KR101454526B1 - 전력 변환 장치 및 서지 전압 억제 방법 - Google Patents

Abstract

직류 전원(2)으로부터 공급된 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 전력 변환 장치로서, 와이드 밴드 갭 반도체를 이용한 전압 구동형의 트랜지스터(6－i)(i〓1, 2,ㆍㆍㆍ, 6)와, 다이오드(4－i)로 구성되는 6개의 스위칭 소자와, 스위칭 소자의 턴 오프 시에, 트랜지스터(6－i)를 구동하기 위한 전압을, 트랜지스터(6－i)를 비직선 영역에서 동작시키도록 정한 소정의 전압 프로파일에 기초하여 제어하는 구동 회로(5－i)를 구비한다.

Description

전력 변환 장치 및 서지 전압 억제 방법{ELECTRIC POWER CONVERSION DEVICE AND SURGE VOLTAGE REDUCTION METHOD}

본 발명은 전력 변환 장치 및 서지(surge) 전압 억제 방법에 관한 것이다.

서보 회로나 인버터 회로 등에 있어서의 스위칭 소자에는 전류를 강제적으로 턴 오프할 때에, 가파르게 상승하기 시작하는 전압이 인가된다. 이 때문에 턴 오프 시의 전력 손실이 크고, 또한 이 손실이 국부(局部)에 집중되기 때문에, 스위칭 소자 자체가 파손될 우려가 있다. 특히 스위칭 소자까지의 DC(DirectCurrent：직류) 급전(給電)의 배선이 긴 경우는, 배선의 유도 리액턴스가 커지기 때문에, 턴 오프 시의 서지 전압이 높아진다.

일반적으로는 스너버(snubber) 컨덴서 등의 스너버 회로를 이용하여 이 서지 전압으로부터 스위칭 소자를 보호하고 있다. 스너버 컨덴서는 스위칭 소자에 병렬로 접속된다. 그리고 스위칭 소자의 턴 오프 시에, 스위칭 소자로부터의 전류가 스너버 컨덴서를 충전하는 것에 의해, 상술한 서지 전압을 억제한다. 또, 이 스너버 컨덴서에 직렬로 저항을 접속하는 것에 의해 전압의 진동을 억제하는 경우도 있다.

또, 스너버 컨덴서를 이용하지 않고 서지 전압으로부터 소자를 보호하기 위한 종래 기술로서, 예를 들어 하기 특허 문헌 1에는 정격(定格)을 넘는 과전류(서지 전류)가 흐른 경우에, 게이트 전압을 상승시키는 것에 의해, 과전류에 의한 소자 파괴를 방지하는 기술이 개시되어 있다.

또, 하기 특허 문헌 2에는 스너버 회로에 이용하는 다이오드를 와이드 밴드 갭(wide band gap)형(SiC)으로 하고, 다이오드를 상온 동작 시 20 ~ 30배의 전류 밀도로 동작시키는 것에 의해, 온(ON) 저항을 높게 하여 스너버 회로의 저항을 대신하는 기술이 개시되어 있다.

선행 기술 문헌

특허 문헌

특허 문헌 1 : 일본 특개 2009－55200호 공보

특허 문헌 2 : 국제 공개 제2006／003936호

그렇지만, 상기 종래의 스너버 컨덴서를 이용하여 서지 전압을 억제하는 기술에 의하면, 대용량 인버터의 경우, 개개의 트랜지스터에 스너버 컨덴서를 접속할 필요가 있고, 또 스너버 컨덴서도 대용량화할 필요가 있다. 이 때문에, 회로가 대형화되고, 복잡화된다고 하는 문제가 있다. 특히 인버터 출력 단락(短絡) 시의 단락 전류에 대응하려고 하면, 스너버 컨덴서의 대형화가 현저하게 된다.

또, 상기 특허 문헌 1에 기재된 기술에 의하면, 게이트 전압을 상승시키는 것에 의해, 과전류에 의한 소자 파괴를 방지한다. 이 때문에, 턴 오프 시(게이트 전압 강하 시)의 서지 전압을 저감시킬 수 없다고 하는 문제가 있다.

또, 상기 특허 문헌 2에 기재된 기술은 스너버 회로의 저항 대신 다이오드에서 실시하는 기술이다. 이 때문에, 스너버 컨덴서의 대용량화를 막는 대책은 나타나 있지 않는다는 문제가 있다.

본 발명은 상기에 감안하여 이루어진 것으로서, 소형이고 간략화한 회로를 이용하여 서지 전압을 억제할 수 있는 전력 변환 장치 및 서지 전압 억제 방법을 얻는 것을 목적으로 한다.

상술한 과제를 해결하고, 목적을 달성하기 위해서, 본 발명은 와이드 밴드 갭 반도체를 이용한 전압 구동형의 스위칭 소자와, 상기 와이드 밴드 갭 스위칭 소자의 턴 오프 시에, 상기 와이드 밴드 갭 스위칭 소자를 구동하기 위한 전압을, 상기 와이드 밴드 갭 스위칭 소자를 비직선 영역에서 동작시키도록 정한 전압 프로파일(profile)에 기초하여 제어하는 구동 회로를 구비하는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따른 전력 변환 장치 및 서지 전압 억제 방법은 소형이고 간략화한 회로를 이용하여 서지 전압을 억제할 수 있다고 하는 효과를 달성한다.

