JPWO2011121765A1 - 電力変換装置およびサージ電圧抑制方法 - Google Patents

Abstract

直流電源２から供給された直流電力を交流電力に変換する電力変換装置であって、ワイドバンドギャップ半導体を用いた電圧駆動型のトランジスタ６−ｉ（ｉ＝１，２，…，６）とダイオード４−ｉとで構成される６つのスイッチング素子と、スイッチング素子のターンオフ時に、トランジスタ６−ｉを駆動するための電圧を、トランジスタ６−ｉを非直線領域で動作させるよう定めた所定の電圧プロファイルに基づいて制御する駆動回路５−ｉと、を備える。

Description

本発明は、電力変換装置およびサージ電圧抑制方法に関する。

サーボ回路やインバータ回路等におけるスイッチング素子には、電流を強制的にターンオフする際に、急峻な立ち上がりの電圧が印加される。このためターンオフ時の電力損失が大きく、さらにこの損失が局部に集中するため、スイッチング素子自体が破損する恐れがある。特にスイッチング素子までのＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ：直流）給電の配線が長い場合は、配線の誘導リアクタンスが大きくなるため、ターンオフ時のサージ電圧が高くなる。

一般的には、スナバコンデンサなどのスナバ回路を用いてこのサージ電圧からスイッチング素子を保護している。スナバコンデンサは、スイッチング素子に並列に接続される。そして、スイッチング素子のターンオフ時に、スイッチング素子からの電流がスナバコンテンサを充電することにより、先述のサージ電圧を抑制する。また、このスナバコンデンサに直列に抵抗を接続する事により電圧の振動を抑制する場合もある。

また、スナバコンデンサを用いずにサージ電圧から素子を保護するための従来技術として、たとえば、下記特許文献１には、定格を超える過電流（サージ電流）が流れた場合に、ゲート電圧を上昇させることにより、過電流による素子破壊を防止する技術が開示されている。

また、下記特許文献２には、スナバ回路に用いるダイオードをワイドバンドギャップ型（ＳｉＣ）とし、ダイオードを常温動作時の２０〜３０倍の電流密度で動作させることにより、オン抵抗を高くしてスナバ回路の抵抗の肩代わりをさせる技術が開示されている。

特開２００９−５５２００号公報 国際公開第２００６／００３９３６号

しかしながら、上記従来のスナバコンデンサを用いてサージ電圧を抑制する技術によれば、大容量インバータの場合、個々のトランジスタにスナバコンデンサを接続する必要があり、またスナバコンデンサも大容量化する必要がある。そのため、回路が大型化し、複雑化する、という問題がある。特にインバータ出力短絡時の短絡電流に対応しようとすると、スナバコンデンサの大型化が顕著となる。

また、上記特許文献１に記載の技術によれば、ゲート電圧を上昇させることにより、過電流による素子破壊を防止する。そのため、ターンオフ時（ゲート電圧降下時）のサージ電圧の低減はできない、という問題がある。

また、上記特許文献２に記載の技術は、スナバ回路の抵抗の肩代わりをダイオードで実施する技術である。そのため、スナバコンデンサの大容量化を防ぐ対策は示されていない、という問題がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、小型で簡略化な回路を用いてサージ電圧を抑制することができる電力変換装置およびサージ電圧抑制方法を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、ワイドバンドギャップ半導体を用いた電圧駆動型のスイッチング素子と、前記ワイドバンドギャップスイッチング素子のターンオフ時に、前記ワイドバンドギャップスイッチング素子を駆動するための電圧を、前記ワイドバンドギャップスイッチング素子を非直線領域で動作させるよう定めた電圧プロファイルに基づいて制御する駆動回路と、を備えることを特徴とする。

本発明にかかる電力変換装置およびサージ電圧抑制方法は、小型で簡略化な回路を用いてサージ電圧を抑制することができるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１の電力変換装置の構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１のサージ電圧抑制方法の一例を示すタイミングチャート図である。 図３は、スイッチング素子のドレイン・ソース間電圧とドレイン電流の関係の一例を示す図である。 図４は、実施の形態２の電力変換装置の構成例を示す図である。 図５は、実施の形態２のサージ電圧抑制方法の一例を示すタイミングチャート図である。 図６は、実施の形態３の電力変換装置の構成例を示す図である。 図７は、実施の形態３のサージ電圧抑制方法の一例を示すタイミングチャート図である。 図８は、実施の形態４の電力変換装置の構成例を示す図である。 図９は、実施の形態４のサージ電圧抑制方法の一例を示すタイミングチャート図である。

