JP4586450B2 - 電力スイッチング回路、電力変換装置及び電力用半導体スイッチング素子の駆動方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力スイッチング回路、電力変換装置及び電力用半導体スイッチング素子の駆動方法に関する。

周知のように電力変換装置はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の電力用半導体スイッチング素子を用いて入力電力をスイッチングすることにより電力変換を行う装置である。このような電力変換装置において電力用半導体スイッチング素子がＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わる際（ターンオフ時）に発生するオーバーシュートに起因する過電圧から電力用半導体スイッチング素子を保護するための技術（過電圧保護方式）として、アクティブゲート制御方式がある。例えば下記の公知文献には、アクティブゲート制御方式の各種変形技術が開示されている。
「スナバレスＩＧＢＴ直列接続時の過電圧保護」（平成１２年電気学会全国大会） 特開２００２−４４９３４号公報

ところで、上記アクティブゲート制御方式は、ターンオフ時における電力用半導体スイッチング素子の制御電圧（ＩＧＢＴの場合はゲート電圧）を電力用半導体スイッチング素子の主端子間電圧（ＩＧＢＴの場合はコレクタ−エミッタ間電圧）に基づいてフィードバック制御することにより主端子間電圧の過電圧を抑制する技術であり、すなわち本質的にフィードバック制御であるが故に制御遅れが必然的に生じるため、例えばスイッチング周波数を高周波化した場合に確実に過電圧を抑制することが困難である。

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、制御遅れを解消して電力用半導体スイッチング素子のターンオフ時における過電圧を確実に抑制することを目的とするものである。

上記目的を達成するために、本発明では、ターンオンとターンオンとを繰り返すことにより一対の主端子に印加された電力をスイッチングする電力用半導体スイッチング素子と、電力用半導体スイッチング素子をターンオンさせるためのターンオン電圧とターンオフさせるためのターンオフ電圧と該ターンオフ電圧に付加され主端子の端子間電圧（主端子間電圧）に基づいて生成された補正電圧とからなる駆動信号を生成し、ターンオン電圧とターンオフ電圧とによって電力用半導体スイッチング素子をスイッチング駆動すると共に、補正電圧を前記ターンオフ電圧に付加することによりターンオフ時における主端子間電圧のオーバーシュートを低減する制御駆動手段とを備える電力スイッチング回路において、制御駆動手段は、ターンオフ時における電力用半導体スイッチング素子の動作状態を示す動作状態データを時系列データとして順次記憶する動作状態記憶部と、該動作状態記憶部に予め記憶された動作状態データに基づいて次のターンオフ時における電力用半導体スイッチング素子の動作状態を予測し、この予測結果に基づいてオーバーシュートが低減するように次のターンオフ電圧を設定する駆動信号生成部とを具備する、という解決手段を採用する。

本発明によれば、予め記憶された動作状態データに基づいて次のターンオフ時における電力用半導体スイッチング素子の動作状態を予測し、この予測結果に基づいてオーバーシュートが低減するように次のターンオフ電圧を設定するので、つまり過去の動作状態データに基づいて次のターンオフ電圧をフィードフォワード的に先行設定するので、オーバーシュートをより確実に低減することが可能であり、よって電力用半導体スイッチング素子の過電圧を従来よりも確実に抑制することができる。

以下、図面を参照して、本発明の一実施形態について説明する。
図１は、本発明の第1実施形態に係る電力スイッチング回路の回路図である。
この回路図において、符号１はスイッチング信号発生回路、２はＥ／Ｏ変換器、３はＯ／Ｅ変換器、４はゲート電源（制御駆動手段）、５はＩＧＢＴ（電力用半導体スイッチング素子）、６は抵抗分圧器、７は電流検出器、Ｒ1〜Ｒ3は抵抗器、Ｄ1はダイオードである。

