JP6516181B2 - 電力変換回路およびそれを用いた電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は一般に、電力変換回路およびそれを用いた電力変換装置、より詳細には、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路およびそれを用いた電力変換装置に関する。

従来、入力端子とトランスとの間に設けられるフルブリッジ型のスイッチング回路（ブリッジ部）を用いて、直流電圧を交流電圧に変換する変換回路が知られている（例えば特許文献１参照）。特許文献１の制御回路（制御部）は、位相シフト制御方式を用いてスイッチング回路（ブリッジ部）のスイッチ素子のオンオフを制御している。

特開２００４−１４０９１３号公報

特許文献１では、スイッチング回路（ブリッジ部）のスイッチ素子のオンオフを位相シフト制御方式で制御しているので、コモンモード・ノイズが変換回路に発生する。そしてこのコモンモード・ノイズがスイッチング回路の出力電圧に加わるという問題があった。

本発明は、上記課題に鑑みて為され、コモンモード・ノイズを抑制する電力変換回路およびそれを用いた電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明の電力変換回路は、それぞれ直流電源に電気的に接続される第１入力端と第２入力端、および、それぞれ負荷に電気的に接続される第１出力端と第２出力端を有するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御する第１制御部と、前記第１出力端と前記第２出力端との間に電気的に接続されるクランプ用スイッチを有するクランプ回路と、前記クランプ回路を制御する第２制御部と、前記第１入力端と前記第２入力端との間に電気的に接続される第１コンデンサおよび第２コンデンサの直列回路と、前記第１出力端と前記第２出力端との間に電気的に接続される第３コンデンサおよび第４コンデンサの直列回路とを備え、前記第１コンデンサおよび前記第２コンデンサの第１接続点と、前記第３コンデンサおよび前記第４コンデンサの第２接続点とを電気的に接続する接続部材をさらに備え、前記第１出力端と前記負荷との間に電気的に接続される第１リアクトルと、前記第２出力端と前記負荷との間に電気的に接続される第２リアクトルとをさらに備え、前記第３コンデンサおよび前記第４コンデンサの直列回路は、前記第１出力端および前記第１リアクトルの接続点と、前記第２出力端および前記第２リアクトルの接続点との間に接続されるように構成されることを特徴とする。
本発明の別の態様に係る電力変換回路は、それぞれ直流電源に電気的に接続される第１入力端と第２入力端、および、それぞれ負荷に電気的に接続される第１出力端と第２出力端を有するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御する第１制御部と、前記第１出力端と前記第２出力端との間に電気的に接続されるクランプ用スイッチを有するクランプ回路と、前記クランプ回路を制御する第２制御部と、前記第１入力端と前記第２入力端との間に電気的に接続される第１コンデンサおよび第２コンデンサの直列回路と、前記第１出力端と前記第２出力端との間に電気的に接続される第３コンデンサおよび第４コンデンサの直列回路とを備え、前記第１コンデンサおよび前記第２コンデンサの第１接続点と、前記第３コンデンサおよび前記第４コンデンサの第２接続点とを電気的に接続する接続部材をさらに備え、それぞれ所定の１次側インピーダンスを有する第１入力側電流制限部および第２入力側電流制限部をさらに備え、前記第１入力側電流制限部は、前記第１入力端と前記第１接続点との間に前記第１コンデンサと電気的に直列に接続され、前記第２入力側電流制限部は、前記第２入力端と前記第１接続点との間に前記第２コンデンサと電気的に直列に接続されるように構成されることを特徴とする。

本発明の電力変換装置は、上記した何れかの態様に係る電力変換回路と、前記電力変換回路を収納する筐体とを備えることを特徴とする。

本発明の別の態様に係る電力変換装置は、電力変換回路と、前記電力変換回路を収納する筐体とを備え、前記電力変換回路は、それぞれ直流電源に電気的に接続される第１入力端と第２入力端、および、それぞれ負荷に電気的に接続される第１出力端と第２出力端を有するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御する第１制御部と、前記第１出力端と前記第２出力端との間に電気的に接続されるクランプ用スイッチを有するクランプ回路と、前記クランプ回路を制御する第２制御部と、前記第１入力端と前記第２入力端との間に電気的に接続される第１コンデンサおよび第２コンデンサの直列回路と、前記第１出力端と前記第２出力端との間に電気的に接続される第３コンデンサおよび第４コンデンサの直列回路とを備え、前記電力変換回路は、前記第１コンデンサおよび前記第２コンデンサの第１接続点と、前記第３コンデンサおよび前記第４コンデンサの第２接続点とを電気的に接続する接続部材をさらに備え、前記電力変換装置は、導電材料で形成されたヒートシンクを前記接続部材に含む上記の電力変換回路と、前記電力変換回路を収納する筐体とを備え、前記ヒートシンクは前記筐体と電気的に絶縁されているように構成されていることを特徴とする。

本発明によれば、コモンモード・ノイズを抑制する電力変換回路およびそれを用いた電力変換装置を提供することができる。

実施形態１に係る電力変換回路を示す回路図である。 実施形態１に係る電力変換回路のスイッチング素子の動作状態と出力電圧との関係を説明する図である。 図３Ａ〜図３Ｃは、それぞれ実施形態１に係る電力変換回路における動作を説明する図である。 図４Ａ〜図４Ｃは、それぞれ実施形態１に係る電力変換回路における別の動作を説明する図である。 実施形態１に係る電力変換回路におけるさらに別の動作を説明する図である。 実施形態１の比較例の電力変換回路の出力電圧を説明する図である。 実施形態１に係る電力変換回路の出力電圧を説明する図である。 実施形態１に係る電力変換回路の出力電圧と比較例の出力電圧との違いを説明する図である。 実施形態１の変形例１に係る電力変換回路を示す回路図である。 実施形態１の変形例２に係る電力変換回路を示す回路図である。 実施形態２に係る電力変換回路を示す回路図である。 実施形態２の変形例１に係る電力変換回路を示す回路図である。 実施形態２の変形例２に係る電力変換回路を示す回路図である。

以下の説明では、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路について説明する。例えば太陽光発電装置や蓄電装置から供給される電力を電源として使用する際に、供給される電力が直流電力である場合、交流電力に変換して使用したいという要望がある。この場合、直流電力を交流電力に変換するために電力変換回路が用いられる。例えば住宅やビルなどの建物に設置された蓄電装置や太陽光発電装置などから供給される直流電力を、電力変換回路を用いて交流電力に変換することで、交流電力で使用される負荷（例えば電気機器など）に電力を供給することができる。

（実施形態１）
本実施形態の電力変換回路１、およびそれを用いた電力変換装置１００について図を参照して説明する。

電力変換回路１は、図１に示すように、インバータ回路２と、第１制御部と、第２制御部と、クランプ回路４と、（第１）コンデンサ６１〜（第４）コンデンサ６４と、接続部材７とを備える。電力変換回路１はさらに、（第１）リアクトル５１と、（第２）リアクトル５２とフィルタ回路１０４と、フィルタ回路１０５とを備える。

本実施形態の電力変換装置１００は、上記した電力変換回路１と、電力変換回路１を収納する筐体１１０とを備える。

インバータ回路２は、電源１０７（直流電源）に電気的に接続される（第１）入力端２０１と（第２）入力端２０２とを有する。インバータ回路２は、電源１０７から供給される直流電力を交流電力に変換して出力する回路である。本実施形態のインバータ回路２は、入力端２０１，２０２間に入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力する。

電源１０７は、例えば蓄電装置や太陽光発電装置などを含み、直流の電圧Ｖ０を出力するように構成されている。電源１０７の正極は入力端２０１に電気的に接続され、電源１０７の負極は入力端２０２に電気的に接続されている。

入力端２０１，２０２間には、フィルタ回路１０４が電気的に接続される。フィルタ回路１０４は、入力端２０１，２０２間に電気的に接続されるコンデンサ１０１，１０２の直列回路を有する。フィルタ回路１０４は、例えば輻射ノイズや電源１０７からの伝導ノイズなどを抑制するように構成されている。またフィルタ回路１０４は、インバータ回路２からのスイッチング・ノイズが電源１０７に伝わるのを抑制する。

コンデンサ１０１の一端は入力端２０１に電気的に接続され、コンデンサ１０１の他端はコンデンサ１０２の一端に電気的に接続されている。コンデンサ１０２の他端は入力端２０２に電気的に接続され、コンデンサ１０２の一端はコンデンサ１０１の他端に電気的に接続されている。コンデンサ１０１およびコンデンサ１０２の接続点１０６は、筐体１１０と電気的に接続されている。そのため接続点１０６の電位は、筐体１１０の電位と等しくなる。

コンデンサ１０１，１０２はそれぞれ、静電容量が等しく、かつ、同じ種類のコンデンサで構成されている。コンデンサ１０１，１０２のそれぞれの両端には、電源１０７から出力される電圧Ｖ０の半分の電圧Ｖ１が印加される。