以下に、本発明にかかる電力変換装置およびサージ電圧抑制方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態１の構成例を示す図である。本実施の形態の電力変換装置は、平滑コンデンサ３とインバータ回路を備えるインバータ装置である。このインバータ回路は、制御装置１に制御され、直流電源２から入力された直流を三相交流に変換して、モータ等である負荷２０へ供給する。なお、直流電源２は、例えば商用交流電源等の交流電源を整流するコンバータ回路などによって構成できる。

平滑コンデンサ３は、直流電源２の電圧を平滑化するコンデンサである。この平滑コンデンサ３には、例えば、電解コンデンサを採用することができる。インバータ回路は、６つの電圧駆動型のスイッチング素子と、このスイッチング素子を駆動するための駆動回路５−１〜５−６と、で構成される。これらのスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子であり、本実施の形態では、一例としてＳｉＣ（シリコンカーバイト） ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることとする。なお、ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＧａＮ（窒化ガリウム） ＭＯＳＦＥＴ、ダイヤモンドＭＯＳＦＥＴ等の他のワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。

なお、従来、スイッチング素子として一般に用いられるＳｉ（シリコン）半導体の動作温度は、１５０℃が最大であるが、ワイドバンドギャップ半導体の動作温度の最大値はＳｉ半導体よりも高い。そのため、本実施の形態のようにワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子の動作温度の最大値は１５０℃以上となり、本実施の形態のスイッチング素子は、従来のスイッチング素子に比べ、動作可能な上限温度が高くなり高温環境下での動作に適している。

各スイッチング素子は、詳しくは、ダイオード４−ｉ（ｉ＝１，２，…６）と、トランジスタ（ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴ）６−ｉと、を備える。駆動回路５−ｉは、制御装置１からの指示に基づいて、トランジスタ６−ｉのゲート電位を制御して、自身が接続するスイッチング素子のオンとオフを切替える。

各スイッチング素子のターンオフ時（オン状態からオフ状態に移行するまでの時間）に、サージ電圧がスイッチング素子に加わる。このためターンオフ時の電力損失が大きく、さらにそれが局部に集中するため、スイッチング素子自体が破損する恐れがある。Ｓｉ半導体のスイッチング素子を用いた従来のインバータ回路では、一般にこのサージ電圧をスナバコンデンサにより抑制する。特に母線等の直流電源回路が長い時にサージ電圧は高くなり、スナバコンデンサの大容量化が要求される。本実施の形態では、回路の小型化、簡略化のために、大容量のスナバコンデンサを用いずに、ターンオフ時のゲート電圧を制御してスイッチング素子を非線形領域させることによりサージ電圧を抑圧する。

図２は、本実施の形態のサージ電圧抑制方法の一例を示すタイミングチャート図である。図２の上段には、制御装置１から駆動回路５−ｉに対して送信されるスイッチング素子をオンまたはオフにする状態に保持するための指令信号を示す。制御装置１は、駆動回路５−１〜５−６に対して、それぞれこのような指令信号を送信することにより、各スイッチング素子のオンまたはオフを制御する。

図２の中段には、スイッチング素子のゲート電圧Ｖｇを示す。駆動回路５−ｉは、制御装置１からの指令信号に基づいて、トランジスタ６−ｉのゲート電圧Ｖｇを図２に示すように制御する。なお、ここでは、オン状態のゲート電圧を５Ｖとする例を示している。Ｖｇ＝５Ｖのゲート電圧によって、反転層が形成されてソース−ドレイン間が導通しドレイン電流Ｉｄが流れスイッチング素子はオン状態となる。ＯＮ状態では、ドレイン電圧Ｖｄは０Ｖの状態が保持される。このオン状態のゲート電圧は、５Ｖである必要はなく、用いるトランジスタに応じて２．５Ｖや３．３Ｖ等の適切な値を設定すればよく、どのような値としてもよい。また、図２の下段には、ドレイン電圧Ｖｄを示している。

図２の上段に示すように、時刻ｔ１で指令信号はオン（ＯＮ）からオフ（ＯＦＦ）に変化する。これに伴い、図２の中段に示すように、駆動回路５−ｉは、時刻ｔ１から段階的にゲート電圧Ｖｇを降下させる。