도 1은 실시 형태 1의 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 2는 실시 형태 1의 서지 전압 억제 방법의 일례를 나타내는 타이밍차트도이다.
도 3은 스위칭 소자의 드레인ㆍ소스간 전압과 드레인 전류 관계의 일례를 나타내는 도면이다.
도 4는 실시 형태 2의 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 5는 실시 형태 2의 서지 전압 억제 방법의 일례를 나타내는 타이밍차트도이다.
도 6은 실시 형태 3의 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 7은 실시 형태 3의 서지 전압 억제 방법의 일례를 나타내는 타이밍차트도이다.
도 8은 실시 형태 4의 전력 변환 장치의 구성예를 나타내는 도면이다.
도 9는 실시 형태 4의 서지 전압 억제 방법의 일례를 나타내는 타이밍차트도이다.

이하에, 본 발명에 따른 전력 변환 장치 및 서지 전압 억제 방법의 실시 형태를 도면에 기초하여 상세 설명한다. 또한 이 실시 형태에 의해 본 발명되는 것은 아니다.

실시 형태 1.

도 1은 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 실시 형태 1의 구성예를 나타내는 도면이다. 본 실시 형태의 전력 변환 장치는 평활 컨덴서(3)와 인버터 회로를 구비하는 인버터 장치이다. 이 인버터 회로는 제어 장치(1)에 제어되고, 직류 전원(2)으로부터 입력된 직류를 3상 교류로 변환하고, 모터 등인 부하(20)에 공급한다. 또한 직류 전원(2)은 예를 들어 상용 교류 전원 등의 교류 전원을 정류(整流)하는 컨버터 회로 등에 의해 구성할 수 있다.

평활 컨덴서(3)는 직류 전원(2)의 전압을 평활화하는 컨덴서이다. 이 평활 컨덴서(3)에는 예를 들어, 전해 컨덴서를 채용할 수 있다. 인버터 회로는 6개 전압 구동형의 스위칭 소자와, 이 스위칭 소자를 구동하기 위한 구동 회로(5－1 ~ 5－6)로 구성된다. 이러한 스위칭 소자는 와이드 밴드 갭 반도체를 이용한 스위칭 소자이고, 본 실시 형태에서는 일례로서, SiC(실리콘 카바이드(silicon carbide)) MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)을 이용하는 것으로 한다. 또한 SiC MOSFET에 한정하지 않으며, GaN(질화 갈륨) MOSFET, 다이아몬드 MOSFET 등의 다른 와이드 밴드 갭 반도체를 이용해도 좋다.

또한 종래, 스위칭 소자로서 일반적으로 이용되는 Si(실리콘) 반도체의 동작 온도는 150℃가 최대이지만, 와이드 밴드 갭 반도체의 동작 온도의 최대값은 Si 반도체보다 높다. 이 때문에, 본 실시 형태와 같이 와이드 밴드 갭 반도체를 이용한 스위칭 소자의 동작 온도의 최대값은 150℃ 이상으로 되고, 본 실시 형태의 스위칭 소자는 종래의 스위칭 소자에 비해, 동작 가능한 상한 온도가 높아져서 고온 환경 하에서의 동작에 적합하다.

각 스위칭 소자는 상세하게, 다이오드(4－i)(i〓1, 2,ㆍㆍㆍ6)와, 트랜지스터(SiC MOSFET; 6－i)를 구비한다. 구동 회로(5－i)는 제어 장치(1)로부터의 지시에 기초하여 트랜지스터(6－i)의 게이트 전위를 제어하여, 자신이 접속하는 스위칭 소자의 온과 오프를 전환한다.

각 스위칭 소자의 턴 오프 시(온 상태로부터 오프 상태로 이행할 때까지의 시간)에, 서지 전압이 스위칭 소자에 가해진다. 이 때문에 턴 오프 시의 전력 손실이 크고, 또한 그것이 국부에 집중되기 때문에, 스위칭 소자 자체가 파손될 우려가 있다. Si 반도체의 스위칭 소자를 이용한 종래의 인버터 회로에서는 일반적으로 이 서지 전압을 스너버 컨덴서에 의해 억제한다. 특히 모선 등의 직류 전원 회로가 길 때에 서지 전압은 높아져서, 스너버 컨덴서의 대용량화가 요구된다. 본 실시 형태에서는 회로의 소형화, 간략화를 위해서, 대용량의 스너버 컨덴서를 이용하지 않고, 턴 오프 시의 게이트 전압을 제어하여 스위칭 소자를 비선형 영역에서 동작시키는 것에 의해 서지 전압을 억압한다.