筐体１１０は金属材料で形成され、電力変換回路１を収納する。筐体１１０は電力変換回路１に対して十分に大きい静電容量を有するように構成されていて、電力変換回路１に対する基準電位を定めている。なお、電力変換回路１に対する基準電位は、筐体１１０によって定められることに限定される趣旨ではない。電力変換回路１に対する基準電位を定めることができるほど静電容量が十分に大きい適宜の部材と接続点１０６とを電気的に接続してもよい。

つまり接続点１０６の電位は、基準電位と等しい。以下では、接続点１０６の電位を基準電位と記載して説明する。

上述したように、コンデンサ１０１，１０２のそれぞれの両端には、電圧Ｖ０の半分の電圧Ｖ１が印加される。そのため、コンデンサ１０１の一端が電気的に接続されている入力端２０１の電位は、基準電位に対して電圧Ｖ１だけ高い正電位となる。そしてコンデンサ１０２の他端が電気的に接続されている入力端２０２の電位は、基準電位に対して電圧Ｖ１だけ低い負電位となる。

入力端２０１，２０２間には、（第１）コンデンサ６１と（第２）コンデンサ６２との直列回路が直接接続される。ここでいう直接接続とは、２つの部品が他の素子や回路を介さずに接続されていることを言う。以下、２つの部品が他の素子や回路を介さずに接続されていることを直接接続すると表記する。コンデンサ６１，６２はそれぞれ静電容量が等しく、かつ、同じ種類のコンデンサで構成される。

コンデンサ６１，６２間をつなぐ電路には（第１）接続点６０１が設けられている。コンデンサ６１，６２の直列回路の両端には電圧Ｖ１の２倍の電圧が印加されているが、コンデンサ６１，６２はそれぞれ静電容量が等しく、かつ、同じ種類のコンデンサで構成されているため、コンデンサ６１，６２の両端間の電圧はそれぞれＶ１となる。ゆえに、接続点６０１の電位は、基準電位と等しくなる。

インバータ回路２は、入力端２０１と入力端２０２との間に電気的に接続される第１スイッチ２１および第２スイッチ２２の直列回路（第１アーム）を有する。インバータ回路２は、入力端２０１と入力端２０２との間に電気的に接続される第３スイッチ２３および第４スイッチ２４の直列回路（第２アーム）を有する。

第１スイッチ２１は、導通方向が片方向のスイッチング素子２１１およびスイッチング素子２１１と逆並列に接続されるダイオード２１２を有する。第２スイッチ２２は、導通方向が片方向のスイッチング素子２２１およびスイッチング素子２２１と逆並列に接続されるダイオード２２２を有する。第３スイッチ２３は、導通方向が片方向のスイッチング素子２３１およびスイッチング素子２３１と逆並列に接続されるダイオード２３２を有する。第４スイッチ２４は、導通方向が片方向のスイッチング素子２４１およびスイッチング素子２４１と逆並列に接続されるダイオード２４２を有する。ダイオード２１２，２２２，２３２，２４２は、導通方向が入力端２０２から入力端２０１の方向となるように設けられている。スイッチング素子２１１，２２１，２３１，２４１は、本実施形態では絶縁ゲートバイポーラトランジスタで構成されている。なお、導通方向が片方向のスイッチング素子は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタの他にも、例えばゲートターンオフサイリスタや、ゲート転流型ターンオフサイリスタや、光トリガサイリスタや、双方向サイリスタなどでもよい。また、第１スイッチ２１〜第４スイッチ２４の各々は、寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）などでもよい。

インバータ回路２は、それぞれ負荷１０３に電気的に接続される（第１）出力端２０３と（第２）出力端２０４を有する。出力端２０３は、第１スイッチ２１および第２スイッチ２２の接続点２０５に電気的に接続されている。出力端２０４は、第３スイッチ２３および第４スイッチ２４の接続点２０６に電気的に接続されている。なお、接続点２０５は便宜上設けた接続点であり、第１スイッチ２１と第２スイッチ２２とが接続される端子が設けられていることに限定されない。また、接続点２０６は便宜上設けた接続点であり、第３スイッチ２３と第４スイッチ２４とが接続される端子が設けられていることに限定されない。

インバータ回路２は、後述する制御部３によって第１スイッチ２１〜第４スイッチ２４のオンオフを制御される。制御部３は、第１スイッチ２１および第３スイッチ２３と、第２スイッチ２２および第４スイッチ２４とを周期的に交互にオンオフすることにより直流電圧を矩形の交流電圧に変換する。

出力端２０３には、（第１）リアクトル５１の一端が電気的に接続されている。リアクトル５１の他端には接続点５１１が設けられている。接続点５１１には負荷１０３の一端が電気的に接続されている。出力端２０４には、（第２）リアクトル５２の一端が電気的に接続されている。リアクトル５２の他端には接続点５２１が設けられている。接続点５２１には負荷１０３の他端が電気的に接続されている。負荷１０３の両端間には、フィルタ回路１０５から出力される正弦波交流電圧が印加される。リアクトル５１，５２はそれぞれ、出力端２０３，２０４間から出力される電圧が周期的にハイレベルからローレベルに切り替えられた際に、負荷１０３に出力される電流を徐々に変化させる。またリアクトル５１，５２はそれぞれ、出力端２０３，２０４間から出力される電圧が周期的にローレベルからハイレベルに切り替えられた際に、負荷１０３に出力される電流を徐々に変化させる。

本実施形態の電力変換回路１は、負荷１０３と並列に接続されるフィルタ回路１０５をさらに備えている。フィルタ回路１０５は、例えば大容量のコンデンサを有し、インバータ回路２から出力される交流の電圧Ｖ３の波形を滑らかにして正弦波交流電圧にする。またフィルタ回路１０５は、輻射ノイズや伝導ノイズや、インバータ回路２およびクランプ回路４からのスイッチング・ノイズなどのノイズが負荷１０３に伝わることを抑制する。

出力端２０３，２０４間には、クランプ回路４が電気的に接続されている。クランプ回路４は、第５スイッチ４５（第１クランプ用スイッチ）と第６スイッチ４６（第２クランプ用スイッチ）との直列回路からなるクランプ用スイッチを有し、出力端２０３，２０４間を短絡または開放する。

第５スイッチ４５は、導通方向が片方向のスイッチング素子４５１（クランプ用スイッチング素子）およびスイッチング素子４５１と逆並列に接続されるダイオード４５２（クランプ用ダイオード）を有する。第６スイッチ４６は、導通方向が片方向のスイッチング素子４６１（クランプ用スイッチング素子）およびスイッチング素子４６１と逆並列に接続されるダイオード４６２（クランプ用ダイオード）を有する。ダイオード４５２，４６２は導通方向が互いに逆方向となるように設けられている。この構成により、スイッチング素子４６１がオンの場合、スイッチング素子４６１→ダイオード４５２→リアクトル５１→負荷１０３→リアクトル５２の順（図１における時計回り）に電流が流れる電路が形成される。また、スイッチング素子４５１がオンの場合、スイッチング素子４５１→ダイオード４６２→リアクトル５２→負荷１０３→リアクトル５１の順（図１における反時計回り）に電流が流れる電路が形成される。すなわちクランプ回路４は、リアクトル５１，５２を短絡または開放する機能を有する。

またクランプ回路４は、それぞれのスイッチング素子４５１，４６１がオンの場合には、リアクトル５１，５２間を短絡する。リアクトル５１，５２間が短絡されると出力端２０３，２０４間の電圧がゼロボルトにクランプされ、出力端２０３，２０４から負荷１０３側に電圧が印加されなくなる。つまりクランプ回路４は、インバータ回路２の出力電圧が負荷１０３に印加されないようにする機能を有する。インバータ回路２の出力電圧がクランプ回路４によりゼロボルトにクランプされると、リアクトル５１，５２はエネルギーを電流として放出するので、クランプ回路４と負荷１０３とには回生する電流が流れる。

スイッチング素子４５１，４６１は、本実施形態では絶縁ゲートバイポーラトランジスタで構成されている。なお、導通方向が片方向のスイッチング素子は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタの他にも、例えばゲートターンオフサイリスタや、ゲート転流型ターンオフサイリスタや、光トリガサイリスタや、双方向サイリスタなどでもよい。また、第５スイッチおよび第６スイッチは、寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴなどでもよい。

第５スイッチ４５および第６スイッチ４６は第２制御部（制御部３）によってオンオフ制御される。第５スイッチ４５と第６スイッチ４６とのうち少なくとも一方がオンすることにより、リアクトル５１，５２間を短絡してリアクトル５１，５２を流れる電流を負荷１０３に流す。なお、第２制御部の動作については後述する。

