収束するまでの期間（整定時間）を各電力用半導体スイッチング素子毎に均一化する必要があり、したがってオーバーシュートの抑制と整定時間の均一化とを何れも実現し得る技術の開発が切望されている。
また、電力変換装置のスイッチング周波数を高周波化しようとした場合には上記整定時間を極力短くする必要があり、よって整定時間を短時間化する技術も切望されている。

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、電力用半導体スイッチング素子における主端子間電圧のオーバーシュートを抑制すると共に主端子間電圧変動の整定時間を均一化あるいは短時間化することを目的とするものである。

上記目的を達成するために、本発明では、ターンオンとターンオンとを繰り返すことにより一対の主端子に印加された電力をスイッチングする電力用半導体スイッチング素子と、電力用半導体スイッチング素子をターンオンさせるためのターンオン電圧とターンオフさせるためのターンオフ電圧と該ターンオフ電圧に付加され主端子の端子間電圧（主端子間電圧）に基づいて生成された補正電圧とからなる駆動信号を生成し、ターンオン電圧とターンオフ電圧とによって電力用半導体スイッチング素子をスイッチング駆動すると共に、補正電圧をターンオフ電圧に付加することによりターンオフ時における主端子間電圧のオーバーシュートを低減する制御駆動手段とを備える電力スイッチング回路であって、制御駆動手段は、所定の制御伝達関数によって主端子間電圧を補正電圧に変換する補正電圧発生部と、補正電圧に基づいて駆動信号を生成する駆動信号生成部とを備え、制御伝達関数は、主端子間電圧が定常電圧となるように制御するためのフィードバック制御系の二次振動系伝達関数における減衰係数及び角振動数を、オーバーシュートのピーク電圧Ｖp及び主端子間電圧変動の整定時間Ｔaが所望の値となるように設定することによって規定される、という解決手段を採用する。

本発明によれば、主端子間電圧が定常電圧となるように制御するためのフィードバック制御系の二次振動系伝達関数における減衰係数及び角振動数を、オーバーシュートのピーク電圧Ｖp及び整定時間Ｔaが所望値となるように設定することによって、制御伝達関数を規定するので、オーバーシュートのピーク電圧Ｖpを所望値に抑制することできると共に主端子間電圧変動の整定時間Ｔaを所望値に均一化あるいは短時間化することができる。

以下、図面を参照して、本発明の一実施形態について説明する。
図１は、本発明の第1実施形態に係る電力スイッチング回路の回路図である。
この回路図において、符号１はスイッチング信号発生回路、２はＥ／Ｏ変換器、３はＯ／Ｅ変換器、４はゲート電源、５はＩＧＢＴ（電力用半導体スイッチング素子）、６は抵抗分圧器、７は補正電圧発生器、、Ｒ1〜Ｒ3は抵抗器、Ｄ1はダイオードである。

スイッチング信号発生回路１は、ＩＧＢＴ５のスイッチングタイミングを規定するスイッチング信号を生成してＥ／Ｏ変換器２に供給する。Ｅ／Ｏ変換器２は、例えばフォトトランジスタであり、上記スイッチング信号を光電変換して光スイッチング信号に変換してＯ／Ｅ変換器３に出力する。Ｏ／Ｅ変換器３は、例えばフォトダイオードであり、上記光スイッチング信号を光電変換することによりスイッチング信号を再生してゲート電源４に出力する。ここで、Ｅ／Ｏ変換器２及びＯ／Ｅ変換器３は、スイッチング信号発生回路１を他の回路系と電気的に絶縁するための絶縁手段である。

ゲート電源４は、上記Ｏ／Ｅ変換器３から入力されたスイッチング信号及び補正電圧発生器７から入力された補正電圧Ｖhに基づいて、ＩＧＢＴ５をターンオンさせるためのターンオン電圧Ｖonとターンオフさせるためのターンオフ電圧Ｖoffとが交互に繰り返すと共に当該ターンオフ電圧Ｖoffに補正電圧Ｖhが付加された所定電圧（ゲート電圧Ｖg）のゲート信号（駆動信号）を生成する。抵抗器Ｒ3は、ゲート電源４の出力端とＩＧＢＴ５のゲート端子Ｔgとの間に介挿されたゲート抵抗である。ゲート電源４から出力されたゲート信号は、このゲート抵抗Ｒ3を介してＩＧＢＴ５のゲート端子Ｔgに入力される。