図３は、スイッチング素子のドレイン・ソース間電圧（ドレイン電圧：Ｖｄ）とドレイン電流（Ｉｄ）の関係の一例を示す図である。ゲート電圧Ｖｇ＝Ｖｇ１，Ｖｇ２，Ｖｇ３，Ｖｇ４についてのＶｄとＩｄの関係を４本の曲線で示している。また、線形領域Ａ１（曲線Ｌ１の左側の領域）ドレイン・ソース間電圧（ドレイン電圧：Ｖｄ）に対してドレイン電流（Ｉｄ）がほぼ線形に変化する線形領域（未飽和領域）である。非線形領域Ａ２（曲線Ｌ１と曲線Ｌ２とＶｇ１の曲線で囲まれた領域）は、ドレイン電圧Ｖｄに対してドレイン電流Ｉｄが非線形に変化する非線形領域（飽和領域）である。また遮断領域Ａ３（Ｖｇ１の曲線の下側）は、ドレイン電流Ｉｄが流れない遮断領域である。

従来の一般的な電力変換装置では、指令信号がオンからオフになった場合、ゲート電圧Ｖｇを５Ｖから０Ｖに一度に変化させる。ゲート電圧が０Ｖになることにより、ドレイン電流が減少し、またドレイン電圧が印加されてソース−ドレイン間が導通しないオフ状態となる。そして、その後０Ｖの間は、遮断領域Ａ１で動作するため、再び、Ｖｇ＝５Ｖが印加されるまではオフ状態が継続する。従来の一般的な電力変換装置では、オン状態ではドレイン電圧は０であり、従来の一般的な電力変換装置では、ターンオフ時には線形領域Ａ１と遮断領域Ａ３を利用していることになる。一方、ゲート電圧が０Ｖになると、スイッチング素子はオフ状態となるが、回路内部に蓄積していたエネルギーによりスイッチング素子にサージ電圧が生じ、ドレイン電圧が急激に上昇する。

本実施の形態では、このようなサージ電圧を抑制するため、駆動回路５−ｉは、指令信号がオンからオフに変化すると、スイッチング素子を非線形領域Ａ２内のサージ抑圧時利用領域Ａ４で動作させるよう、ゲート電圧Ｖｇを徐々に低下させる。図２の例では、ゲート電圧Ｖｇを３段階で（例えば、３．３Ｖ、１．７Ｖ、０Ｖ）で降下させている。すなわち、まずゲート電圧Ｖｇを５Ｖから０Ｖ〜５Ｖの間の電圧に降下させ、それに伴いドレイン電圧が上昇した結果、サージ抑圧時利用領域Ａ４の状態となるまでそのゲート電圧を維持し、その後、さらに同様にサージ抑圧時利用領域Ａ４内でゲート電圧を降下させることを繰り返し、最終的にゲート電圧Ｖｇを０Ｖとする。

非線形領域Ａ２は、スイッチング素子の仕様等によりあらかじめ把握可能である。スイッチング素子が非線形領域Ａ２を動作させる際のゲート電圧のプロファイル（ゲート電圧をどのような速度で降下させればよいか）については、たとえば、試験や解析等により求めておけばよい。具体的には、たとえば、複数のゲート電圧のプロファイルを用意しておき、そのプロファイルのうち、最も急激にゲート電圧を降下させるものから順（降下速度順）に、そのプロファイルを用いた場合にスイッチング素子が非線形領域Ａ２で動作するか否かを解析または試験により検討し、非線形領域Ａ２で動作する最も降下速度の早いプロファイルを採用する。なお、ゲート電圧を降下させる際には、スイッチング素子のキャリア周波数と同程度の時間（たとえば１０μｓ〜４００μｓ程度）内で５Ｖから０Ｖまで下げるのが望ましい。

なお、サージ抑圧時利用領域Ａ４は一例であり、サージ電圧を抑圧しつつターンオフするために用いる領域は、非線形領域Ａ２内であれば、サージ抑圧時利用領域Ａ４に限らずどの領域を用いてもよい。

なお、トランジスタ６−１〜６−６は、上述のようにワイドバンドギャップ半導体であればよいが、ユニポーラ型の方が、バイポーラ型より非線形領域での制御が容易となるため、ユニポーラ型を用いた方がより回路を簡略化できる。