本実施形態の第１スイッチ２１〜第４スイッチ２４および第５スイッチ４５、第６スイッチ４６の各々は寄生容量を有しているが、容量成分の図示は省略する。

リアクトル５１および負荷１０３の接続点５１１と、リアクトル５２及び負荷１０３の接続点５２１との間には、（第３）コンデンサ６３および（第４）コンデンサ６４の直列回路が電気的に接続される。本実施形態のコンデンサ６３，６４の直列回路は、接続点５１１と接続点５２１とに直接接続されている。なお、接続点５１１，５２１はコンデンサ６３，６４の直列回路の電圧を説明するために便宜上設けた接続点であり、接続点５１１，５２１が設けられていることに限定される趣旨ではない。

コンデンサ６３，６４間をつなぐ電路には（第２）接続点６０２が設けられている。

接続点６０１と接続点６０２との間には、金属材料で形成された電線からなる接続部材７が電気的に接続されている。そのため接続点６０２の電位は、接続点６０１の電位に接続部材７の両端の電位差を加えた値となる。接続部材７のインピーダンスが十分に低い場合は接続部材７の両端の電位差は十分小さいので、接続点６０２の電位は接続点６０１の電位とほぼ同じ電位となる。接続点６０１の電位は基準電位と等しいので、接続部材７が接続点６０１，６０２間を電気的に接続することにより、接続点６０２の電位を基準電位とほぼ同じにできる。なお、接続部材７は、電線に限定されず、例えばプリント回路板上に積層された導電性の薄膜からなる導電体でもよいし、導電材料で形成されたヒートシンクを含んでいてもよいし、導電材料で形成された適宜の部材を含んでいてもよい。

接続点６０１，６０２間を直線状の電線で電気的に接続することで、電線の長さを最小にできるので、電線を電流が流れる際の輻射ノイズを極力抑えることができる。

コンデンサ６３，６４はそれぞれ、負荷１０３よりもインピーダンスが低いコンデンサで構成される。そのため接続点５１１，５２１間を流れる電流が急激に変化した場合、その電流の多くは負荷１０３よりもコンデンサ６３，６４に流れる。

またコンデンサ６３，６４はそれぞれ、静電容量が等しく、かつ、同じ種類のコンデンサで構成される。そのため、コンデンサ６３，６４の直列回路の両端に交流の電圧Ｖ３が印加された際に、それぞれのコンデンサ６３，６４の両端間の電圧は、電圧Ｖ３の半分の電圧Ｖ２となる。接続点６０２の電位は基準電位と等しいため、それぞれの接続点５１１，５２１の電位と基準電位との電位差は電圧Ｖ２となる。また、接続点５１１，５２１の電位の正負は互いに逆となる。

第１制御部は、インバータ回路２を制御する。第１制御部は、第１スイッチ２１〜第４スイッチ２４の各々のオンオフを制御し、入力端２０１，２０２間に入力される直流電圧を矩形の交流電圧に変換して出力端２０３，２０４間から出力させる。また第１制御部は、それぞれの第１スイッチ２１〜第４スイッチ２４のオンオフタイミングを制御して、矩形の交流電圧のデューティ比を変化させる。本実施形態の第１制御部は、後述する制御部３によって実現されている。

第２制御部は、クランプ回路４を制御する。本実施形態のクランプ回路４は、第５スイッチ４５（第１クランプ用スイッチ）および第６スイッチ４６（第２クランプ用スイッチ）の直列回路からなるクランプ用スイッチを有する。つまり制御部２は、第５スイッチ４５および第６スイッチ４６のスイッチング動作を制御する。第２制御部は、第５スイッチ４５および第６スイッチ４６のオンオフを制御して、リアクトル５１，５２間を短絡するか、またはリアクトル５１，５２を流れる電流の方向を制御する。第２制御部は、リアクトル５１，５２によって回生する電流を制御して、負荷１０３に供給される交流電流の波形を正弦波に近づける。本実施形態の第２制御部は、制御部３によって実現されている。

制御部３は、マイクロコンピュータで構成されている。制御部３は、マイクロコンピュータが有するメモリに記憶されている適宜のプログラムを読み込んで実行することにより、所望の機能を実現する。制御部３は、第１制御部および第２制御部のそれぞれの制御機能を実現するプログラムを有している。なお、制御部３は、マイクロコンピュータで構成されることに限定されず、ＩＣ（Integrated Circuit）などで構成されていてもよい。

制御部３は、スイッチング素子２１１，２２１，２３１，２４１，４５１，４６１をそれぞれオンオフ制御するための信号Ｓ３１〜Ｓ３６を出力する。制御部３は、スイッチング素子２１１のゲート端子に信号Ｓ３１を出力し、スイッチング素子２２１のゲート端子に信号Ｓ３２を出力し、スイッチング素子２３１のゲート端子に信号Ｓ３３を出力し、スイッチング素子２４１のゲート端子に信号Ｓ３４を出力する。また制御部３は、スイッチング素子４５１のゲート端子に信号Ｓ３５を出力し、スイッチング素子４６１のゲート端子に信号Ｓ３６を出力する。制御部３は、ハイレベルの電圧信号を信号Ｓ３１〜Ｓ３６として出力し、対応するスイッチング素子をオン状態にする。制御部３は、ローレベルの電圧信号を信号Ｓ３１〜Ｓ３６として出力し、対応するスイッチング素子をオフ状態にする。なお、制御部３は、ハイレベルの電圧信号を出力して対応するスイッチング素子をオフ状態にし、ローレベルの電圧信号を出力して対応するスイッチング素子をオン状態にするように構成されていてもよい。また、制御部３は、電圧信号でスイッチング素子をオンオフ制御することに限定されず、電流信号などの適宜の信号を用いてよい。

次に、制御部３がインバータ回路のスイッチ素子（スイッチング素子２１１，２２１，２３１，２４１，４５１，４６１）のオンオフ状態を制御して直流電圧を交流電圧に変換する動作について図２、図３および図４を参照して説明する。以下では、制御部３が負荷１０３に正電圧を印加し、その後、負荷１０３に負電圧を印加する動作について説明する。なお、図３および図４では、説明を簡単にするために電源１０７と、インバータ回路２のスイッチング素子およびダイオードと、出力端２０３，２０４と、リアクトル５１，５２と、負荷１０３とを図示し、他の構成の図示を省略する。また、図３、図４、および後述する図５では、説明をわかりやすくするために、オン状態のスイッチング素子は点線の円で囲んで図示する。

制御部３には、それぞれ動作モードの異なる第１モード〜第６モードが設定されている。各動作モードでは制御部３によってオンオフ制御されるスイッチング素子が異なる。制御部３は、第１モード〜第６モードを周期的に繰り返すことで直流電圧を交流電圧に変換する。

制御部３は、第１モードではハイレベルの信号Ｓ３１，Ｓ３４，Ｓ３６を出力してスイッチング素子２１１，２４１，４６１をオン状態にする。スイッチング素子２１１，２４１，４６１がオン状態になると、図３Ａに示すように、電流Ｉ１が流れる。つまり電流Ｉ１は、電源１０７の正極→スイッチング素子２１１→リアクトル５１→負荷１０３→リアクトル５２→スイッチング素子２４１→電源１０７の負極の順に流れる。リアクトル５１，５２は電流Ｉ１によりエネルギーを蓄える。出力端２０３，２０４間には、電圧値がＶ０と等しい電圧Ｖ４が印加されている。出力端２０３の電位は正電位となっていて、出力端２０４の電位は負電位となっている。以下の説明では、図３Ａに示す電圧Ｖ４の矢印方向（出力端２０４から出力端２０３に向かう方向）を、電圧Ｖ４の正の電圧と定義する。つまり第１モードとは、電源１０７から出力端２０３，２０４間に正方向の電圧を印加する動作モードである。また、図３Ａに示す電流Ｉ１の矢印方向（リアクトル５１から負荷１０３に電流が流れる方向）を電流Ｉ１の順方向と定義する。つまり第１モードでは順方向の電流Ｉ１が流れる。なお、本実施形態の第１モードでは、制御部３はスイッチング素子４６１をオン状態にしているが、スイッチング素子４６１の状態をオフ状態に維持してもよい。その場合、制御部３は、スイッチング素子４６１を第１モードの後でオン状態にするように構成されていればよい。

制御部３は、所望の期間だけ第１モードで動作した後、第２モードで動作する。第２モードとは、電源１０７から出力端２０３，２０４間に電圧を印加しない動作モードである。制御部３は、第２モードでは、ローレベルの信号Ｓ３１〜Ｓ３４を出力してスイッチング素子２１１，２２１，２３１，２４１を全てオフ状態にする。第２モードになると、図３Ｂに示すように、リアクトル５２→スイッチング素子４６１→ダイオード４５２→リアクトル５１→負荷１０３の順に電流Ｉ１が流れる。リアクトル５１，５２は、蓄えたエネルギーを電流として放出するので、負荷１０３には順方向の電流Ｉ１が流れる。出力端２０３，２０４間は短絡しているので電圧Ｖ４はゼロボルトにクランプされる。また、出力端２０３および出力端２０４の電位は接続点６０１の電位とほぼ同じ安定した電位となっている。