도 2는 본 실시 형태의 서지 전압 억제 방법의 일례를 나타내는 타이밍차트도이다. 도 2의 상단에는 제어 장치(1)로부터 구동 회로(5－i)에 대해서 송신되는 스위칭 소자를 온 또는 오프로 하는 상태로 유지하기 위한 지령 신호를 나타낸다. 제어 장치(1)는 구동 회로(5－1 ~ 5－6)에 대해서, 각각 이와 같은 지령 신호를 송신하는 것에 의해, 각 스위칭 소자의 온 또는 오프를 제어한다.

도 2의 중단에는 스위칭 소자의 게이트 전압(Vg)을 나타낸다. 구동 회로(5－i)는 제어 장치(1)로부터의 지령 신호에 기초하여, 트랜지스터(6－i)의 게이트 전압(Vg)을 도 2에 나타내는 바와 같이 제어한다. 또한 여기서는 온 상태의 게이트 전압을 5V로 하는 예를 나타내고 있다. Vg〓5V의 게이트 전압에 의해, 반전층(反轉層)이 형성되어서 소스―드레인 사이가 도통하고 드레인 전류(Id)가 흘러 스위칭 소자는 온 상태로 된다. 온 상태에서, 드레인 전압(Vd)은 0V인 상태가 유지된다. 이 온 상태의 게이트 전압은 5V일 필요는 없고, 이용하는 트랜지스터에 따라서 2.5V나 3.3V 등의 적절한 값을 설정하면 좋으며, 어떠한 값으로 해도 좋다. 또, 도 2의 하단에는 드레인 전압(Vd)을 나타내고 있다.

도 2의 상단에 나타내는 바와 같이, 시각 t1에서 지령 신호는 온(ON)으로부터 오프(OFF)로 변화한다. 이것에 수반하여, 도 2의 중단에 나타내는 바와 같이, 구동 회로(5－i)는 시각 t1로부터 단계적으로 게이트 전압(Vg)을 강하시킨다.

도 3은 스위칭 소자의 드레인ㆍ소스간 전압(드레인 전압：Vd)과 드레인 전류(Id) 관계의 일례를 나타내는 도면이다. 게이트 전압(Vg)〓Vg1, Vg2, Vg3, Vg4에 대한 Vd와 Id의 관계를 4개 곡선으로 나타내고 있다. 또, 선형 영역(A1)(곡선 L1의 좌측 영역)은 드레인ㆍ소스간 전압(드레인 전압：Vd)에 대해서 드레인 전류(Id)가 거의 선형으로 변화하는 선형 영역(미포화 영역)이다. 비선형 영역(A2)(곡선 L1과 곡선 L2와 Vg1의 곡선으로 둘러싸인 영역)은 드레인 전압(Vd)에 대해서 드레인 전류(Id)가 비선형으로 변화하는 비선형 영역(포화 영역)이다. 또 차단 영역(A3)(Vg1 곡선의 하측)은 드레인 전류(Id)가 흐르지 않는 차단 영역이다.

종래의 일반적인 전력 변환 장치에서는 지령 신호가 온으로부터 오프로 된 경우, 게이트 전압(Vg)을 5V로부터 0V로 한 번에 변화시킨다. 게이트 전압이 0V로 되는 것에 의해, 드레인 전류가 감소하고, 또 드레인 전압이 인가되어 소스―드레인 사이가 도통하지 않는 오프 상태로 된다. 그리고 그 후 0V인 동안은 차단 영역(A3)에서 동작하기 때문에, 다시 Vg〓5V가 인가될 때까지는 오프 상태가 계속된다. 종래의 일반적인 전력 변환 장치에서는 온 상태에서 드레인 전압이 0이고, 종래의 일반적인 전력 변환 장치에서는 턴 오프 시에 선형 영역(A1)과 차단 영역(A3)을 이용하고 있게 된다. 한편, 게이트 전압이 0V로 되면, 스위칭 소자는 오프 상태로 되지만, 회로 내부에 축적하고 있던 에너지에 의해 스위칭 소자에 서지 전압이 생겨서, 드레인 전압이 급격하게 상승한다.

본 실시 형태에서는 이와 같은 서지 전압을 억제하기 위해, 구동 회로(5－i)는 지령 신호가 온으로부터 오프로 변화하면, 스위칭 소자를 비선형 영역(A2) 내의 서지 억압시 이용 영역(A4)에서 동작시키도록, 게이트 전압(Vg)을 서서히 저하시킨다. 도 2의 예에서는 게이트 전압(Vg)을 3 단계(예를 들어, 3.3V, 1.7V, 0V)로 강하시키고 있다. 즉, 우선 게이트 전압(Vg)을 5V로부터 0V ~ 5V 사이의 전압으로 강하시키고, 이에 따라서 드레인 전압이 상승한 결과, 서지 억압시 이용 영역(A4)의 상태가 될 때까지 그 게이트 전압을 유지하고, 그 후 추가로 동일한 형태로 서지 억압시 이용 영역(A4) 내에서 게이트 전압을 강하시키는 것을 반복하여, 최종적으로 게이트 전압(Vg)을 0V로 한다.