以上のように、本実施の形態では、スイッチング素子を非線形領域Ａ２内で動作させることにより、ターンオフ時に発生するサージ電圧をスイッチング素子自体の損失を利用することにより抑制する。スイッチング素子の損失が増加すると、スイッチング素子は高温になるが、本実施の形態では、ワイドバンドギャップ半導体を用いており、動作温度の最大値は１５０℃以上であり動作可能な温度範囲が広いため、このような抑制方法が適用できる。

また、インバータ回路の出力短絡時には過大なサージ電圧が発生する。この過大なサージ電圧に対応するためにスナバコンデンサを備えると、大容量のスナバコンデンサが必要となる。これに対し、本実施の形態では、出力短絡時に本実施の形態のサージ電圧抑制動作を行なうことにより小型で簡略化な回路を用いて出力短絡時のサージ電圧を抑制することができる。

このように、本実施の形態では、スイッチング素子にワイドバンドギャップ素子を用い、駆動回路５−ｉは、ターンオフ時に、スイッチング素子を非線形領域Ａ２内で動作させるようゲート電圧を変化させるようにした。そのため、小型で簡略化な回路を用いてサージ電圧を抑制することができる。

実施の形態２．
図４は、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態２の構成例を示す図である。本実施の形態の電力変換装置は、実施の形態１の電力変換装置に、スナバコンデンサの代わりにスナバ回路として用いるスイッチング素子であるスナバ素子８と、スナバ素子８を駆動する駆動回路９と、を追加し、トランジスタ６−ｉ（ｉ＝１，２，…６）の代わりにＳｉ半導体トランジスタ７−ｉを備える以外は、実施の形態１の電力変換装置と同様である。実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態１と同一の符号を付して説明を省略する。

本実施の形態では、通常のインバータ回路ではスナバコンデンサが接続される箇所に、ワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子であるスナバ素子８を設置する。なお、本実施の形態では、スナバ素子８をＳｉｃ ＭＯＳＦＥＴとするが、これに限らず他のワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。また、本実施の形態では、Ｓｉ半導体スイッチング素子７−ｉとして、Ｓｉ ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いる。Ｓｉ半導体スイッチング素子７−ｉとしては、Ｓｉ ＩＧＢＴにこれに限らず、他のＳｉ半導体を用いてもよい。なお、本実施の形態では、スナバ素子８をトランジスタ６−ｉと並列に接続するようにしたが、スナバ素子８をトランジスタ６−ｉと直列に接続するようにしてもよい。

図５は、本実施の形態のサージ電圧抑制方法の一例を示すタイミングチャート図である。図５の１段目は、図２の上段と同様の指令信号を示している。図５の２段目は、駆動回路５−ｉによってＳｉ半導体トランジスタ７−ｉに印加されるゲート電圧Ｖｇを示している。図５の３段目は、スナバ素子８が駆動回路９によって印加されるゲート電圧Ｖｃｇを示している。図５の４段目は、Ｓｉ半導体トランジスタ７−ｉのドレイン・ソース間電圧（ドレイン電圧）Ｖｄを示す。

時刻ｔ１以前に指令信号によりオン状態が指示されている間は、駆動回路５−ｉはＶｇ＝５Ｖのゲート電圧をＳｉ半導体トランジスタ７−ｉに印加している。一方、駆動回路９は、制御装置１からの指令信号がオン状態の間は、スナバ素子８のゲート電圧Ｖｄｇを０Ｖとしている。時刻ｔ１で指令信号がオンからオフに移行すると、駆動回路５−ｉは、従来の一般的な電力変換装置と同様に、Ｓｉ半導体トランジスタ７−ｉのゲート電圧Ｖｇを０Ｖとする。

駆動回路９は、時刻ｔ１で指令信号がオンからオフに移行すると、スナバ素子８のゲート電圧Ｖｃｇを、スナバ素子８が非直線領域で動作するよう制御することにより、スナバ素子８自身の損失により、Ｓｉ半導体トランジスタ７−１〜７−６に発生するサージ電圧を抑制する。具体的には、例えば、図５に示すように、ゲート電圧Ｖｄｇを徐々に所定の値まで増加させその後所定の期間その電圧を保ち、その後０Ｖまで徐々に減少させる。その際、ゲート電圧ＶｃｇのＯＮ時間（Ｖｃｇが０Ｖでない時間）はスイッチング素子のキャリア周波数と同程度の時間（たとえば１０μｓ〜４００μｓ程度）内であることが望ましい。以上述べた以外の本実施の形態の動作は、実施の形態１と同様である。