次に、制御部３が出力端２０３，２０４間に負の電圧Ｖ４（つまり電圧値が−Ｖ０）を出力する第３動作モード〜第５動作モードについて説明する。

制御部３は、第１モードおよび第２モードを所定の期間だけ繰り返した後、第３モードで動作する。第３モードとは、電源１０７から出力端２０３，２０４間に逆方向の電圧を印加する動作モードである。制御部３は、第３モードでは、ローレベルの信号Ｓ３１〜Ｓ３６を出力し、スイッチング素子２１１，２２１，２３１，２４１，４５１，４６１の全てスイッチをオフ状態にする。第３モードになると、順方向に流れる電流Ｉ１は、図３Ｃに示すように、ダイオード２３２，２２２を流れる。そのため出力端２０３と電源１０７の負極とが電気的に接続され、出力端２０４と電源１０７の正極とが電気的に接続される。つまり、出力端２０３，２０４間には負の電圧Ｖ４（電圧値が−Ｖ０）が印加される。電流Ｉ１は、リアクトル５１，５２に蓄えられたエネルギーがゼロになるまで順方向に流れた後、逆方向に流れ始める。

制御部３は、所望の期間だけ第３モードで動作した後、第４モードで動作する。制御部３は、第４モードでは、ハイレベルの信号Ｓ３２，Ｓ３３，Ｓ３５を出力してスイッチング素子２２１，２３１，４５１をオン状態にする。第４モードになると、図４Ａに示すように、電源１０７の正極→スイッチング素子２３１→リアクトル５２→負荷１０３→リアクトル５１→スイッチング素子２２１→電源１０７の負極の順に電流Ｉ１が流れる。リアクトル５１，５２は電流Ｉ１によりエネルギーを蓄える。出力端２０３，２０４間には、負の電圧Ｖ４（電圧値が−Ｖ０）が印加されている。出力端２０３の電位は負電位となっていて、出力端２０４の電位は正電位となっている。つまり第４モードとは、出力端２０３，２０４間に負の電圧Ｖ４（電圧値が−Ｖ０）を印加し、逆方向の電流Ｉ１を流す動作モードである。なお、本実施形態の第４モードでは、制御部３はスイッチング素子４５１をオン状態にしているが、スイッチング素子４５１の状態をオフ状態に維持してもよい。その場合、制御部３は、スイッチング素子４５１を第４モードの後でオン状態にするように構成されていればよい。

制御部３は、所望の期間だけ第４モードで動作した後、第５モードで動作する。第５モードとは、電源１０７から出力端２０３，２０４間に電圧を印加しない動作モードである。制御部３は、第５モードでは、ローレベルの信号Ｓ３１〜Ｓ３４を出力してスイッチング素子２１１，２２１，２３１，２４１を全てオフ状態にする。第５モードになると、図４Ｂに示すように、リアクトル５１→スイッチング素子４５１→ダイオード４６２→リアクトル５２→負荷１０３の順に電流Ｉ１が流れる。リアクトル５１，５２は、蓄えたエネルギーを電流として放出するので、負荷１０３には逆方向の電流Ｉ１が流れる。出力端２０３，２０４間は短絡しているので電圧Ｖ４はゼロボルトにクランプされる。出力端２０３および出力端２０４の電位は接続点６０１の電位とほぼ同じ安定した電位となっている。

制御部３は、第４モードおよび第５モードを所定の期間だけ繰り返した後、第６モードで動作する。第６モードとは、電源１０７から出力端２０３，２０４間に正方向の電圧を印加する動作モードである。制御部３は、第６モードでは、ローレベルの信号Ｓ３１〜Ｓ３６を出力し、スイッチング素子２１１，２２１，２３１，２４１，４５１，４６１の全てスイッチをオフ状態にする。第６モードになると、逆方向に流れる電流Ｉ１は、図４Ｃに示すように、ダイオード２１２，２４２を流れる。そのため出力端２０３と電源１０７の正極とが電気的に接続され、出力端２０４と電源１０７の負極とが電気的に接続される。つまり、出力端２０３，２０４間には正の電圧Ｖ４（電圧値がＶ０）が印加される。電流Ｉ１は、リアクトル５１，５２に蓄えられたエネルギーがゼロになるまで逆方向に流れた後、順方向に流れ始める。

上記したように、インバータ回路２は、出力端２０３，２０４間に正の電圧Ｖ４（電圧値がＶ０）または負の電圧Ｖ４（電圧値が−Ｖ０）を出力する。制御部３は、第１モードおよび第２モードの各々の動作を所定の期間だけ繰り返し、第２モード、第３モード、第４モードの順に動作モードを切り替える。制御部３は、第４モードおよび第５モードの各々の動作を所定の期間だけ繰り返し、第５モード、第６モード、第１モードの順に動作モードを切り替える。制御部３は第１モード〜第６モードの動作を繰り返すことにより、インバータ回路２から正の矩形波電圧および負の矩形波電圧が交互に出力される。制御部３が矩形波電圧のデューティ比をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御し、その矩形波電圧をフィルタ回路１０５が平滑することで、負荷１０３に正弦波電圧が印加される。なお、制御部３が出力端２０３，２０４間の矩形波電圧のデューティ比をＰＷＭ制御することに限定される趣旨ではない。電力変換回路１は、出力端２０３，２０４間に出力される交流電圧を適宜の方法で正弦波電圧にするように構成されていればよい。

ところで、制御部３が第１モードから第２モードに切り替わる際に、スイッチング素子２１１がオフ状態になるタイミングと、スイッチング素子２４１がオフ状態になるタイミングがわずかに異なる場合がある。例えば第２モードにおいてスイッチング素子２４１がオフ状態であってスイッチング素子２１１がオン状態となっている場合、図５に示すように、リアクトル５２→ダイオード２３２→スイッチング素子２１１→リアクトル５１→負荷１０３の順に電流Ｉ２が流れる。電流Ｉ２が流れる場合、出力端２０３，２０４は電源１０７の正極に短絡している。つまり、電流Ｉ２が流れている期間において、出力端２０３，２０４の各々の電位は、基準電位（図５の接続点１０６の電位）よりも高い電位となる。以下では、スイッチング素子２１１がオン状態であり、スイッチング素子２４１がオフ状態となっている場合の出力端２０３，２０４の各々の電位について図５、図６、図７および図８を参照して説明する。なお、以下の説明では、基準電位に対する出力端２０３の電位を電圧Ｖ２０３と表記し、基準電位に対する出力端２０４の電位を電圧Ｖ２０４と表記する。また、図６および図７では、電圧Ｖ２０３を実線で示し、電圧Ｖ２０４を一点鎖線で示す。

まず、本実施形態の電力変換回路１の比較例として、コンデンサ６１〜６４および接続部材７のいずれも備えていない電力変換回路１について説明する。

比較例の電力変換回路１において、それぞれオン状態のスイッチング素子２１１，２４１が同時にオフ状態になった場合、出力端２０３，２０４の電位は同時に基準電位に近づくように変化する。つまり、電圧Ｖ２０３，Ｖ２０４はゼロに近づくように変化する。そして電圧Ｖ２０３，Ｖ２０４はほぼ同時にゼロとなる。この場合、出力端２０３，２０４間にコモンモード・ノイズは発生しない。

しかしながら、スイッチング素子２４１のオフタイミングに対してスイッチング素子２１１のオフタイミングが遅れる可能性がある。例えば図６に示すように、オン状態のスイッチング素子２４１が時間ｔ１でオフ状態になり、オン状態のスイッチング素子２１１が時間ｔ１から遅れて時間ｔ２でオフ状態になった場合、時間ｔ１〜時間ｔ２の期間はスイッチング素子２１１がオン状態になっている。スイッチング素子２４１のオフタイミングに対してスイッチング素子２１１のオフタイミングが遅れると、図５に示すように、リアクトル５２→ダイオード２３２→スイッチング素子２１１→リアクトル５１→負荷１０３の順に流れる電流Ｉ２の電路が形成される。電流Ｉ２の電路では、出力端２０３はオン状態のスイッチング素子２１１を介して電源１０７の正極と短絡している。電流Ｉ２の電路では、出力端２０４はダイオード２３２を介して電源１０７の正極と短絡している。そのためそれぞれの出力端２０３，２０４の電位は基準電位よりも高い電位（正電位）になる。そのため、時間ｔ４においてそれぞれの出力端２０３，２０４の電位は、基準電位よりも高い正電位となった状態で、互いに等しい電位となる。この場合、電圧Ｖ２０３，Ｖ２０４はともに電圧Ｖ２０５となる。つまり、出力端２０３，２０４の電位が、基準電位に対して電圧Ｖ２０５だけ高くなるようなコモンモード・ノイズが発生する。