비선형 영역(A2)은 스위칭 소자의 사양 등에 의해 미리 파악할 수 있다. 스위칭 소자를 비선형 영역(A2)에서 동작시킬 때 게이트 전압의 프로파일(게이트 전압을 어떠한 속도로 강하시키면 좋은지)에 대해서는 예를 들어, 시험이나 해석 등에 의해 구해 두면 좋다. 구체적으로는 예를 들어, 복수 게이트 전압의 프로파일을 준비해 두고, 그 프로파일 중에서, 가장 급격하게 게이트 전압을 강하시키는 것에서부터 순서대로(강하 속도순), 그 프로파일을 이용한 경우에 스위칭 소자가 비선형 영역(A2)에서 동작하는지의 여부를 해석 또는 시험에 의해 검토하여, 비선형 영역(A2)에서 동작하는 가장 강하 속도가 빠른 프로파일을 채용한다. 또한 게이트 전압을 강하시킬 때, 스위칭 소자의 캐리어 주파수와 동일한 정도의 시간(예를 들어 10㎲ ~ 400㎲ 정도) 내에서 5V로부터 0V까지 내리는 것이 바람직하다.

또한 서지 억압시 이용 영역(A4)은 일례이고, 서지 전압을 억압하면서 턴 오프하기 위해서 이용하는 영역은 비선형 영역(A2) 내이면, 서지 억압시 이용 영역(A4)에 한정하지 않으며 어느 영역을 이용해도 좋다.

또한 트랜지스터(6－1 ~ 6－6)는 상술한 바와 같이 와이드 밴드 갭 반도체이면 좋지만, 유니폴라(unipolar)형이 바이폴라(bipolar)형보다 비선형 영역에서의 제어가 용이해지기 때문에, 유니폴라형을 이용하는 것이 보다 회로를 간략화할 수 있다.

이상과 같이, 본 실시 형태에서는 스위칭 소자를 비선형 영역(A2) 내에서 동작시키는 것에 의해, 턴 오프 시에 발생하는 서지 전압을 스위칭 소자 자체의 손실을 이용하는 것에 의해 억제한다. 스위칭 소자의 손실이 증가하면, 스위칭 소자는 고온으로 되지만, 본 실시 형태에서는 와이드 밴드 갭 반도체를 이용하고 있고, 동작 온도의 최대값은 150℃ 이상이고 동작 가능한 온도 범위가 넓기 때문에, 이와 같은 억제 방법을 적용할 수 있다.

또, 인버터 회로의 출력 단락 시에는 과대한 서지 전압이 발생한다. 이 과대한 서지 전압에 대응하기 위해서 스너버 컨덴서를 구비하면, 대용량의 스너버 컨덴서가 필요하다. 이것에 대해, 본 실시 형태에서는 출력 단락 시에 본 실시 형태의 서지 전압 억제 동작을 행하는 것에 의해 소형이고 간략화한 회로를 이용하여 출력 단락 시의 서지 전압을 억제할 수 있다.

이와 같이, 본 실시 형태에서, 스위칭 소자에 와이드 밴드 갭 반도체를 이용하여, 구동 회로(5－i)는 턴 오프 시에, 스위칭 소자를 비선형 영역(A2) 내에서 동작시키도록 게이트 전압을 변화시키도록 했다. 이 때문에, 소형이고 간략화한 회로를 이용하여 서지 전압을 억제할 수 있다.

실시 형태 2.

도 4는 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 실시 형태 2의 구성예를 나타내는 도면이다. 본 실시 형태의 전력 변환 장치는 실시 형태 1의 전력 변환 장치에, 스너버 컨덴서 대신에 스너버 회로로서 이용하는 스위칭 소자인 스너버 소자(8)와, 스너버 소자(8)를 구동하는 구동 회로(9)를 추가하고, 트랜지스터(6－i)(i〓1, 2,ㆍㆍㆍ6) 대신에 Si 반도체 트랜지스터(7－i)를 구비하는 것 외에는 실시 형태 1의 전력 변환 장치와 동일하다. 실시 형태 1과 동일한 기능을 가지는 구성 요소는 실시 형태 1과 동일한 부호를 부여하고 설명을 생략한다.

본 실시 형태에서, 통상의 인버터 회로에서는 스너버 컨덴서가 접속되는 개소(箇所)에, 와이드 밴드 갭 반도체를 이용한 스위칭 소자인 스너버 소자(8)를 설치한다. 또한 본 실시 형태에서는 스너버 소자(8)를 SiC MOSFET으로 하지만, 이것에 한정하지 않으며, 다른 와이드 밴드 갭 반도체를 이용해도 좋다. 또, 본 실시 형태에서는 Si 반도체 스위칭 소자(7－i)로서, Si IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)를 이용한다. Si 반도체 스위칭 소자(7－i)로서는 Si IGBT에 이것에 한정하지 않으며, 다른 Si 반도체를 이용해도 좋다. 또한 본 실시 형태에서는 스너버 소자(8)를 트랜지스터(6－i)와 병렬로 접속하도록 했지만, 스너버 소자(8)를 트랜지스터(6－i)와 직렬로 접속하도록 해도 좋다.