以上のように、本実施の形態では、スナバ素子８をスナバコンデンサの代わりに用いて、Ｓｉ半導体トランジスタ７−１〜６のターンオフ時にスナバ素子８が非線形領域内で動作するよう所定のプロファイルでゲート電圧Ｖｃｇを印加し、スナバ素子８自身の損失により、Ｓｉ半導体トランジスタ７−１〜６に発生するサージ電圧を抑制するようにした。スナバ素子８の損失が増加すると、スナバ素子８は高温になるが、本実施の形態では、スナバ素子８としてワイドバンドギャップ半導体を用いており、動作温度の最大値は１５０℃以上であり動作可能な温度範囲が広いため、高温の環境に対応することができる。そのため、小型で簡略化な回路を用いてサージ電圧を抑制することができる。

実施の形態３．
図６は、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態３の構成例を示す図である。本実施の形態の電力変換装置は電源回生コンバータ装置であり、モータ（図６ではＭと略している）１３が発生する誘導逆起電力（回生エネルギー）を、モータ１３を可変速制御するインバータ装置１２経由で三相交流電源１０に回生する装置である。なお、本実施の形態では、三相負荷の一例としてモータ１３を用いる例を示したが、モータ１３の代わりに他の三相負荷であってもよい。

インバータ装置１２内の図示しない母線間に、モータの減速動作時に生ずる誘導起電力が蓄積される平滑コンデンサが接続されている。本実施の形態の電力変換装置（電源回生コンバータ）は、制御装置１４により制御され、６つのスイッチング素子と、スイッチング素子をそれぞれ駆動する駆動回路５−１〜５−６と、スナバコンデンサ１１と、で構成される。実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態１と同一の符号を付して説明を省略する。

スイッチング素子は、回生トランジスタ１５−ｉ（ｉ＝１，２，…６）と、ダイオード４−ｉと、で構成される。回生トランジスタ１５−ｉとしては、実施の形態１のトランジスタ６−ｉと同様に、ワイドバンドギャップ半導体を用い、本実施の形態では、Ｓｉ ＭＯＳＦＥＴを用いるとする。なお、回生トランジスタ１５−ｉは、Ｓｉ ＭＯＳＦＥＴに限らず、ワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子であればどのような素子を用いてもよい。回生トランジスタ１５−ｉには、ダイオード４−ｉが逆並列に接続されている。

スナバコンデンサ１１は、例えばフィルムコンデンサを採用することができるが、これに限定されない。スナバコンデンサ１１は、回生トランジスタ１５−１〜１５−６と並列に接続されている。上アーム側の回生トランジスタ１５−１〜１５−３と下アーム側の回生トランジスタ１５−４〜１５−６との各直列接続端が回生出力端であり、それぞれ交流電源端子に接続されている。

電流検出器１６−１〜１６−３は、それぞれスイッチング回路の上述の３つの回生出力端と三相交流電源１０の端子との接続ラインに配置され、各相電流の大きさと方向とを検出する。制御部１４は、回生動作時に、図示しない位相検出器が検出した三相交流電源１０の各相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の位相関係に基づき、回生トランジスタ１５−１〜１５−６のオン・オフ動作タイミングを決定する。制御部１４は、決定した回生トランジスタ１５−１〜１５−６のオン・オフ動作タイミングを、駆動回路５−１〜５−６に対して回生動作制御を指示する指令信号として出力する。駆動回路５−ｉは、指令信号に基づいて回生トランジスタ１５−ｉを指定されたタイミングで動作させるゲート信号を生成し、回生トランジスタ１５−ｉのゲート端子に印加する。本実施の形態では、回生トランジスタ１５−ｉが、実施の形態１のトランジスタ６−ｉと同様に、自身の損失を用いてサージ電圧を抑制する。

図７は、本実施の形態のサージ電圧抑制方法の一例を示すタイミングチャート図である。図７の上段は、制御装置１４が出力する指令信号を示し、図７の中段は、駆動回路５−ｉが回生トランジスタ１５−ｉに印加するゲート電圧Ｖｇを示し、図７の下段は、回生トランジスタ１５−ｉのドレイン電圧Ｖｄを示している。