出力端２０３，２０４間にコモンモード・ノイズが発生すると、出力端２０３，２０４の各々の電位が基準電位に対して同相で変動する。以下、このコモンモード・ノイズが発生した際の基準電位に対する出力端２０３の電位を電圧Ｖ２０６と表記する。

電圧Ｖ２０６の波形を図８に点線で示す。図８では、電圧Ｖ２０６についてハイレベルの電圧とローレベルの電圧とが交互に出力されている波形を示している。電圧Ｖ２０６は、矩形波電圧のハイレベルの部分にさらにコモンモード・ノイズによる交流成分が加わった波形となる。

なお、コモンモード・ノイズは、スイッチング素子２１１，２４１のオンタイミングがずれた場合にも発生する可能性がある。同様に、スイッチング素子２２１，２３１のオンタイミングおよびオフタイミングの何れか一方がずれた場合にも発生する可能性がある。加えて、入力端２０１，２０２間に輻射ノイズが加わった場合にも出力端２０３，２０４間にコモンモード・ノイズが発生する可能性がある。

ここで、本実施形態の電力変換回路１がコンデンサ６１〜６４によりコモンモード・ノイズを抑制する動作について説明する。以下では、スイッチング素子２１１がスイッチング素子２４１のオフタイミングに対して遅れてオフ状態になる場合について説明する。

オン状態のスイッチング素子２４１が時間ｔ１でオフ状態になり、オン状態のスイッチング素子２１１が時間ｔ１よりも遅れた時間ｔ２でオフ状態になった場合、出力端２０３，２０４間の電位が正電位となる。この場合の出力端２０３，２０４の電圧Ｖ２０３，Ｖ２０４は電圧Ｖ２０５となる。つまり出力端２０３，２０４間にコモンモード・ノイズ（同相の電圧ノイズ）が発生する。

出力端２０３，２０４間にコモンモード・ノイズが発生すると、コモンモード・ノイズによって変化する同相の電圧に応じて同相の電流ノイズが発生する。出力端２０３の電路に発生した電流ノイズは、負荷１０３のインピーダンスよりも低いインピーダンスを有するコンデンサ６３に流れる。出力端２０４の電路に発生した電流ノイズは、負荷１０３のインピーダンスよりも低いインピーダンスを有するコンデンサ６４に流れる。

コンデンサ６３，６４をつなぐ接続点６０２の電位は、接続点６０１の電位とほぼ同じ安定した電位となっている。そのため、コンデンサ６３，６４に瞬間的に電流が流れても接続点５１１，５２１のそれぞれの電位は変動しにくくなっている。また、接続点６０２の電位は、コンデンサ６１，６２の直列回路の両端電圧に安定した電圧Ｖ０が印加されているので、安定しやすい。しかもコンデンサ６１，６２の直列回路の両端電圧の中間の電位は基準電位とほぼ同じ電位となる。つまり、接続部材７を介してコンデンサ６１，６２に電流が流れても、コンデンサ６１，６２の接続点６０１の電位は基準電位から変化しにくい。そして、コモンモード・ノイズによって発生した電流は、コンデンサ６１，６２を介してフィルタ回路１０４に流れる。そのため、コモンモード・ノイズは、時間ｔ４以降は急激に抑制され、電圧Ｖ２０３，Ｖ２０４はゼロに近づく。つまりコモンモード・ノイズは、コンデンサ６１〜６４により抑制される。図８では、図７の時間の縮尺を変えて電圧Ｖ２０３の電圧波形を示している。図８では、電圧Ｖ２０３がハイレベルの電圧とローレベルの電圧とが交互に出力されている電圧波形を示している。図８において実線で示す電圧Ｖ２０３は、ハイレベルの電圧の区間において、点線で示す電圧Ｖ２０６よりも電圧変動が抑制されている。

以上説明したように、本実施形態の電力変換回路１は、インバータ回路２と、第１制御部と、クランプ回路４と、第２制御部とを備える。また本実施形態の電力変換回路１は、第１コンデンサ６１と、第２コンデンサ６２と、第３コンデンサ６３と、第４コンデンサ６４と、接続部材７とを備える。そして本実施形態の電力変換回路１は、以下のように構成されている。インバータ回路２は、それぞれ直流電源（本実施形態では電源１０７）に電気的に接続される第１入力端２０１と第２入力端２０２、および、それぞれ負荷１０３に電気的に接続される第１出力端２０３と第２出力端２０４を有する。第１制御部（本実施形態では制御部３）は、インバータ回路２を制御する。クランプ回路４は、第１出力端２０３と第２出力端２０４との間に電気的に接続されるクランプ用スイッチ（本実施形態では第５スイッチ４５、第６スイッチ４６の直列回路）を有する。第２制御部（本実施形態では制御部３）は、クランプ回路４を制御する。第１コンデンサ６１と第２コンデンサ６２との直列回路は、第１入力端２０１と第２入力端２０２との間に電気的に接続される。第３コンデンサ６３と第４コンデンサ６４との直列回路は、第１出力端２０３と第２出力端２０４との間に電気的に接続される。インバータ回路２は、第１スイッチ２１および第２スイッチ２２の直列回路からなる第１アームと、第３スイッチ２３および第４スイッチ２４の直列回路からなる第２アームとをさらに有する。第１アームと第２アームとは第１入力端２０１と第２入力端２０２との間に電気的に並列に接続される。第１スイッチ２１および第２スイッチ２２の接続点２０５が第１出力端２０３に電気的に接続される。第３スイッチ２３および第４スイッチ２４の接続点２０６が第２出力端２０４に電気的に接続される。接続部材７は、第１コンデンサ６１および第２コンデンサ６２の第１接続点６０１と、第３コンデンサ６３および第４コンデンサ６４の第２接続点６０２との間に電気的に接続される。

上記構成によれば、入力端２０１，２０２間には電源１０７から安定した電圧が印加されるので、コンデンサ６１，６２間の接続点６０１の電位は安定した電位となり、この電位を基準電位とする。コンデンサ６３，６４の直列回路の両端には出力端２０３，２０４間の電圧が印加される。コンデンサ６３，６４間の接続点６０２は、接続部材７によってコンデンサ６１，６２間の接続点６０１に電気的に接続されているので、接続点６０２の電位は安定しやすくなっている。コモンモード・ノイズによって出力端２０３，２０４間に同相の電流ノイズが発生しても、その電流ノイズがコンデンサ６３，６４に流れるので、負荷１０３には電流ノイズが流れにくくなる。そして同相の電流ノイズがコンデンサ６３，６４の各々に流れても、接続点６０２の電位は変化しにくくなっているので、コンデンサ６３，６４の直列回路の両端電圧、つまり出力端２０３，２０４間の電圧の変動が抑制される。言い換えると、電力変換回路１は、コモンモード・ノイズを抑制することができる。

本実施形態の電力変換回路１における第１スイッチ２１〜第４スイッチ２４の各々は、スイッチング素子２１１，２２１，２３１，２４１およびダイオード２１２，２２２，２３２，２４２を有してもよい。スイッチング素子２１１，２２１，２３１，２４１は、導通方向が片方向のスイッチング素子である。ダイオード２１２，２２２，２３２，２４２は、スイッチング素子２１１，２２１，２３１，２４１と逆並列に接続される。第１スイッチ２１〜第４スイッチ２４の各々のダイオード２１２，２２２，２３２，２４２は、導通方向が第２入力端２０２から第１入力端２０１の方向となるように設けられていることも好ましい。

上記構成によれば、第１スイッチ２１〜第４スイッチ２４の各々のスイッチング素子がオフ状態でも、第１スイッチ２１〜第４スイッチ２４の各々のダイオードの順方向に電流が流れる場合には、第１スイッチ２１〜第４スイッチ２４の各々がオン状態になる。そのため、第１スイッチ２１〜第４スイッチ２４の各々につながる電路に所望の方向の電流が流れる場合、制御部３は第１スイッチ２１〜第４スイッチ２４をオン状態にする制御を省略することができる。

本実施形態の電力変換回路１におけるクランプ用スイッチは、第１クランプ用スイッチ（第５スイッチ４５）および第２クランプ用スイッチ（第６スイッチ４６）の直列回路を有してもよい。第１クランプ用スイッチ（第５スイッチ４５）は、クランプ用スイッチング素子（本実施形態ではスイッチング素子４５１）およびクランプ用ダイオード（本実施形態ではダイオード４５２）を有する。第２クランプ用スイッチ（第６スイッチ４６）は、クランプ用スイッチング素子（本実施形態ではスイッチング素子４６１）およびクランプ用ダイオード（本実施形態ではダイオード４６２）を有する。クランプ用スイッチング素子（スイッチング素子４５１，４６１）は、導通方向が片方向のクランプ用スイッチング素子である。クランプ用ダイオード（ダイオード４５２，４６２）は、クランプ用スイッチング素子（スイッチング素子４５１，４６１）と逆並列に接続される。第１クランプ用スイッチ（第５スイッチ４５）および第２クランプ用スイッチ（第６スイッチ４６）の各々のクランプ用ダイオード（ダイオード４５２，４６２）は、導通方向が互いに逆方向となるように設けられることも好ましい。