スイッチング信号発生回路１は、ＩＧＢＴ５のスイッチングタイミングを規定するスイッチング信号を生成してＥ／Ｏ変換器２に供給する。Ｅ／Ｏ変換器２は、例えばフォトトランジスタであり、上記スイッチング信号を光電変換して光スイッチング信号に変換してＯ／Ｅ変換器３に出力する。Ｏ／Ｅ変換器３は、例えばフォトダイオードであり、上記光スイッチング信号を光電変換することによりスイッチング信号を再生してゲート電源４に出力する。ここで、Ｅ／Ｏ変換器２及びＯ／Ｅ変換器３は、スイッチング信号発生回路１を他の回路系と電気的に絶縁するための絶縁手段である。

ゲート電源４は、動作状態記憶部４a及びゲート信号生成部４ｂとから構成されており、上記Ｏ／Ｅ変換器３から入力されたスイッチング信号、抵抗分圧器６から入力された検出電圧Ｖk及び電流検出器７から入力されたコレクタ電流Ｉcに基づいてＩＧＢＴ５を駆動するためのゲート信号（駆動信号）を生成する。なお、上記動作状態記憶部４a及びゲート信号生成部４ｂの詳細については、説明の都合上後述する。

抵抗器Ｒ3は、ゲート電源４の出力端（つまりゲート信号生成部４ｂの出力端）とＩＧＢＴ５のゲート端子Ｔgとの間に介挿されたゲート抵抗である。ゲート電源４から出力されたゲート信号は、このゲート抵抗Ｒ3を介してＩＧＢＴ５のゲート端子Ｔg（制御端子）に入力される。

ＩＧＢＴ５は、主端子であるコレクタ端子Ｔcとエミッタ端子Ｔeとの間に印加される交流あるいは直流の電力をスイッチングする電力用半導体スイッチング素子である。すなわち、このＩＧＢＴ５は、ゲート端子Ｔgに入力されたゲート信号に基づいてターンオンとターンオフとを交互に繰り返すことにより主端子Ｔc，Ｔe間に印加される電力をスイッチングする。

抵抗分圧器６は、ＩＧＢＴ５のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceを抵抗分圧し検出電圧Ｖkとしてゲート電源補正電圧発生器４に出力する。すなわち、抵抗分圧器６は、ＩＧＢＴ５の主端子つまりコレクタ端子Ｔcとエミッタ端子Ｔeとの間に直列接続された２つの抵抗器Ｒ1，Ｒ2から構成されており、ＩＧＢＴ５のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceを抵抗器Ｒ1，Ｒ2の各々の抵抗値で分圧した検出電圧Ｖkを出力する。この検出電圧Ｖkは、当然にコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceの変化に応じて変化するものであり、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖceと同等と考えることができる。電流検出器７は、図示するようにエミッタ端子Ｔe（主端子）を流れるコレクタ電流Ｉc（主端子電流）を検出して動作状態記憶部４aに出力する。

動作状態記憶部４aには、上記スイッチング信号、検出電圧Ｖk、コレクタ電流Ｉc及びゲート信号生成部４ｂが出力するゲート信号に含まれる補正電圧Ｖhが入力されるようになっている。この動作状態記憶部４aは、スイッチング信号に基づいてターンオフ時のコレクタ電流ＩcをサンプリングしてＩＧＢＴ５の動作状態を示す動作状態データの１つとして、また検出電圧Ｖkのピーク電圧つまりコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceにおけるオーバーシュートのピーク値（主端子間電圧ピーク値Ｖp）を動作状態データの１つとして、さらに当該主端子間電圧ピーク値Ｖpに対応する補正電圧Ｖhのピーク値（補正電圧ピーク値Ｖhp）を動作状態データの１つとして時系列的に順次記憶する。また、この動作状態記憶部４aは、自らが記憶した動作状態データをゲート信号生成部４ｂに出力する。

図２は、上記動作状態記憶部４aに記憶される動作状態データのテーブル（動作状態テーブル）である。この図に示すように、動作状態テーブルには、各ターンオフ時刻ｔ0，ｔ1，ｔ2，……，ｔnにおける主端子間電圧ピーク値Ｖp0〜Ｖpn、補正電圧ピーク値Ｖhp0〜Ｖhpn及びコレクタ電流Ｉc0〜Ｉcnが（ｎ＋１）回のターンオフ時に関する時系列データとして格納されている。なお、動作状態テーブルに格納される動作状態データは、古いデータから順次上書き記憶されて更新されるようになっている。