駆動回路５−ｉは、実施の形態１と同様に、指令信号がオンの状態では、ゲート電圧Ｖｇを５Ｖとし、指令信号がオフに移行すると、ゲート電圧Ｖｇを徐々に降下させる。この際にゲート電圧Ｖｇを降下させるプロファイルは実施の形態１と同様であり、回生トランジスタ１５−ｉが非直線領域２内で変化するようゲート電圧Ｖｇを降下させる。なお、オン状態のゲート電圧Ｖｇは、実施の形態１と同様５Ｖに限らない。また、実施の形態１と同様に、なお、ゲート電圧を降下させる際には、スイッチング素子のキャリア周波数と同程度の時間（たとえば１０μｓ〜４００μｓ程度）内で５Ｖから０Ｖまで下げるのが望ましい。以上述べた以外の本実施の形態の動作は、実施の形態１と同様である。

このように、本実施の形態では、電源回生コンバータとして機能する電力変換装置において、回生トランジスタ１５−ｉにワイドバンドギャップ素子を用い、駆動回路５−ｉは、ターンオフ時に、回生トランジスタ１５−ｉを非線形領域内で動作させるようゲート電圧を変化させるようにした。そのため、小型で簡略化な回路を用いてサージ電圧を抑制することができる。

実施の形態４．
図８は、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態４の構成例を示す図である。本実施の形態の電力変換装置は、実施の形態３の電力変換装置に、スナバコンデンサの代わりに配置するスイッチング素子であるスナバ素子１８と、駆動回路１９と、を追加し、回生トランジスタ１５−１〜１５−６の代わりに回生トランジスタ１７−１〜１７−６を備える以外は実施の形態３の電力変換装置と同様である。実施の形態３と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態３と同一の符号を付して説明を省略する。

本実施の形態では、従来の一般的な電源回生コンバータではスナバコンデンサが接続される箇所に、ワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子であるスナバ素子１８を配置する。本実施の形態では、スナバ素子１８をＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴとするが、これに限らずどのようなワイドバンドギャップ半導体を用いてもよい。また、本実施の形態では、回生トランジスタ１７−１〜１７−６として、Ｓｉ ＩＧＢＴを用いる。回生トランジスタ１７−１〜１７−６としては、Ｓｉ ＩＧＢＴにこれに限らず、他のＳｉ半導体を用いてもよい。本実施の形態では、スナバ素子１８が、実施の形態２のスナバ素子８と同様に自身の損失により、回生トランジスタ１７−１〜１７−６に対するサージ電圧を抑制する。

図９は、本実施の形態のサージ電圧抑制方法の一例を示すタイミングチャート図である。図９の１段目は、制御装置１４が出力する指令信号を示している。図９の２段目は、駆動回路５−ｉによって回生トランジスタ１７−ｉに印加されるゲート電圧Ｖｇを示している。図９の３段目は、スナバ素子１８が駆動回路１９によって印加されるゲート電圧Ｖｃｇを示している。図９の４段目は、回生トランジスタ１７−ｉのドレイン・ソース間電圧（ドレイン電圧）Ｖｄを示す。

本実施の形態では、実施の形態２と同様に、時刻ｔ１以前に指令信号によりオン状態が指示されている間は、駆動回路５−ｉはＶｇ＝５Ｖのゲート電圧を回生トランジスタ１７−ｉに印加している。一方、駆動回路１９は、制御装置１４からの指令信号がオン状態の間は、スナバ素子１８のゲート電圧Ｖｄｇを０Ｖとしている。時刻ｔ１で指令信号がオンからオフに移行すると、駆動回路５−ｉは、従来の一般的な電力変換装置と同様に、回生トランジスタ１７−ｉのゲート電圧Ｖｇを０Ｖとする。

駆動回路１９は、時刻ｔ１で指令信号がオンからオフに移行すると、スナバ素子１８のゲート電圧Ｖｃｇを、スナバ素子１８が非直線領域で動作するよう制御することにより、スナバ素子１８自身の損失により、回生トランジスタ１７−１〜１７−６に発生するサージ電圧を抑制する。具体的には、例えば、図９に示すように、ゲート電圧Ｖｄｇを徐々に所定の値まで増加させその後所定の期間その電圧を保ち、その後０Ｖまで徐々に減少させる。その際、ゲート電圧ＶｃｇのＯＮ時間（Ｖｃｇが０Ｖでない時間）は回生トランジスタ１７−１〜１７−６のキャリア周波数と同程度の時間（たとえば１０μｓ〜４００μｓ程度）内であることが望ましい。以上述べた以外の本実施の形態の動作は、実施の形態３と同様である。