上記構成によれば、クランプ用スイッチに流れる電流を制御する場合は、制御部３は、第１クランプ用スイッチおよび第２クランプ用スイッチのうち一方のクランプ用スイッチング素子をオン状態にすればよい。また、制御部３は、第１クランプ用スイッチおよび第２クランプ用スイッチの両方をオンオフ制御することにより、クランプ用スイッチの両端を短絡または開放することができる。つまり、上記構成によりクランプ用スイッチは、両端間の短絡または開放することにより、双方向の電流をオンオフする機能を有する。

本実施形態の電力変換回路１は、第１出力端２０３と負荷１０３との間に電気的に接続される第１リアクトル５１と、第２出力端２０４と負荷１０３との間に電気的に接続される第２リアクトル５２とをさらに備えることも好ましい。

上記構成によれば、クランプ回路４がリアクトル５１，５２間を導通させた際に、リアクトル５１，５２が負荷１０３に流れる電流を回生させることができる。

本実施形態の電力変換回路１において、第３コンデンサ６３および第４コンデンサ６４の直列回路は、第１リアクトル５１および負荷１０３の接続点５１１と、第２リアクトル５２および負荷１０３の接続点５２１との間に接続されることも好ましい。

上記構成によれば、第３コンデンサ６３と第４コンデンサ６４との直列回路は、負荷１０３と並列に接続される。そのため、第３コンデンサ６３と第４コンデンサ６４との直列回路は、負荷１０３の両端間に加わるコモンモード・ノイズを抑制することができる。

本実施形態の電力変換装置１００は、上記した電力変換回路１と、電力変換回路１を収納する筐体１１０とを備える。

上記構成によれば、コモンモード・ノイズを抑制することができる電力変換装置１００を実現することができる。

なお、本実施形態では、コンデンサ６３，６４の直列回路が、接続点５１１，５２１間に直接接続されているが、この構成に限定されない。コンデンサ６３，６４の直列回路は、図９に示すように、出力端２０３およびリアクトル５１の接続点５０１と、出力端２０４およびリアクトル５２の接続点５０２との間に直接接続されてもよい。以下では、コンデンサ６３，６４の直列回路が接続点５０１，５０２間に直接接続された電力変換回路１を本実施形態の変形例１として説明する。なお、接続点５０１，５０２は便宜上設けた接続点であり、接続点５０１，５０２が設けられていることに限定される趣旨ではない。

変形例１の電力変換回路１は、接続点５０１，５０２間にコンデンサ６３，６４の直列回路が直接接続される。本実施形態の電力変換回路１ではリアクトル５１，５２の負荷１０３側にコンデンサ６３，６４の直列回路が設けられているのに対し、変形例１の電力変換回路１では、リアクトル５１，５２のクランプ回路４側に設けられている点が相違する。

コンデンサ６３，６４の直列回路は、出力端２０３，２０４間に発生するコモンモード・ノイズを抑制する。しかも、コンデンサ６３，６４の各々は、いわゆるスナバ回路を兼ねることにより、インバータ回路２からのスイッチング・ノイズを抑制する。つまりコンデンサ６３，６４の直列回路は、コモンモード・ノイズを抑制する機能と、インバータ回路２からのスイッチング・ノイズを抑制する機能との２つの機能を有する。この２つの機能により、変形例１の電力変換回路１は、コモンモード・ノイズおよびスイッチング・ノイズを抑制することができる。

以上説明したように、変形例１の電力変換回路１では、第３コンデンサ６３および第４コンデンサ６４の直列回路は、第１出力端２０３および第１リアクトル５１の接続点５０１と、第２出力端２０４および第２リアクトル５２の接続点５０２との間に接続される。

上記構成によれば、コンデンサ６３，６４の直列回路は、コモンモード・ノイズと、インバータ回路２からのスイッチング・ノイズとを抑制することができる。

さらに別の変形例として、接続部材７が導電材料で形成されたヒートシンク９を含む電力変換回路１を、本実施形態の変形例２として説明する。

ヒートシンク９は、例えば銅やアルミなどの熱伝導性のよい金属材料で矩形板状に形成されている。変形例２のヒートシンク９は、図１０に示すように、ヒートシンク９の両端部分に各々、接続部材７が電気的に接続されている。つまりヒートシンク９の一端部分が接続点６０１に電気的に接続され、ヒートシンク９の他端部分が接続点６０２に電気的に接続されている。

ヒートシンク９は、電力変換回路１で用いられる適宜の素子や部材と熱的に結合されて使用される。一般に、熱伝導性のよい金属材料はインピーダンスが小さい。そのため、金属線やプリント配線基板上に導電材料で積層された薄膜からなる導電体よりもインピーダンスの小さいヒートシンク９を接続部材７として用いることが可能である。接続部材７のインピーダンスが小さいほど、接続部材７の伝導ノイズや輻射ノイズを減らすことができる。

なお、ヒートシンク９は銅やアルミで形成されることに限定されず、導電性を有する適宜の材料で形成されていればよい。また、ヒートシンク９の形状は矩形板状に限定されず、適宜の形状に形成されてよい。さらに、ヒートシンク９は、電力変換回路１で用いられるヒートシンクに限定されず、電力変換装置１００に用いられる適宜の部材と熱的に結合されて使用されるヒートシンクであってもよい。

本実施形態のヒートシンク９は、筐体１１０と電気的に絶縁されている。例えば筐体１１０に一定以上の電流が流れることを抑制したい場合、ヒートシンク９が筐体１１０と電気的に接続されていないことにより、ヒートシンク９を流れる電流が筐体１１０に流れにくくなる。なお、筐体１１０に流れる電流を考慮しなくてもよい場合、ヒートシンク９は筐体１１０と電気的に接続されていてもよい。

以上説明したように、変形例２の電力変換回路１は、導電材料で形成されたヒートシンク９をさらに備え、接続部材７はヒートシンク９を含む。

上記構成によれば、インピーダンスが小さいヒートシンク９を接続部材７として用いることにより、接続点６０２の電位変動の抑制効果を大きくすることができるので、負荷１０３側に出力される伝導ノイズや輻射ノイズを抑制することができる。

変形例２の電力変換装置１００は、導電材料で形成されたヒートシンク９を接続部材７に含む電力変換回路１と、電力変換回路１を収納する筐体１１０とを備え、ヒートシンク９は筐体１１０と電気的に絶縁されている。

上記構成によれば、ヒートシンク９が筐体１１０と電気的に絶縁されていることにより、ヒートシンク９を流れる電流が筐体１１０に流れにくくなる。

なお、本実施形態と、変形例１と、変形例２とを組み合わせて電力変換回路１および電力変換装置１００を構成してもよい。例えば、変形例１の接続部材７がヒートシンク９を含んでいてもよい。

変形例１，２を含む本実施形態では、コンデンサ６１，６２の静電容量およびコンデンサの種類はすべて等しく、コンデンサ６３，６４の静電容量およびコンデンサの種類はすべて等しいが、この構成に限定されない。例えば静電容量の異なるコンデンサや種類の異なるコンデンサを適宜組み合わせてコンデンサ６１〜６４を構成しても、コモンモード・ノイズを低減することは可能である。この場合、それぞれの接続点６０１，６０２の電位が基準電位と等しくなるようにコンデンサ６１〜６４を構成すればよい。

第１スイッチ２１〜第４スイッチ２４の各々は、導通方向が片方向のスイッチング素子およびそのスイッチング素子と逆並列に接続されるダイオードを有していなくてもよい。例えば、ＭＯＳＦＥＴのように寄生ダイオードを有するスイッチング素子などであればよい。その場合、制御部３は、入力端２０１，２０２と、出力端２０３，２０４との間に所望の電路が形成されるように第１スイッチ２１〜第４スイッチ２４のオンオフ状態を制御するように構成されていればよい。

クランプ用スイッチは、第１クランプ用スイッチ（第５スイッチ４５）および第２クランプ用スイッチ（第６スイッチ４６）の直列回路を有していなくてもよい。その場合、クランプ用スイッチは、両端間を短絡または開放することにより、双方向の電流をオンオフする機能を有していればよい。例えば、ＭＯＳＦＥＴのように寄生ダイオードを有するスイッチング素子を、互いの寄生ダイオードの導通方向が逆方向となるように並列に接続してもよい。

第１クランプ用スイッチ（第５スイッチ４５）および第２クランプ用スイッチ（第６スイッチ４６）の各々は、導通方向が片方向のクランプ用スイッチング素子およびクランプ用スイッチング素子と逆並列に接続されるクランプ用ダイオードを有していなくてもよい。その場合、第１クランプ用スイッチおよび第２クランプ用スイッチの各々は、クランプ用スイッチの両端間を短絡または開放することにより、双方向の電流をオンオフする機能を有していればよい。