ゲート信号生成部４ｂは、ＩＧＢＴ５をターンオンさせるためのターンオン電圧ＶonとＩＧＢＴ５をターンオフさせるためのターンオフ電圧Ｖoff、及びＩＧＢＴ５のターンオフ時におけるコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceのオーバーシュートにおけるピーク値つまり主端子間電圧ピーク値Ｖpを低減させるためにターンオフ電圧Ｖoffに重畳される補正電圧Ｖhとからなるゲート信号を生成して出力する。このゲート信号生成部４ｂは、スイッチング信号に基づいてターンオン電圧Ｖonとターンオフ電圧Ｖoffとの繰り返しタイミングを設定すると共に、上記検出電圧Ｖkに基づいて補正電圧Ｖhを生成する。

また、このゲート信号生成部４ｂは、特徴的な機能として上記動作状態記憶部４aに記憶された動作状態データ（過去の時系列データ）に基づいて次のターンオフ時におけるターンオフ電圧Ｖoffをフィードフォワード的に設定する機能をも有している。

次に、このように構成された本電力スイッチング回路の動作について図３等を参照して詳しく説明する。

上述したようにゲート信号生成部４ｂは、Ｏ／Ｅ変換器から入力されたスイッチング信号に基づいてターンオン電圧Ｖonとターンオフ電圧Ｖoffとが交互に繰り返すゲート信号を生成して出力する。そして、このゲート信号がゲート抵抗Ｒ3を介してゲート端子に供給されることによって、ＩＧＢＴ５は、ターンオンとターンオフとを交互に繰り返して主端子Ｔc，Ｔeに印加された電力をスイッチングする。

図３は、このようなゲート信号の電圧（ゲート電圧Ｖg）の変化と、当該ゲート電圧Ｖgの変化に対応するコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceの変化を示した波形図である。ＩＧＢＴ５のターンオフ時（時刻ｔ0）には、ゲート電圧Ｖgはターンオン電圧Ｖonからターンオフ電圧Ｖoffにステップ状に変化（低下）する。そして、このターンオフによってＩＧＢＴ５のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceは急激に上昇して定常電圧Ｅdcに収束するが、このコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceには過度現象としてオーバーシュートが発生し、そのピーク値つまり主端子間電圧ピーク値Ｖpは、定常電圧Ｅdcを超えるものとなる。

ゲート信号生成部４ｂは、図示するように検出電圧Ｖkつまりコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceの大きさに応じた大きさの補正電圧Ｖhを生成してターンオフ電圧Ｖoffに付加することにより、上記主端子間電圧ピーク値Ｖpを低減させる。すなわち、ゲート電圧Ｖgは、ターンオン電圧Ｖonからターンオフ電圧Ｖoffにステップ状に変化した後、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖceの大きさに応じて上昇し、主端子間電圧ピーク値Ｖpの時刻ｔpにおいてピーク（つまり補正電圧ピーク値Ｖhp）となり、これ以降ターンオフ電圧Ｖoffに復帰する。

ここで、図４は、コレクタ電流Ｉcの大きさに応じたコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceのオーバーシュート（主端子間電圧ピーク値Ｖp）の変化を一例として示した波形図である。この図に示すように、上記主端子間電圧ピーク値Ｖpは、ターンオフ時におけるコレクタ電流Ｉcの大きさに依存しており、コレクタ電流Ｉcが大きい程大きな値となる。

このような主端子間電圧ピーク値Ｖpは、スイッチング周波数が比較的低い場合は検出電圧Ｖkに基づいて生成された補正電圧Ｖhによって十分に低減されるが、スイッチング周波数が高くなると十分に低減されない。すなわち、補正電圧Ｖhは検出電圧Ｖkに基づいてフィードバック制御されるので、制御遅れが必然的に発生し、よってスイッチング周波数が比較的高い場合には、主端子間電圧ピーク値Ｖpを確実に低減することができない。