ＩＧＢＴ５は、主端子であるコレクタ端子Ｔcとエミッタ端子Ｔeとの間に印加される交流あるいは直流の電力を上記ゲート信号に基づいてスイッチングする電力用半導体スイッチング素子である。すなわち、ＩＧＢＴ５は、制御端子であるゲート端子Ｔgに入力されたゲート信号に基づいてスイッチング動作することにより一対の主端子Ｔc，Ｔe間を短絡／開放することによりに当該一対の主端子Ｔc，Ｔeに印加された電力をスイッチングする。

抵抗分圧器６は、ＩＧＢＴ５のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceを抵抗分圧し検出電圧Ｖkとして補正電圧発生器７に出力する。すなわち、抵抗分圧器６は、ＩＧＢＴ５の主端子つまりコレクタ端子Ｔcとエミッタ端子Ｔeとの間に直列接続された２つの抵抗器Ｒ1，Ｒ2から構成されており、ＩＧＢＴ５のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceを抵抗器Ｒ1，Ｒ2の各々の抵抗値で分圧した検出電圧Ｖkを出力する。この検出電圧Ｖkは、当然にコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceの変化に応じて変化するものであり、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖceと同等のものと考えられる。

補正電圧発生器７は、上記検出電圧Ｖkを入力信号とすると共に補正電圧Ｖhを出力信号とする電圧変換回路であり、変換特性として以下に詳説するように比例積分系伝達関数の形式の制御伝達関数Ｇ（ｓ）を有する。すなわち、この補正電圧発生器７は、検出電圧Ｖkを制御伝達関数Ｇ（ｓ）によって補正電圧Ｖhに変換してゲート電源４に出力する。このような補正電圧発生器７は、比例積分系伝達関数を有するＲＣ受動回路あるいはＲＣ能動回路によって構成される。

次に、このように構成された本電力スイッチング回路の動作について図２〜図４を参照して詳しく説明する。

最初に、上記補正電圧発生器７における制御伝達関数Ｇ（ｓ）は以下のように設定される。
すなわち、本電力スイッチング回路は、ＩＧＢＴ５のコレクタ-エミッタ間電圧Ｖceに基づいてゲート電圧Ｖgをフィードバック制御するフィードバック制御系とみなすことができる。図２は、このフィードバック制御系を上記補正電圧発生器７の制御伝達関数Ｇ（ｓ）及びＩＧＢＴ５が有する伝達関数Ｇs（ｓ）によって示したものである。

すなわち、本電力スイッチング回路におけるフィードバック制御系は、上記コレクタ-エミッタ間電圧Ｖceの定常電圧Ｅdcと実際のコレクタ-エミッタ間電圧Ｖceとの差である誤差電圧ｅを上記制御伝達関数Ｇ（ｓ）及び伝達関数Ｇs（ｓ）を介して上記コレクタ-エミッタ間電圧Ｖceに変換するものであり、そのループ伝達関数Ｇt（ｓ）は制御伝達関数Ｇ（ｓ）及び伝達関数Ｇs（ｓ）によって下式（１）のように表される。なお、ゲート電源４及び抵抗分圧器５の伝達関数は定数なので、図２及び式（１）ではゲート電源４及び抵抗分圧器６の伝達関数を無視している。

ここで、ターンオフ時のコレクタ-エミッタ間電圧Ｖceは、そのときの動作温度、ゲート電圧Ｖg、遮断電流Ｉc、周辺回路の配線インダクタンスＬや浮遊静電容量Ｃ等、各種パラメータによって規定されるものであり、定常電圧Ｅdcとの関係を示すループ伝達関数Ｇt（ｓ）は、下式（２）に示すように一般的な２次振動系と考えることができる。なお、この式において、ζは減衰係数、ωは角振動数、ψは振動位相である。

一方、ＩＧＢＴ５の活性領域（小信号領域）におけるゲート電圧Ｖgとコレクタ-エミッタ間電圧Ｖceとの関係は、下式（３）に示すような一次遅れ系伝達関数Ｇs（ｓ）で与えられる。