（実施形態２）
本実施形態に係る電力変換回路１について図１１、図１２、および図１３を参照して説明する。なお、実施形態１と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。

本実施形態の電力変換回路１は、図１１に示すように、電流制限部８１〜８５をさらに備える。電流制限部８１〜８５は、２つの端子を有する。電流制限部８１〜８５はそれぞれ、２つの端子間に抵抗成分およびリアクタンス成分のうち少なくとも一方を有し、所望の周波数において所望のインピーダンスとなるように構成されている。電流制限部８１，８２とは同じインピーダンスとなるよう構成されている。電流制限部８３，８４とは同じインピーダンスとなるように構成されている。

電流制限部８５は、２つの端子間が所定の中間インピーダンスとなるように構成され、接続部材７と直列に電気的に接続される。電流制限部８５の一方の端子は、接続部材７を介して接続点６０１に電気的に接続される。電流制限部８５の他方の端子は、接続部材７を介して接続点６０２に電気的に接続される。

電流制限部８１，８２はそれぞれ、２つの端子間が所定の１次側インピーダンスとなるように構成されている。電流制限部８１は、入力端２０１と第１接続点６０１との間にコンデンサ６１と直列に接続される。電流制限部８２は、入力端２０２と第１接続点６０１との間にコンデンサ６２と直列に接続される。本実施形態では、電流制限部８１，８２はそれぞれ、コンデンサ６１，６２の直列回路の両端に電気的に接続される。

電流制限部８３，８４はそれぞれ、２つの端子間が所定の２次側インピーダンスとなるように構成されている。電流制限部８３は、出力端２０３と第２接続点６０２との間にコンデンサ６３と直列に接続される。本実施形態の電流制限部８３は、リアクトル５１を介して出力端２０３に電気的に接続されている。電流制限部８４は、出力端２０４と第２接続点６０２との間にコンデンサ６４と直列に接続される。本実施形態の電流制限部８４は、リアクトル５２を介して出力端２０３に電気的に接続されている。本実施形態の電流制限部８３，８４はそれぞれ、コンデンサ６３，６４の直列回路の両端に電気的に接続される。

電流制限部８１がコンデンサ６１に流れる電流の電流値を小さくし、電流制限部８２がコンデンサ６２に流れる電流の電流値を小さくすることにより、負荷１０３側に出力される輻射ノイズを抑制することができる。電流制限部８３がコンデンサ６３に流れる電流の電流値を小さくし、電流制限部８４がコンデンサ６４に流れる電流の電流値を小さくすることにより、負荷１０３側に出力される輻射ノイズを抑制することができる。電流制限部８５が接続部材７に流れる電流の電流値を小さくすることにより、負荷１０３側に出力される輻射ノイズを抑制することができる。

また、電流制限部８１〜８５の各々のインピーダンスを調整することにより、コンデンサ６１〜６４がコモンモード・ノイズを抑制する効果を変化させることができる。例えば、所望の周波数でインピーダンスが小さくなるように電流制限部８１〜８５の各々のインピーダンスを調整すると、コモンモード・ノイズのうち所望の周波数のノイズ成分を抑制することができる。

また、電流制限部８５のインピーダンスを調整することにより、接続部材７の輻射ノイズの周波数帯を変化させることができる。そのため、電流制限部８１〜８４を用いてコモンモード・ノイズの所望の周波数のノイズ成分を抑制しつつ、接続部材７からの輻射ノイズのうち所望の周波数の輻射ノイズを抑制できる。

ここで、本実施形態の変形例として、コンデンサ６３，６４の直列回路が出力端２０３，２０４間に電気的に接続されている電力変換回路１を変形例１として説明する。

電流制限部８３は、図１２に示すように、出力端２０３と接続部材７との間にコンデンサ６３と直列に接続されている。また電流制限部８４は、出力端２０４と接続部材７との間にコンデンサ６４と直列に接続されている。この構成により、コンデンサ６３，６４のスナバ回路の特性を変化させることができる。例えば、ＲＣスナバ回路のように、インピーダンス成分と容量成分とを所望の値に定めることにより、ノイズを抑制する周波数帯を変化させることができる。これにより所望の周波数のノイズを抑制することができる。さらに、電流制限部８３，８４の抵抗成分は、ＲＣスナバ回路のダンピング抵抗も兼ねている。

ここで、本実施形態の別の変形例として、ヒートシンク９と電流制限部８６とを備える電力変換回路１を変形例２として説明する。なお、電流制限部８６は、電流制限部８１〜８５と同様に構成されているため、説明を省略する。

電流制限部８５，８６はそれぞれ、図１３に示すように、ヒートシンク９の両端に電気的に接続される。電流制限部８５は接続部材７を介して接続点６０１に電気的に接続される。電流制限部８６は接続部材７を介して接続点６０２に電気的に接続される。すなわち電流制限部８５，８６とヒートシンク９との直列回路が、接続点６０１，６０２間に電気的に接続される。

電流制限部８５，８６がヒートシンク９に流れる電流の電流値を小さくすることにより、負荷１０３側に出力される輻射ノイズを抑制することができる。

また、電流制限部８５，８６のインピーダンスを調整することにより、ヒートシンク９の輻射ノイズの周波数帯を変化させることができる。そのため、電流制限部８１〜８４を用いてコモンモード・ノイズの所望の周波数のノイズ成分を抑制しつつ、ヒートシンク９からの輻射ノイズのうち所望の周波数の輻射ノイズを抑制できる。なお、電流制限部８５，８６のうち一方は省略されてもよい。

以上説明したように、本実施形態および変形例１，２の電力変換回路１は、それぞれ所定の２次側インピーダンスを有する電流制限部８３（第１出力側電流制限部）をさらに備える。また本実施形態および変形例１，２の電力変換回路１は、電流制限部８４（第２出力側電流制限部）をさらに備え、以下のように構成されることも好ましい。電流制限部８３（第１出力側電流制限部）は、第１出力端２０３と第２接続点６０２との間に第３コンデンサ６３と直列に接続される。電流制限部８４（第２出力側電流制限部）は、第２出力端２０４と第２接続点６０２との間に第４コンデンサ６４と直列に接続される。

上記構成によれば、それぞれの出力端２０３，２０４と接続点６０２との間のインピーダンス、または接続点５１１，６０２間および接続点５２１，６０２間のインピーダンスをそれぞれ所望の値に定めることができる。これにより電流制限部８３がコンデンサ６３に流れる電流の電流値を小さくし、電流制限部８４がコンデンサ６４に流れる電流の電流値を小さくすることにより、負荷１０３側に出力される輻射ノイズを抑制することができる。また、コンデンサ６３，６４の直列回路が抑制するコモンモード・ノイズの周波数帯を変えることができるので、コンデンサ６３，６４の直列回路は所望の周波数のコモンモード・ノイズを抑制できる。

本実施形態および変形例１，２の電力変換回路１は、それぞれ所定の１次側インピーダンスを有する電流制限部８１（第１入力側電流制限部）および電流制限部８２（第２入力側電流制限部）をさらに備え、以下のように構成されることも好ましい。電流制限部８１（第１入力側電流制限部）は、第１入力端２０１と第１接続点６０１との間に第１コンデンサ６１と直列に接続される。電流制限部８２（第２入力側電流制限部）は、第２入力端２０２と第１接続点６０１との間に第２コンデンサ６２と直列に接続される。

上記構成によれば、それぞれの入力端２０１，２０２と接続点６０１との間のインピーダンスを所望の値に定めることができる。これにより電流制限部８１がコンデンサ６１に流れる電流の電流値を小さくし、電流制限部８２がコンデンサ６２に流れる電流の電流値を小さくすることにより、負荷１０３側に出力される輻射ノイズを抑制することができる。また、コンデンサ６１，６２の直列回路が抑制するコモンモード・ノイズの周波数帯を変えることができるので、コンデンサ６１，６２の直列回路は所望の周波数のコモンモード・ノイズを抑制できる。

本実施形態および変形例１の電力変換回路１は、所定の中点インピーダンスを有する電流制限部８５（中点電流制限部）をさらに備える。本実施形態の変形例２の電力変換回路は加えて電流制限部８６（中点電流制限部）をさらに備える。電流制限部８５，８６（中点電流制限部）は、第１接続点６０１と直列に電気的に接続されるように構成されることも好ましい。

上記構成によれば、電流制限部８５，８６が接続部材７やヒートシンク９に流れる電流の電流値を小さくすることにより、負荷１０３側に出力される輻射ノイズを抑制することができる。また、電流制限部８５，８６に所望のインピーダンスを定めることにより、接続部材７からの輻射ノイズのうち、所望の周波数の輻射ノイズを抑制できる。