しかしながら、本電力スイッチング回路では、図３にも示すように次のターンオフ時におけるターンオフ電圧Ｖoffをダイナミックに調節設定する。ターンオフ電圧Ｖoffは従来では固定電圧として設定されたが、本電力スイッチング回路では、動作状態データとして動作状態記憶部４aに記憶された過去のコレクタ電流Ｉcの大きさに応じて次のターンオフ時におけるターンオフ電圧Ｖoffをフィードフォワード的に可変調節することによって、スイッチング周波数が比較的高い場合であっても、主端子間電圧ピーク値Ｖpを確実に低減させる。

すなわち、ゲート信号生成部４ｂは、動作状態記憶部４aの動作状態テーブルを検索することにより過去のターンオフ時刻ｔ0，ｔ1，ｔ2，……，ｔnにおけるコレクタ電流Ｉc0〜Ｉcn（時系列データ）を取得し、これら時系列データとしてのコレクタ電流Ｉc0〜Ｉcnに基づいて次のターンオフ時刻ｔn+1におけるコレクタ電流Ｉcn+1推定し、この推定値に基づいて次のターンオフ電圧Ｖoffn+1を設定する。

過去の時系列データに基づいて未来値を予測するアルゴリズムには種々のものが知られているが、最も簡単なものとして線形補間による外挿法が考えられる。つまり、現在時刻から直近の２つのターンオフ時刻ｔn-1，ｔnにおけるコレクタ電流Ｉcn-1，Ｉcnを結ぶ直線の延長線上の値として次のターンオフ時刻ｔn+1におけるコレクタ電流Ｉcn+1を推定すると共に、現在時刻から直近の２つのターンオフ時刻ｔn-1，ｔnにおける主端子間電圧ピーク値Ｖpn-1，Ｖpnを結ぶ直線の延長線上の値として次のターンオフ時刻ｔn+1における主端子間電圧ピーク値Ｖpn+1を推定する。

そして、ゲート信号生成部４ｂは、このように求められたコレクタ電流Ｉcn+1及び主端子間電圧ピーク値Ｖpn+1の各推定値に最も近いコレクタ電流Ｉc及び主端子間電圧ピーク値Ｖpに対応する補正電圧ピーク値Ｖhpを動作状態テーブルを検索することによって取得し、当該補正電圧ピーク値Ｖhpを次のターンオフ電圧Ｖoffn+1を設定する。図４の最下段に示すゲート電圧Ｖgは、このようにしてフィードフォワード的手法によってダイナミックに可変設定されたターンオフ電圧Ｖoffの変化を示している。

このような本実施形態によれば、フィードフォワード的手法によって次のターンオフ時におけるターンオフ電圧Ｖoffをダイナミックに可変設定し、その上で検出電圧Ｖkつまりコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceの大きさに応じた大きさの補正電圧Ｖhを設定するので、スイッチング周波数が比較的高い場合であっても主端子間電圧ピーク値Ｖpつまり過電圧を確実に低減させることができる。

ここで、上記電力スイッチング回路は、コレクタ電流Ｉcn+1の推定値及び主端子間電圧ピーク値Ｖpn+1の推定値に基づいて動作状態テーブルを検索することによって特定した補正電圧ピーク値Ｖhpを次のターンオフ電圧Ｖoffn+1に設定するが、この補正電圧ピーク値Ｖhpを用いた次のターンオフ電圧Ｖoffn+1の設定方法には、さらに図５に示すような方法も考えられる。