ここで、ＩＧＢＴ７の活性領域におけるゲート電圧Ｖgとコレクタ-エミッタ間電圧Ｖceとの関係は線形と考えることができるので、上記一次遅れ系伝達関数Ｇs（ｓ）におけるゲインＫ及び時定数τについては、ターンオフ時におけるＩＧＢＴ５のコレクタ-エミッタ間電圧Ｖceの過渡応答波形を測定することにより実験的に求めることができる。

例えばＩＧＢＴ５に印加するゲート電圧Ｖgの電圧変化幅を例えばａ1（０Ｖ→−１５Ｖ），ａ2（０Ｖ→−１０Ｖ），ａ3（０Ｖ→−５Ｖ）にステップ状に変化させた場合、図３に示すようなコレクタ-エミッタ間電圧Ｖceの過渡応答波形が得られるが、これら過渡応答波形におけるオーバーシュートのピーク電圧Ｖp1〜Ｖp3及び当該ピーク電圧Ｖp1〜Ｖp3の遅れ時間Ｔ1〜Ｔ3を実測することにより上記ゲインＫ及び時定数τを特定することができる。

ループ伝達関数Ｇt（ｓ）が式（２）に示すような２次振動系伝達関数を有し、またＩＧＢＴ５が式（３）に示すような一次遅れ系伝達関数Ｇs（ｓ）を有するので、この２つの条件を満足する制御伝達関数Ｇ（ｓ）は、下式（４）に示すような比例積分系となる。なお、式（４）における定数Ｇpは比例ゲイン、定数ＧIは積分ゲインである。

そして、一次遅れ系伝達関数Ｇs（ｓ）と比例積分系の制御伝達関数Ｇ（ｓ）とからターンオフ時におけるループ伝達関数Ｇt（ｓ）は下式（５）〜（７）のように表すことができる。

ここで、ζ’は減衰係数、ω’は角振動数である。コレクタ-エミッタ間電圧Ｖceにおけるオーバーシュートのピーク電圧Ｖpが所望値となるように減衰係数ζ’を指定することにより式（５）から積分ゲインＧIを求め、整定時間Ｔaが所望値となるように角振動数ω’を指定することにより式（６）から比例ゲインＧpを求めることによって、制御伝達関数Ｇ（ｓ）がオーバーシュートのピーク電圧Ｖp及び整定時間Ｔaが何れも所望値となるように設定される。

図４は、本電力スイッチング回路の効果を示す波形図である。本電力スイッチング回路によれば、補正電圧発生器７の制御伝達関数Ｇ（ｓ）の２つの定数つまり上記比例ゲインＧp及び積分ゲインＧIが上述したように設定され、かつこのように設定された制御伝達関数Ｇ（ｓ）に基づく補正電圧Ｖhがゲート電源４に供給される。

これに対して、ゲート電源４は、上記Ｏ／Ｅ変換器３から入力されたスイッチング信号に基づいて予め規定されたターンオン電圧Ｖonとターンオフ電圧Ｖoffとの切替タイミングを設定すると共にターンオフ電圧Ｖoffに補正電圧発生器７から入力された補正電圧Ｖhを重畳させたゲート信号を生成する。すなわち、このゲート電圧Ｖgは、図示するようにターンオン電圧Ｖonからターンオフ電圧Ｖoffにステップ状に変化した後、補正電圧Ｖhによって一旦上昇した後に降下してターンオフ電圧Ｖoffに復帰する。そして、このような補正電圧Ｖhの作用によって、コレクタ-エミッタ間電圧Ｖceにおけるオーバーシュートのピーク電圧Ｖp及び整定時間Ｔaは、上段波形図に示すように所望の値に抑制（設定）される。

次に、図５及び図６を参照して、本電力スイッチング回路の変形例について説明する。
図５は、本変形例に係る電力スイッチング回路の回路図である。この電力スイッチング回路は、上述した本実施形態に係る電力スイッチング回路に対して開閉スイッチ８及びコンパレータ９が追加されたものである。なお、これら開閉スイッチ８及びコンパレータ９は、本変形例における補正電圧供給調整部を構成している。

開閉スイッチ８は、ゲート電源４と補正電圧発生器７との間に介挿されており、コンパレータ９から入力される開閉信号に基づいて補正電圧Ｖhのゲート電源４への供給を制御する。一方、コンパレータ９は、抵抗分圧器６から入力された検出電圧Ｖkと基準電圧Ｖrefとを比較し、当該比較結果を上記開閉信号として開閉スイッチ８に出力する。