도 5는 본 실시 형태의 서지 전압 억제 방법의 일례를 나타내는 타이밍차트도이다. 도 5의 1단째는 도 2의 상단과 동일한 지령 신호를 나타내고 있다. 도 5의 2단째는 구동 회로(5－i)에 의해 Si 반도체 트랜지스터(7－i)에 인가되는 게이트 전압(Vg)을 나타내고 있다. 도 5의 3단째는 스너버 소자(8)가 구동 회로(9)에 의해 인가되는 게이트 전압(Vcg)을 나타내고 있다. 도 5의 4단째는 Si 반도체 트랜지스터(7－i)의 드레인ㆍ소스간 전압(드레인 전압; Vd)을 나타낸다.

시각 t1 이전에 지령 신호에 의해 온 상태가 지시되고 있는 동안에, 구동 회로(5－i)는 Vg〓5V의 게이트 전압을 Si 반도체 트랜지스터(7－i)에 인가하고 있다. 한편, 구동 회로(9)는 제어 장치(1)로부터의 지령 신호가 온 상태인 동안에, 스너버 소자(8)의 게이트 전압(Vcg)을 0V로 하고 있다. 시각 t1에서 지령 신호가 온으로부터 오프로 이행하면, 구동 회로(5－i)는 종래의 일반적인 전력 변환 장치와 동일하게, Si 반도체 트랜지스터(7－i)의 게이트 전압(Vg)을 0V로 한다.

구동 회로(9)는 시각 t1에서 지령 신호가 온으로부터 오프로 이행하면, 스너버 소자(8)의 게이트 전압(Vcg)을, 스너버 소자(8)가 비직선 영역에서 동작하도록 제어하는 것에 의해, 스너버 소자(8) 자신의 손실에 의해, Si 반도체 트랜지스터(7－1 ~ 7－6)에 발생하는 서지 전압을 억제한다. 구체적으로는 예를 들어 도 5에 나타내는 바와 같이, 게이트 전압(Vcg)을 서서히 소정의 값까지 증가시킨 후 소정의 기간 그 전압을 유지하고, 그 다음 0V까지 서서히 감소시킨다. 그 때, 게이트 전압(Vcg)의 온 시간(Vcg가 0V가 아닌 시간)은 스위칭 소자의 캐리어 주파수와 동일한 정도의 시간(예를 들어 10㎲ ~ 400㎲ 정도) 내인 것이 바람직하다. 이상 상술한 이외의 본 실시 형태의 동작은 실시 형태 1과 동일하다.

이상과 같이, 본 실시 형태에서는 스너버 소자(8)를 스너버 컨덴서 대신에 이용하여, Si 반도체 트랜지스터(7－1 ~ 6)의 턴 오프 시에 스너버 소자(8)가 비선형 영역 내에서 동작하도록 소정의 프로파일로 게이트 전압(Vcg)을 인가하고, 스너버 소자(8) 자신의 손실에 의해, Si 반도체 트랜지스터(7－1 ~ 6)에 발생하는 서지 전압을 억제하도록 했다. 스너버 소자(8)의 손실이 증가하면, 스너버 소자(8)는 고온으로 되지만, 본 실시 형태에서는 스너버 소자(8)로서 와이드 밴드 갭 반도체를 이용하고 있고, 동작 온도의 최대값은 150℃ 이상인 동작 가능한 온도 범위가 넓기 때문에, 고온의 환경에 대응할 수 있다. 이 때문에, 소형이고 간략화한 회로를 이용하여 서지 전압을 억제할 수 있다.

실시 형태 3.

도 6은 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 실시 형태 3의 구성예를 나타내는 도면이다. 본 실시 형태의 전력 변환 장치는 전원 회생(回生) 컨버터 장치이고, 모터(도 6에서는 M으로 간략하고 있음; 13)가 발생하는 유도 역기전력(회생 에너지)을, 모터(13)를 가변속 제어하는 인버터 장치(12) 경유로 3상 교류 전원(10)에 회생하는 장치이다. 또한 본 실시 형태에서는 3상 부하의 일례로서 모터(13)를 이용하는 예를 나타냈지만, 모터(13) 대신에 다른 3상 부하이어도 좋다.

인버터 장치(12) 내의 도시하지 않은 모선 사이에, 모터의 감속 동작 시에 발생하는 유도 기전력이 축적되는 평활 컨덴서가 접속되어 있다. 본 실시 형태의 전력 변환 장치(전원 회생 컨버터)는 제어 장치(14)에 의해 제어되고, 6개의 스위칭 소자와, 스위칭 소자를 각각 구동하는 구동 회로(5－1 ~ 5－6)와, 스너버 컨덴서(11)로 구성된다. 실시 형태 1과 동일한 기능을 가지는 구성 요소는 실시 형태 1과 동일한 부호를 부여하고 설명을 생략한다.