すなわち、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖceが定常電圧Ｅdcを超えた時点ｔaにおいて例えば−１５Ｖに固定設定されたターンオフ電圧Ｖoffn+1をステップ状に補正電圧ピーク値Ｖhpに変化させる。このような方法によっても、主端子間電圧ピーク値Ｖpつまり過電圧を確実に低減させることができる。なお、ターンオフ電圧Ｖoffn+1をステップ状に補正電圧ピーク値Ｖhpに変化させるタイミングは、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖceが定常電圧Ｅdcを超えた時点ｔaに限定されるものではなく、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖceが定常電圧Ｅdcに近づいてきた時点、例えばコレクタ−エミッタ間電圧Ｖceが定常電圧Ｅdcの８割程度まで上昇した時点としても良い。

次に、このような本電力スイッチング回路を用いた電力変換装置について図６を参照して説明する。
この電力変換装置は、例えば６０Ｈｚの三相交流電力（つまり交流系統Ａの交流電力）を５０Ｈｚの三相交流電力（つまり交流系統Bの交流電力）に変換するものであり、６０Ｈｚの三相交流電力を直流電力に変換する合計１０台のコンバータ回路Ｋ1〜Ｋ10とこの直流電力を５０Ｈｚの三相交流電力に変換する合計１０台のインバータ回路Ｍ1〜Ｍ10とから構成されている。すなわち、この電力変換装置では、同一性能を有する合計１０台のコンバータ回路Ｋ1〜Ｋ10を並列接続すると共に、同じく同一性能を有する合計１０台のインバータ回路Ｍ1〜Ｍ10を並列接続することによって電力変換容量を例えば３００ＭＷ程度に向上させている。

１つのコンバータ回路Ｋ1あるいはインバータ回路Ｍ1に着目すると、コンバータ回路Ｋ1及びインバータ回路Ｍ1は、図示するように三相交流の各相に対応スイッチアームつまり合計６個のスイッチアームを備えている。各スイッチアームは、合計１００個のＩＧＢＴを直列接続することによって構成されている。各ＩＧＢＴは、上述した電力スイッチング回路に対応しており、コレクタ-エミッタ間電圧におけるオーバーシュートのピーク電圧及び整定時間が所望値となるように設定されている。

このように構成された電力変換装置によれば、各ＩＧＢＴのコレクタ-エミッタ間電圧におけるオーバーシュートのピーク電圧及び整定時間が所望値に設定されているので、スイッチング周波数を高周波数化することが可能であり、よって精度の良い電力変換制御を実現することができる。

なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような変形例が考えられる。
（１）上記説明では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いる場合について説明したが、本発明は、ＩＧＢＴに限定されることなく他の半導体スイッチング素子についても適用可能である。

（２）上記説明では、コレクタ電流Ｉcn+1及び主端子間電圧ピーク値Ｖpn+1の各推定値に最も近いコレクタ電流Ｉc及び主端子間電圧ピーク値Ｖpに対応する補正電圧ピーク値Ｖhpを動作状態テーブルを検索することによって取得し、該補正電圧ピーク値Ｖhpを次のターンオフ電圧Ｖoffn+1に設定することについて述べたが、コレクタ電流Ｉcn+1の推定値のみによって補正電圧ピーク値Ｖhpを検索するようにしても良い。

（３）また、上述した電力スイッチング回路は、上述した交流電力を他の交流電力に変換する電力変換装置、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路及び直流電力を交流電力に変換するインバータ回路の他に、直流電力を他の直流電力に変換するチョッパ回路にも適用可能である。

本発明の一実施形態に係わる電力スイッチング回路の構成を示す回路図である。 本発明の一実施形態における動作状態テーブルの模式図である。 本発明の一実施形態に係わる電力スイッチング回路の動作を示す第１の波形図である。 本発明の一実施形態に係わる電力スイッチング回路の動作を示す第２の波形図である。 本発明の一実施形態に係わる電力スイッチング回路の動作変形例を示す波形図である。 本発明の一実施形態に係わる電力スイッチング回路を用いた電力変換装置の構成を示す回路図である。

符号の説明

１…スイッチング信号発生回路、２…Ｅ／Ｏ変換器、３…Ｏ／Ｅ変換器、４…ゲート電源（制御駆動手段）、４ａ…動作状態記憶部、４ｂ…ゲート信号生成部、５…ＩＧＢＴ（電力用半導体スイッチング素子）、６…抵抗分圧器、７…電流検出器、Ｒ1〜Ｒ3…抵抗器、Ｄ1…ダイオード