ここで、上述した実施形態に係る電力スイッチング回路では、補正電圧発生器７が検出電圧Ｖkに基づいて生成した補正電圧Ｖhがゲート電源４に常時供給されるので、ゲート電圧Ｖgの立下り時においても比較的小レベルの補正電圧Ｖhがゲート電源４に供給され、したがって補正電圧Ｖhの立下りの急峻さが損なわれる。

しかしながら、本変形例に係る電力スイッチング回路では、コンパレータ９が検出電圧Ｖkと基準電圧Ｖrefとを比較するので、検出電圧Ｖkが基準電圧Ｖrefよりも大きくなった時点において補正電圧Ｖhのゲート電源４への供給が開始される。したがって、本変形例に係る電力スイッチング回路によれば、図６に示すように、補正電圧Ｖhが立下りを開始する時刻ｔ0から検出電圧Ｖkが基準電圧Ｖrefよりも大きくなった時点ｔsまでの期間ΔＴにおいては補正電圧Ｖhがゲート電源４に供給されないので、上述した補正電圧Ｖhの立下りの急峻さが損なわれるという不具合を改善することが可能である。

次に、上記電力スイッチング回路を用いた電力変換装置について図７を参照して説明する。
この電力変換装置は、例えば６０Ｈｚの三相交流電力（つまり交流系統Ａの交流電力）を５０Ｈｚの三相交流電力（つまり交流系統Bの交流電力）に変換するものであり、６０Ｈｚの三相交流電力を直流電力に変換する合計１０台のコンバータ回路Ｋ1〜Ｋ10とこの直流電力を５０Ｈｚの三相交流電力に変換する合計１０台のインバータ回路Ｍ1〜Ｍ10とから構成されている。すなわち、この電力変換装置では、同一性能を有する合計１０台のコンバータ回路Ｋ1〜Ｋ10を並列接続すると共に、同じく同一性能を有する合計１０台のインバータ回路Ｍ1〜Ｍ10を並列接続することによって電力変換容量を例えば３００ＭＷ程度に向上させている。

１つのコンバータ回路Ｋ1あるいはインバータ回路Ｍ1に着目すると、コンバータ回路Ｋ1及びインバータ回路Ｍ1は、図示するように三相交流の各相に対応スイッチアームつまり合計６個のスイッチアームを備えている。各スイッチアームは、合計１００個のＩＧＢＴを直列接続することによって構成されている。各ＩＧＢＴは、上述した電力スイッチング回路に対応しており、コレクタ-エミッタ間電圧におけるオーバーシュートのピーク電圧及び整定時間が所望値となるように設定されている。

このように構成された電力変換装置によれば、各ＩＧＢＴのコレクタ-エミッタ間電圧におけるオーバーシュートのピーク電圧及び整定時間が所望値に設定されているので、スイッチング周波数を高周波数化することが可能であり、よって精度の良い電力変換制御を実現することができる。

なお、上記説明では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いる場合について説明したが、本発明は、ＩＧＢＴに限定されることなく他の半導体スイッチング素子についても適用可能である。また、上述した電力スイッチング回路は、上述した交流電力を他の交流電力に変換する電力変換装置、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路及び直流電力を交流電力に変換するインバータ回路の他に、直流電力を他の直流電力に変換するチョッパ回路にも適用可能である。

本発明の一実施形態に係わる電力スイッチング回路の構成を示す回路図である。 本発明の一実施形態に係わる電力スイッチング回路を制御系として伝達関数で示したブロック図である。 本発明の一実施形態においてＩＧＢＴ５の伝達関数Ｇs（ｓ）におけるゲインＫ及び時定数τの求め方を示す説明図である。 本発明の一実施形態に係わる電力スイッチング回路の動作を示す波形図である。 本発明の一実施形態に係わる電力スイッチング回路の変形例を示す回路図である。 上記変形例の動作を示す波形図である。 本発明の一実施形態に係わる電力変換装置の構成を示す回路図である。

符号の説明

１…ゲート信号発生回路、２…Ｅ／Ｏ変換器、３…Ｏ／Ｅ変換器、４…ゲート電源、５…ＩＧＢＴ（電力用半導体スイッチング素子）、６…抵抗分圧器、７…補正電圧発生器、Ｒ1〜Ｒ3…抵抗器、Ｄ1…ダイオード