스위칭 소자는 회생 트랜지스터(15－i)(i〓1, 2,ㆍㆍㆍ6)와, 다이오드(4－i)로 구성된다. 회생 트랜지스터(15－i)로서는 실시 형태 1의 트랜지스터(6－i)와 마찬가지로, 와이드 밴드 갭 반도체를 이용하고, 본 실시 형태에서는 Si MOSFET을 이용하는 것으로 한다. 또한 회생 트랜지스터(15－i)는 Si MOSFET에 한정하지 않으며, 와이드 밴드 갭 반도체를 이용한 스위칭 소자이면 어떠한 소자를 이용해도 좋다. 회생 트랜지스터(15－i)에는 다이오드(4－i)가 역병렬로 접속되어 있다.

스너버 컨덴서(11)는 예를 들어 필름 컨덴서를 채용할 수 있지만, 이것에 한정되지 않는다. 스너버 컨덴서(11)는 회생 트랜지스터(15－1 ~ 15－6)와 병렬로 접속되어 있다. 상암측의 회생 트랜지스터(15－1 ~ 15－3)와 하암측의 회생 트랜지스터(15－4 ~ 15－6)의 각 직렬 접속단이 회생 출력단이고, 각각 교류 전원 단자에 접속되어 있다.

전류 검출기(16－1 ~ 16－3)는 각각 스위칭 회로의 상술한 3개의 회생 출력단과 3상 교류 전원(10)의 단자와의 접속 라인에 배치되고, 각 상전류의 크기와 방향을 검출한다. 제어부(14)는 회생 동작 시에, 도시하지 않은 위상 검출기가 검출한 3상 교류 전원(10)의 각 상(R상, S상, T상)의 위상 관계에 기초하여, 회생 트랜지스터(15－1 ~ 15－6)의 온ㆍ오프 동작 타이밍을 결정한다. 제어부(14)는 결정한 회생 트랜지스터(15－1 ~ 15－6)의 온ㆍ오프 동작 타이밍을, 구동 회로(5－1 ~ 5－6)에 대해서 회생 동작 제어를 지시하는 지령 신호로서 출력한다. 구동 회로(5－i)는 지령 신호에 기초하여 회생 트랜지스터(15－i)를 지정된 타이밍에서 동작시키는 게이트 신호를 생성하고, 회생 트랜지스터(15－i)의 게이트 단자에 인가한다. 본 실시 형태에서는 회생 트랜지스터(15－i)가 실시 형태 1의 트랜지스터(6－i)와 마찬가지로, 자신의 손실을 이용하여 서지 전압을 억제한다.

도 7은 본 실시 형태의 서지 전압 억제 방법의 일례를 나타내는 타이밍차트도이다. 도 7의 상단은 제어 장치(14)가 출력하는 지령 신호를 나타내고, 도 7의 중단은 구동 회로(5－i)가 회생 트랜지스터(15－i)에 인가하는 게이트 전압(Vg)을 나타내고, 도 7의 하단은 회생 트랜지스터(15－i)의 드레인 전압(Vd)을 나타내고 있다.

구동 회로(5－i)는 실시 형태 1과 마찬가지로, 지령 신호가 온인 상태에서는 게이트 전압(Vg)을 5V로 하고, 지령 신호가 오프로 이행하면, 게이트 전압(Vg)을 서서히 강하시킨다. 이 때에 게이트 전압(Vg)을 강하시키는 프로파일은 실시 형태 1과 동일하고, 회생 트랜지스터(15－i)가 비직선 영역(A2) 내에서 변화하도록 게이트 전압(Vg)을 강하시킨다. 또한 온 상태의 게이트 전압(Vg)은 실시 형태 1과 동일하게 5V에 한정되지 않는다. 또, 실시 형태 1과 마찬가지로, 또한 게이트 전압을 강하시킬 때, 스위칭 소자의 캐리어 주파수와 동일한 정도의 시간(예를 들어 10㎲ ~ 400㎲ 정도) 내에서 5V로부터 0V까지 내리는 것이 바람직하다. 이상 상술한 것 외의 본 실시 형태의 동작은 실시 형태 1과 동일하다.

이와 같이, 본 실시 형태에서는 전원 회생 컨버터로서 기능하는 전력 변환 장치에 있어서, 회생 트랜지스터(15－i)에 와이드 밴드 갭 반도체를 이용하고, 구동 회로(5－i)는 턴 오프 시에, 회생 트랜지스터(15－i)를 비선형 영역 내에서 동작시키도록 게이트 전압을 변화시키도록 했다. 이 때문에, 소형이고 간략화한 회로를 이용하여 서지 전압을 억제할 수 있다.

실시 형태 4.