このように、本実施の形態では、電源回生コンバータとして機能する電力変換装置において、スナバ素子１８をスナバコンデンサの代わりに用いて、回生トランジスタ１７−１〜１７−６のターンオフ時にスナバ素子１８が非線形領域内で動作するよう所定のプロファイルでゲート電圧Ｖｃｇを印加し、スナバ素子１８自身の損失により、回生トランジスタ１７−１〜１７−６に発生するサージ電圧を抑制するようにした。そのため、小型で簡略化な回路を用いてサージ電圧を抑制することができる。

以上のように、本発明にかかる電力変換装置およびサージ電圧抑制方法は、直流を三相交流に変換する電力変換装置やモータ等にインバータ回路や三相負荷による誘導逆起電力を三相交流電源に回生する電力変換装置に有用であり、特に、回路の小型、簡略化を図る電力変換装置に適している。

１，１４ 制御装置
２ 直流電源
３ 平滑コンデンサ
４−１〜４−６ ダイオード
５−１〜５−６，９，１９ 駆動回路
６−１〜６−６ トランジスタ
７−１〜７−６ Ｓｉ半導体トランジスタ
８，１８ スナバ素子
１０ 三相交流電源
１１ スナバコンデンサ
１２ インバータ装置
１３ モータ（Ｍ）
１５−１〜１５−６，１７−１〜１７−６ 回生トランジスタ
１６−１〜１６−３ 電流検出器
２０ 負荷

Claims (10)

1. ワイドバンドギャップ半導体を用いた電圧駆動型のワイドバンドギャップスイッチング素子と、
   前記ワイドバンドギャップスイッチング素子のターンオフ時に、前記ワイドバンドギャップスイッチング素子を駆動するための電圧を、前記ワイドバンドギャップスイッチング素子を非直線領域で動作させるよう定めた電圧プロファイルに基づいて制御する駆動回路と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記電力変換装置は、直流電源から供給された直流電力を交流電力に変換するインバータ装置であり、
   前記ワイドバンドギャップスイッチング素子を、自身のオンオフ動作により直流電力を交流電力に変換するスイッチング素子とする、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電力変換装置は、負荷から供給される回生エネルギーを交流電源に回生する回生コンバータ装置であり、
   前記ワイドバンドギャップスイッチング素子を、自身のオンオフ動作により回生エネルギーを交流電源に回生するスイッチング素子とする、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記電力変換装置は、直流電源から供給された直流電力を交流電力に変換するインバータ装置であり、
   前記ワイドバンドギャップスイッチング素子は、直流電力を交流電力に変換するスイッチング素子を保護対象スイッチング素子とし、前記保護対象スイッチング素子を過電流から保護するスナバ回路として機能する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記電力変換装置は、負荷から供給される回生エネルギーを交流電源に回生する回生コンバータ装置であり、
   前記ワイドバンドギャップスイッチング素子は、回生エネルギーを交流電源に回生するスイッチング素子を保護対象スイッチング素子とし、前記保護対象スイッチング素子を過電流から保護するスナバ回路として機能する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
6. 前記スナバ回路として機能する前記ワイドバンドギャップスイッチング素子は、前記保護対象スイッチング素子と並列に接続する、
   ことを特徴とする請求項４または５に記載の電力変換装置。
7. 前記ワイドバンドギャップスイッチング素子をユニポーラ型とする、
   ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１つに記載の電力変換装置。
8. 前記ターンオフ時として、出力短絡によるターンオフ時を含む、
   ことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１つに記載の電力変換装置。
9. 前記ワイドバンドギャップ半導体を、シリコンカーバイドとする、
   ことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１つに記載の電力変換装置。
10. 電力変換装置におけるサージ電圧抑制方法であって、
    スイッチング素子のターンオフ時に前記ワイドバンドギャップスイッチング素子を駆動するための電圧プロファイルを、前記電圧プロファイルに基づく駆動時に前記ワイドバンドギャップスイッチング素子を非直線領域で動作させるよう定めるプロファイル決定ステップと、
    前記ワイドバンドギャップスイッチング素子のターンオフ時に、前記電圧プロファイルに基づいて前記ワイドバンドギャップスイッチング素子を駆動するための電圧を制御する駆動ステップと、
    を含み、
    前記ワイドバンドギャップスイッチング素子を、ワイドバンドギャップ半導体を用いた電圧駆動型のスイッチング素子とする、
    ことを特徴とするサージ電圧抑制方法。

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