なお、本実施形態と、変形例１と、変形例２とを組み合わせて電力変換回路１および電力変換装置１００を構成してもよい。例えば、変形例１の接続部材７がヒートシンク９を含んでいてもよい。また、直列接続された電流制限部およびコンデンサは、接続の順番を入れ替えてもよい。具体的に言うと、電流制限部８１はコンデンサ６１と接続点６０１との間に電気的に接続されていてもよい。電流制限部８２はコンデンサ６２と接続点６０１との間に電気的に接続されていてもよい。電流制限部８３はコンデンサ６３と接続点６０２との間に電気的に接続されていてもよい。電流制限部８４はコンデンサ６４と接続点６０２との間に電気的に接続されていてもよい。

本実施形態および変形例１，２では、電流制限部８１，８２とは同じインピーダンスを有するように定められ、電流制限部８３，８４とは同じインピーダンスを有するように定められているが、この構成に限定されない。つまり電流制限部８１〜８４のインピーダンスは個別に適宜の値に定められてもよい。

また、電流制限部８１〜８６はそれぞれ、適宜省略されてもよい。

１ 電力変換回路
２ インバータ回路
３ 制御部（第１制御部、第２制御部）
４ クランプ回路
７ 接続部材
９ ヒートシンク
２１ 第１スイッチ
２２ 第２スイッチ
２３ 第３スイッチ
２４ 第４スイッチ
４５ 第５スイッチ（第１クランプ用スイッチ、クランプ用スイッチ）
４６ 第６スイッチ（第２クランプ用スイッチ、クランプ用スイッチ）
５１ （第１）リアクトル
５２ （第２）リアクトル
６１ （第１）コンデンサ
６２ （第２）コンデンサ
６３ （第３）コンデンサ
６４ （第４）コンデンサ
８１ 電流制限部（第１入力側電流制限部）
８２ 電流制限部（第２入力側電流制限部）
８３ 電流制限部（第１出力側電流制限部）
８４ 電流制限部（第２出力側電流制限部）
８５，８６ 電流制限部（中点電流制限部）
１００ 電力変換装置
１０３ 負荷
１０７ 電源（直流電源）
１１０ 筐体
２０１ （第１）入力端
２０２ （第２）入力端
２０３ （第１）出力端
２０４ （第２）出力端
２０５ 接続点（第１スイッチおよび第２スイッチの接続点）
２０６ 接続点（第３スイッチおよび第４スイッチの接続点）
２１１，２２１，２３１，２４１ スイッチング素子
２１２，２２２，２３２，２４２ ダイオード
４５１，４６１ スイッチング素子（クランプ用スイッチング素子）
４５２，４６２ ダイオード（クランプ用ダイオード）
５１１ 接続点（第１リアクトルおよび負荷の接続点）
５２１ 接続点（第２リアクトルおよび負荷の接続点）
６０１ （第１）接続点
６０２ （第２）接続点

Claims (9)

1. それぞれ直流電源に電気的に接続される第１入力端と第２入力端、および、それぞれ負荷に電気的に接続される第１出力端と第２出力端を有するインバータ回路と、
   前記インバータ回路を制御する第１制御部と、
   前記第１出力端と前記第２出力端との間に電気的に接続されるクランプ用スイッチを有するクランプ回路と、
   前記クランプ回路を制御する第２制御部と、
   前記第１入力端と前記第２入力端との間に電気的に接続される第１コンデンサおよび第２コンデンサの直列回路と、
   前記第１出力端と前記第２出力端との間に電気的に接続される第３コンデンサおよび第４コンデンサの直列回路と
   を備え、
   前記第１コンデンサおよび前記第２コンデンサの第１接続点と、前記第３コンデンサおよび前記第４コンデンサの第２接続点とを電気的に接続する接続部材をさらに備え、
   前記第１出力端と前記負荷との間に電気的に接続される第１リアクトルと、
   前記第２出力端と前記負荷との間に電気的に接続される第２リアクトルと
   をさらに備え、
   前記第３コンデンサおよび前記第４コンデンサの直列回路は、前記第１出力端および前記第１リアクトルの接続点と、前記第２出力端および前記第２リアクトルの接続点との間に接続されるように構成される
   ことを特徴とする電力変換回路。
2. それぞれ所定の２次側インピーダンスを有する第１出力側電流制限部および第２出力側電流制限部をさらに備え、
   前記第１出力側電流制限部は、前記第１出力端と前記第２接続点との間に前記第３コンデンサと電気的に直列に接続され、
   前記第２出力側電流制限部は、前記第２出力端と前記第２接続点との間に前記第４コンデンサと電気的に直列に接続されるように構成される
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路。
3. それぞれ直流電源に電気的に接続される第１入力端と第２入力端、および、それぞれ負荷に電気的に接続される第１出力端と第２出力端を有するインバータ回路と、
   前記インバータ回路を制御する第１制御部と、
   前記第１出力端と前記第２出力端との間に電気的に接続されるクランプ用スイッチを有するクランプ回路と、
   前記クランプ回路を制御する第２制御部と、
   前記第１入力端と前記第２入力端との間に電気的に接続される第１コンデンサおよび第２コンデンサの直列回路と、
   前記第１出力端と前記第２出力端との間に電気的に接続される第３コンデンサおよび第４コンデンサの直列回路と
   を備え、
   前記第１コンデンサおよび前記第２コンデンサの第１接続点と、前記第３コンデンサおよび前記第４コンデンサの第２接続点とを電気的に接続する接続部材をさらに備え、
   それぞれ所定の１次側インピーダンスを有する第１入力側電流制限部および第２入力側電流制限部をさらに備え、
   前記第１入力側電流制限部は、前記第１入力端と前記第１接続点との間に前記第１コンデンサと電気的に直列に接続され、
   前記第２入力側電流制限部は、前記第２入力端と前記第１接続点との間に前記第２コンデンサと電気的に直列に接続されるように構成される
   ことを特徴とする電力変換回路。
4. 前記インバータ回路は、第１スイッチおよび第２スイッチの直列回路からなる第１アームと、第３スイッチおよび第４スイッチの直列回路からなる第２アームとをさらに有し、前記第１アームと前記第２アームとは前記第１入力端と前記第２入力端との間に電気的に並列に接続され、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチの接続点が前記第１出力端に電気的に接続され、前記第３スイッチおよび前記第４スイッチの接続点が前記第２出力端に電気的に接続されるように構成され、
   前記第１スイッチ〜前記第４スイッチの各々は、導通方向が片方向のスイッチング素子および前記スイッチング素子と逆並列に接続されるダイオードを有し、
   前記第１スイッチ〜前記第４スイッチの各々の前記ダイオードは、導通方向が前記第２入力端から前記第１入力端の方向となるように設けられる
   ことを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の電力変換回路。
5. 前記クランプ用スイッチは、第１クランプ用スイッチおよび第２クランプ用スイッチの直列回路を有し、前記第１クランプ用スイッチおよび前記第２クランプ用スイッチの各々は、導通方向が片方向のクランプ用スイッチング素子および前記クランプ用スイッチング素子と逆並列に接続されるクランプ用ダイオードを有し、
   前記第１クランプ用スイッチおよび前記第２クランプ用スイッチの各々の前記クランプ用ダイオードは、導通方向が互いに逆方向となるように設けられる
   ことを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の電力変換回路。
6. 所定の中点インピーダンスを有する中点電流制限部をさらに備え、
   前記中点電流制限部は、前記第１接続点と前記第２接続点との間に前記接続部材と電気的に直列に接続されるように構成される
   ことを特徴とする請求項１〜５の何れか１項に記載の電力変換回路。
7. 導電材料で形成されたヒートシンクをさらに備え、
   前記接続部材は前記ヒートシンクを含むように構成される
   ことを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載の電力変換回路。
8. 請求項１〜７の何れか１項に記載の電力変換回路と、
   前記電力変換回路を収納する筐体と
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
9. 電力変換回路と、
   前記電力変換回路を収納する筐体と
   を備え、
   前記電力変換回路は、
   それぞれ直流電源に電気的に接続される第１入力端と第２入力端、および、それぞれ負荷に電気的に接続される第１出力端と第２出力端を有するインバータ回路と、
   前記インバータ回路を制御する第１制御部と、
   前記第１出力端と前記第２出力端との間に電気的に接続されるクランプ用スイッチを有するクランプ回路と、
   前記クランプ回路を制御する第２制御部と、
   前記第１入力端と前記第２入力端との間に電気的に接続される第１コンデンサおよび第２コンデンサの直列回路と、
   前記第１出力端と前記第２出力端との間に電気的に接続される第３コンデンサおよび第４コンデンサの直列回路と
   を備え、
   前記電力変換回路は、
   前記第１コンデンサおよび前記第２コンデンサの第１接続点と、前記第３コンデンサおよび前記第４コンデンサの第２接続点とを電気的に接続する接続部材をさらに備え、
   前記電力変換回路は、
   導電材料で形成されたヒートシンクをさらに備え、
   前記接続部材は前記ヒートシンクを含むように構成され、
   前記ヒートシンクは前記筐体と電気的に絶縁されている
   ことを特徴とする電力変換装置。

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