도 8은 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 실시 형태 4의 구성예를 나타내는 도면이다. 본 실시 형태의 전력 변환 장치는 실시 형태 3의 전력 변환 장치에, 스너버 컨덴서 대신에 배치하는 스위칭 소자인 스너버 소자(18)와 구동 회로(19)를 추가하고, 회생 트랜지스터(15－1 ~ 15－6) 대신에 회생 트랜지스터(17－1 ~ 17－6)를 구비하는 것 외에는 실시 형태 3의 전력 변환 장치와 동일하다. 실시 형태 3와 동일한 기능을 가지는 구성 요소는 실시 형태 3과 동일한 부호를 부여하고 설명을 생략한다.

본 실시 형태에서, 종래의 일반적인 전원 회생 컨버터에서는 스너버 컨덴서가 접속되는 개소에, 와이드 밴드 갭 반도체를 이용한 스위칭 소자인 스너버 소자(18)를 배치한다. 본 실시 형태에서는 스너버 소자(18)를 SiC MOSFET으로 하지만, 이것에 한정하지 않으며 어떠한 와이드 밴드 갭 반도체를 이용해도 좋다. 또, 본 실시 형태에서는 회생 트랜지스터(17－1 ~ 17－6)로서 Si IGBT를 이용한다. 회생 트랜지스터(17－1 ~ 17－6)로는 Si IGBT에 이것에 한정하지 않으며, 다른 Si 반도체를 이용해도 좋다. 본 실시 형태에서, 스너버 소자(18)가 실시 형태 2의 스너버 소자(8)와 동일하게 자신의 손실에 의해, 회생 트랜지스터(17－1 ~ 17－6)에 대한 서지 전압을 억제한다.

도 9는 본 실시 형태의 서지 전압 억제 방법의 일례를 나타내는 타이밍차트도이다. 도 9의 1단째는 제어 장치(14)가 출력하는 지령 신호를 나타내고 있다. 도 9의 2단째는 구동 회로(5－i)에 의해 회생 트랜지스터(17－i)에 인가되는 게이트 전압(Vg)을 나타내고 있다. 도 9의 3단째는 스너버 소자(18)가 구동 회로(19)에 의해 인가되는 게이트 전압(Vcg)을 나타내고 있다. 도 9의 4단째는 회생 트랜지스터(17－i)의 드레인ㆍ소스간 전압(드레인 전압; Vd)을 나타낸다.

본 실시 형태에서는 실시 형태 2와 마찬가지로, 시각 t1 이전에 지령 신호에 의해 온 상태가 지시되고 있는 동안에, 구동 회로(5－i)는 Vg〓5V의 게이트 전압을 회생 트랜지스터(17－i)에 인가하고 있다. 한편, 구동 회로(19)는 제어 장치(14)로부터의 지령 신호가 온 상태인 동안에는 스너버 소자(18)의 게이트 전압(Vcg)을 0V로 하고 있다. 시각 t1에서 지령 신호가 온으로부터 오프로 이행하면, 구동 회로(5－i)는 종래의 일반적인 전력 변환 장치와 마찬가지로, 회생 트랜지스터(17－i)의 게이트 전압(Vg)을 0V로 한다.

구동 회로(19)는 시각 t1에서 지령 신호가 온으로부터 오프로 이행하면, 스너버 소자(18)의 게이트 전압(Vcg)을, 스너버 소자(18)가 비직선 영역에서 동작하도록 제어하는 것에 의해, 스너버 소자(18) 자신의 손실에 의해, 회생 트랜지스터(17－1 ~ 17－6)에 발생하는 서지 전압을 억제한다. 구체적으로는 예를 들어 도 9에 나타내는 바와 같이, 게이트 전압(Vcg)을 서서히 소정의 값까지 증가시킨 후 소정의 기간 그 전압을 유지하고, 그 다름 0V까지 서서히 감소시킨다. 그 때, 게이트 전압(Vcg)의 온 시간(Vcg가 0V가 아닌 시간)은 회생 트랜지스터(17－1 ~ 17－6)의 캐리어 주파수와 동일한 정도의 시간(예를 들어 10㎲ ~ 400㎲ 정도) 내인 것이 바람직하다. 이상 상술한 이외의 본 실시 형태의 동작은 실시 형태 3과 동일하다.

이와 같이, 본 실시 형태에서는 전원 회생 컨버터로서 기능하는 전력 변환 장치에 있어서, 스너버 소자(18)를 스너버 컨덴서 대신에 이용하여, 회생 트랜지스터(17－1 ~ 17－6)의 턴 오프 시에 스너버 소자(18)가 비선형 영역 내에서 동작하도록 소정의 프로파일로 게이트 전압(Vcg)을 인가하고, 스너버 소자(18) 자신의 손실에 의해, 회생 트랜지스터(17－1 ~ 17－6)에 발생하는 서지 전압을 억제하도록 했다. 이 때문에, 소형이고 간략화한 회로를 이용하여 서지 전압을 억제할 수 있다.

[산업상의 이용 가능성]

이상과 같이, 본 발명에 따른 전력 변환 장치 및 서지 전압 억제 방법은 직류를 3상 교류로 변환하는 전력 변환 장치나 모터 등에 인버터 회로나 3상 부하에 의한 유도 역기전력을 3상 교류 전원으로 회생하는 전력 변환 장치에 유용하고, 특히, 회로의 소형, 간략화를 도모하는 전력 변환 장치에 적절하다.