Claims (11)

1. ターンオンとターンオンとを繰り返すことにより一対の主端子に印加された電力をスイッチングする電力用半導体スイッチング素子と、電力用半導体スイッチング素子をターンオンさせるためのターンオン電圧とターンオフさせるためのターンオフ電圧と該ターンオフ電圧に付加され前記主端子の端子間電圧（主端子間電圧）に基づいて生成された補正電圧とからなる駆動信号を生成し、前記ターンオン電圧とターンオフ電圧とによって電力用半導体スイッチング素子をスイッチング駆動すると共に、前記補正電圧を前記ターンオフ電圧に付加することによりターンオフ時における前記主端子間電圧のオーバーシュートを低減する制御駆動手段とを備える電力スイッチング回路であって、
   前記制御駆動手段は、
   ターンオフ時における電力用半導体スイッチング素子の動作状態を示す動作状態データを時系列データとして順次記憶する動作状態記憶部と、
   該動作状態記憶部に予め記憶された動作状態データに基づいて次のターンオフ時における電力用半導体スイッチング素子の動作状態を予測し、この予測結果に基づいて前記オーバーシュートが低減するように次のターンオフ電圧を設定する駆動信号生成部と
   を具備することを特徴とする電力スイッチング回路。
2. 動作状態記憶部は、ターンオフ時に前記主端子に流れている主端子電流と当該ターンオフ直後の前記補正電圧のピーク値とからなる動作状態データを時系列データとして順次記憶し、
   駆動信号生成部は、前記時系列データに基づいて電力用半導体スイッチング素子が次にターンオフする際の主端子電流を推定し、この推定値に符合する補正電圧のピーク値を時系列データから検索して次のターンオフ電圧に設定する
   ことを特徴とする請求項1記載の電力スイッチング回路。
3. 半導体スイッチング素子がＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であることを特徴とする請求項1または２記載の電力スイッチング回路。
4. 請求項１〜３いずれかの電力スイッチング回路を１あるいは複数直列接続して１つのスイッチアームを構成し、このスイッチアームを複数組み合わせることにより構成されることを特徴とする電力変換装置。
5. 直流電力を交流電力に変換するインバータ回路であることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
6. 交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路であることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
7. 直流電力を他の直流電力に変換するチョッパ回路であることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
8. コンバータ回路とインバータ回路とによって構成され、交流電力を他の交流電力に変換する交流変換回路であることを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
9. ターンオンさせるためのターンオン電圧とターンオフさせるためのターンオフ電圧とを用いて1対の主端子に電力が印加される電力用半導体スイッチング素子をスイッチング駆動すると共に、前記主端子の端子間電圧（主端子間電圧）に基づいて発生させた補正電圧を前記ターンオフ電圧に付加することによりターンオフ時における主端子間電圧のオーバーシュートを低減する駆動方法であって、
   ターンオフ時における電力用半導体スイッチング素子の動作状態を示す動作状態データを時系列データとして順次記憶し、
   予め記憶された動作状態データに基づいて次のターンオフ時における電力用半導体スイッチング素子の動作状態を予測し、この予測結果に基づいて前記オーバーシュートが低減するように次のターンオフ電圧を設定する
   ことを特徴とする電力用半導体スイッチング素子の駆動方法。
10. 動作状態データはターンオフ時に前記主端子に流れている主端子電流と当該ターンオフ直後の前記補正電圧のピーク値とであり、
    既に記憶された主端子電流に基づいて電力用半導体スイッチング素子が次にターンオフする際の主端子電流を推定し、この推定値に符合する補正電圧のピーク値を時系列データから検索して次のターンオフ電圧に設定する
    ことを特徴とする請求項９記載の電力用半導体スイッチング素子の駆動方法。
11. 半導体スイッチング素子がＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であることを特徴とする請求項９または１０記載の電力用半導体スイッチング素子の駆動方法。
    
    

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