Claims (13)

1. ターンオンとターンオンとを繰り返すことにより一対の主端子に印加された電力をスイッチングする電力用半導体スイッチング素子と、電力用半導体スイッチング素子をターンオンさせるためのターンオン電圧とターンオフさせるためのターンオフ電圧と該ターンオフ電圧に付加され前記主端子の端子間電圧（主端子間電圧）に基づいて生成された補正電圧とからなる駆動信号を生成し、前記ターンオン電圧とターンオフ電圧とによって電力用半導体スイッチング素子をスイッチング駆動すると共に、補正電圧を前記ターンオフ電圧に付加することによりターンオフ時における主端子間電圧のオーバーシュートを低減する制御駆動手段とを備える電力スイッチング回路であって、
   前記制御駆動手段は、
   所定の制御伝達関数によって主端子間電圧を補正電圧に変換する補正電圧発生部と、
   前記補正電圧に基づいて駆動信号を生成する駆動信号生成部とを備え、
   前記制御伝達関数は、主端子間電圧が定常電圧となるように制御するためのフィードバック制御系の二次振動系伝達関数における減衰係数及び角振動数を、前記オーバーシュートのピーク電圧Ｖp及び主端子間電圧変動の整定時間Ｔaが所望の値となるように設定することによって規定される
   ことを特徴とする電力スイッチング回路。
2. 制御伝達関数は、電力用半導体スイッチング素子の入出力伝達関数が一次遅れ系伝達関数であると仮定して求められた比例積分系伝達関数であることを特徴とする請求項1記載の電力スイッチング回路。
3. 電力用半導体スイッチング素子のターンオフ時において主端子間電圧が所定のしきい値に達するまでの間、補正電圧の電圧補正部への供給を停止させる補正電圧供給調整部をさらに備えることを特徴とする請求項1または２記載の電力スイッチング回路。
4. 半導体スイッチング素子はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であることを特徴とする請求項1〜３いずれかに記載の電力スイッチング回路。
5. 請求項１〜４いずれかの電力スイッチング回路を１あるいは複数直列接続して１つのスイッチアームを構成し、このスイッチアームを複数組み合わせることにより構成されることを特徴とする電力変換装置。
6. 直流電力を交流電力に変換するインバータ回路であることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
7. 交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路であることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
8. 直流電力を他の直流電力に変換するチョッパ回路であることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
9. コンバータ回路とインバータ回路とによって構成され、交流電力を他の交流電力に変換する交流変換回路であることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
10. ターンオンさせるためのターンオン電圧とターンオフさせるためのターンオフ電圧とを用いて一対の主端子に電力が印加される電力用半導体スイッチング素子をスイッチング駆動すると共に、前記主端子の端子間電圧（主端子間電圧）に基づいて発生させた補正電圧を前記ターンオフ電圧に付加することによりターンオフ時における主端子間電圧のオーバーシュートを低減する駆動方法であって、
    所定の制御伝達関数によって主端子間電圧を補正電圧に変換し、
    前記補正電圧に基づいて駆動信号を生成し、かつ
    前記制御伝達関数は、主端子間電圧が定常電圧となるように制御するためのフィードバック制御系の二次振動系伝達関数における減衰係数及び角振動数を、前記オーバーシュートのピーク電圧Ｖp及び主端子間電圧変動の整定時間Ｔaが所望の値となるように設定することによって規定される
    ことを特徴とする電力用半導体スイッチング素子の駆動方法。
11. 制御伝達関数は、電力用半導体スイッチング素子の入出力伝達関数が一次遅れ系伝達関数であると仮定して求められた比例積分系伝達関数であることを特徴とする請求項１０記載の電力用半導体スイッチング素子の駆動方法。
12. 電力用半導体スイッチング素子のターンオフ時において主端子間電圧が所定のしきい値に達するまでの間、補正電圧の電圧補正部への供給を停止させることを特徴とする請求項１０または１１記載の電力用半導体スイッチング素子の駆動方法。
13. 半導体スイッチング素子がＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であることを特徴とする請求項１０〜１２いずれかに記載の電力用半導体スイッチング素子の駆動方法。
    

Images