1, 14 제어 장치
2 직류 전원
3 평활 컨덴서
4－1 ~ 4－6 다이오드
5－1 ~ 5－6, 9, 19 구동 회로
6－1 ~ 6－6 트랜지스터
7－1 ~ 7－6 Si 반도체 트랜지스터
8, 18 스너버 소자
10 3상 교류 전원
11 스너버 컨덴서
12 인버터 장치
13 모터(M)
15－1 ~ 15－6, 17－1 ~ 17－6 회생 트랜지스터
16－1 ~ 16－3 전류 검출기
20 부하

Claims (10)

1. 와이드 밴드 갭(wide band gap) 반도체를 이용한 전압 구동형의 와이드 밴드 갭 스위칭 소자와,
   상기 와이드 밴드 갭 스위칭 소자의 드레인 전압에 대한 드레인 전류의 특성을 미리 구하고, 상기 특성에 있어서 드레인 전압에 대한 드레인 전류의 변화가 비선형이되는 영역을 비선형 영역이라고 하고, 상기 와이드 밴드 갭 스위칭 소자의 턴 오프 시에, 상기 와이드 밴드 갭 스위칭 소자를 구동하기 위한 전압을, 상기 와이드 밴드 갭 스위칭 소자를 상기 비선형 영역에서 동작시키도록 정해진 전압 프로파일(profile)에 기초하여 제어하는 구동 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
2. 청구항 1에 있어서,
   상기 전력 변환 장치는 직류 전원으로부터 공급된 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터 장치이고,
   상기 와이드 밴드 갭 스위칭 소자를, 자신의 온 오프 동작에 의해 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 스위칭 소자로 하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
3. 청구항 1에 있어서,
   상기 전력 변환 장치는 부하로부터 공급되는 회생(回生) 에너지를 교류 전원으로 회생하는 회생 컨버터 장치이고,
   상기 와이드 밴드 갭 스위칭 소자를, 자신의 온 오프 동작에 의해 회생 에너지를 교류 전원으로 회생하는 스위칭 소자로 하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
4. 청구항 1에 있어서,
   상기 전력 변환 장치는 직류 전원으로부터 공급된 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터 장치이고,
   상기 와이드 밴드 갭 스위칭 소자는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 스위칭 소자를 보호 대상 스위칭 소자로 하고, 상기 보호 대상 스위칭 소자를 과전류로부터 보호하는 스너버(snubber) 회로로서 기능하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
5. 청구항 1에 있어서,
   상기 전력 변환 장치는 부하로부터 공급되는 회생 에너지를 교류 전원으로 회생하는 회생 컨버터 장치이고,
   상기 와이드 밴드 갭 스위칭 소자는 회생 에너지를 교류 전원으로 회생하는 스위칭 소자를 보호 대상 스위칭 소자로 하고, 상기 보호 대상 스위칭 소자를 과전류로부터 보호하는 스너버 회로로서 기능하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
6. 청구항 4 또는 5에 있어서,
   상기 스너버 회로로서 기능하는 상기 와이드 밴드 갭 스위칭 소자는 상기 보호 대상 스위칭 소자와 병렬로 접속하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
7. 청구항 1 내지 청구항 5 중 어느 한 항에 있어서,
   상기 와이드 밴드 갭 스위칭 소자를 유니폴라(unipolar)형으로 하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
8. 청구항 1 내지 청구항 5 중 어느 한 항에 있어서,
   상기 턴 오프 시로서, 출력 단락(短絡)에 의한 턴 오프 시를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
9. 청구항 1 내지 청구항 5 중 어느 한 항에 있어서,
   상기 와이드 밴드 갭 반도체를, 실리콘 카바이드(silicon carbide)로 하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
10. 와이드 밴드 갭 반도체를 이용한 전압 구동형의 와이드 밴드 갭 스위칭 소자를 구비하는 전력 변환 장치에 있어서의 서지 전압 억제 방법으로서,
    상기 와이드 밴드 갭 스위칭 소자의 드레인 전압에 대한 드레인 전류의 특성을 미리 구하고, 상기 특성에 있어서 드레인 전압에 대한 드레인 전류의 변화가 비선형이되는 영역을 비선형 영역이라고 하고, 상기 와이드 밴드 갭 스위칭 소자의 턴 오프 시에, 상기 와이드 밴드 갭 스위칭 소자를 구동하기 위한 전압 프로파일을, 상기 와이드 밴드 갭 스위칭 소자를 상기 비선형 영역에서 동작시키도록 결정하는 전압 결정 단계와,
    상기 와이드 밴드 갭 스위칭 소자의 턴 오프 시에, 상기 와이드 밴드 갭 스위칭 소자를 상기 전압 프로파일에 기초하여 제어하는 구동 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 서지 전압 억제 방법.

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