JPWO2006003936A1 - スナバ回路及びスナバ回路を有するパワー半導体装置 - Google Patents

Abstract

従来のインバータの保護回路としてのスナバ回路は、アノードリアクトル、Ｓｉダイオード及び抵抗を有するが、動作中のＳｉダイオードの接合温度を１２５℃以下に保たなければならないので大型のヒートシンクを設ける必要があり、部品数が多いとともに小型化が困難であった。アノードリアクトルの電磁エネルギを環流させるスナバ回路のダイオードに、ヒートシンクを必要としないか、又は小型のヒートシンクで十分なワイドギャップ半導体（ＳｉＣ）のダイオードを用いる。ＳｉＣダイオードの電流密度を常温動作時の２０〜３０倍にすると、オン抵抗が高くなり、スナバ回路の抵抗をこのオン抵抗で肩代わりさせることができる。電流密度の増加でＳｉＣダイオードは高温になる。しかしＳｉＣダイオードは３００℃近くの温度でも支障なく動作可能であるので大型のヒートシンクを必要としない。

Description

本発明はスナバ回路及びこのスナバ回路を有する自己消弧型半導体素子を用いるパワー半導体装置に関する。

ゲートターンオフサイリスタ（以下、ＧＴＯと略記する）などの自己消弧型の半導体素子には、この半導体素子をオン・オフするときにそのカソードとアノード間に印加される電圧及び素子を流れる電流の急峻な立上がりを抑制するために、スナバ回路と呼ばれる保護回路が設けられている。スナバ回路は半導体素子に印加される急峻な立上がりの電圧及び電流あるいは過電圧によって、半導体素子が障害をうけるのを防止する機能を有する。スナバ回路には、前記の半導体素子に並列に接続される「並列スナバ回路」と直列に接続される「直列スナバ回路」とがある。並列スナバ回路及び直列スナバ回路は、必要に応じていずれか一方又は両方が用いられる。

図７はＧＴＯをスイッチング素子として用いた典型的な従来の三相インバータ装置の回路図である。図において、直流ＤＣの正端子２０ａと負端子２０ｂとの間に、直列スナバ回路１４ａ、第１のスイッチング回路１５ａ及び第２のスイッチング回路１６ａの直列接続体が接続されている。同様にして正端子２０ａと負端子２０ｂ間に、直列スナバ回路１４ｂ、第１及び第２のスイッチング回路１５ｂ、１６ｂの直列接続体、及び直列スナバ回路１４ｃ、第１及び第２のスイッチング回路１５ｃ、１６ｃの直列接続体がそれぞれ接続され、三相のインバータ装置を構成している。なお第１のスイッチング回路１５ｂ、１５ｃは第１のスイッチング回路１５ａと同じであり、第２のスイッチング回路１６ｂ、１６ｃは第２のスイッチング回路１６ａと同じであるので、それぞれブロックで表示し、詳細な回路図を省略している。第１及び第２のスイッチング回路１５ａと１６ａの接続点１７ａ、第１及び第２のスイッチング回路１５ｂと１６ｂの接続点１７ｂ、並びに第１及び第２のスイッチング回路１５ｃと１６ｃの接続点１７ｃから三相の交流（ＡＣ）が出力される。直列スナバ回路１４ａ、１４ｂ、及び１４ｃは全て同じ構成を有し同じ動作をするので、代表として直列スナバ回路１４ａについて詳細に説明する。また第１及び第２のスイッチング回路１５ａ、１５ｂ、１５ｃ、１６ａ、１６ｂ、１６ｃはすべて同じ構成を有し、同じ動作をするので、代表として第１のスイッチング回路１５ａ（以下、スイッチング回路１５ａと記す）について詳細に説明する。

直列スナバ回路１４ａは、インダクタであるアノードリアクトル１ａに、シリコン半導体（Ｓｉ）のダイオード２ａと抵抗３ａの直列接続体が並列に接続された構成を有する。

スイッチング回路１５ａは、スイッチング素子としてＳｉのＧＴＯ４を有し、ＧＴＯ４のアノード・カソード間にフリーホイーリングダイオード５が逆並列に接続されている。ＧＴＯ４のアノード・カソード間には更に、ダイオード８と抵抗９の並列接続体に、コンデンサ１０を直列に接続した並列スナバ回路が接続されている。ＧＴＯ４のゲート端子には図示を省略した既知の制御回路から制御信号が印加される。この制御信号によりスイッチング回路１５ａ〜１５ｃ、１６ａ〜１６ｃは所定のタイミングでオン・オフし、直流ＤＣを交流に変換して交流ＡＣを出力する。

ＧＴＯ４がターンオンすると、直流ＤＣからの電流が、アノードリアクトル１ａ及びＧＴＯ４を経て流れる。直列スナバ回路１４ａにおいて、アノードリアクトル１ａはＧＴＯ４がターンオンするときの電流の立上がり（ｄｉ／ｄｔ）を緩やかにする。

ＧＴＯ４がターンオフすると、アノードリアクトル１ａに蓄えられていた電磁エネルギーによる電流はダイオード２ａと抵抗３ａを経て流れ、抵抗３ａによって消費される。

並列スナバ回路において、ＧＴＯ４がターンオンすると、コンデンサ１０は抵抗９を経て放電する。ＧＴＯ４がターンオフすると、コンデンサ１０はダイオード８を経て流れる電流により充電される。すなわち、アノードリアクトル１ａのインダクタンス及び回路の配線のインダクタンスにより流れ続けようとする電流はダイオード８を経てコンデンサ１０に流入して、ＧＴＯ４のアノード・カソード間に発生する過電圧は抑制される。コンデンサ１０の電荷は抵抗９を経て徐々に放電される。
特開２０００−１６６２４８号公報 特開平８−１９６０８３号公報

前記従来のインバータ装置の直列スナバ回路１４ａでは、アノードリアクトル１ａに電磁エネルギー環流用のダイオード２ａと抵抗３ａを必要とすることから、部品数が比較的多いという問題がある。またダイオード２ａ及び８はシリコンダイオードであるので、動作中の接合温度を１２５℃以下に保つ必要がある。このために、ダイオード２ａ及び８には大型の空冷又は水冷のヒートシンクを設けファン等で冷却している。さらに、ダイオード２ａ及び８を発熱の大きいＧＴＯ４から離して設け、温度が高くならないように設計している。しかしながらダイオード２ａ及び８をＧＴＯ４から離して設けると、スペース効率が低下してインバータ装置が大きくなり、当分野で求められている小型化に対応できなくなる。また各素子を接続する配線の長さが長くなり、配線によるインダクタンスの増加が避けられない。インダクタンスの増大によりスナバ回路の時定数が増加して動作速度が低下するとスナバ回路の機能が低下する。

本発明のパワー半導体装置は、電源からの電流をオン・オフする少なくとも１つのスイッチング部、前記スイッチング部と前記電源との間に接続されたインダクタ、前記電流の流れ方向に逆方向になるように前記インダクタに並列に接続されたワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体ダイオード素子を有する。
この発明によれば、スイッチング部と電源との間に接続されたインダクタとワイドギャップ半導体ダイオード素子の並列接続体は直列スナバ回路として働く。スイッチング部のターンオン時には直列スナバ回路のインダクタによって電流の立上りが緩やかになり、スイッチング部を保護する効果がある。

スイッチング部のターンオフ時には、インダクタに蓄えられた電磁エネルギーによる電流が環流用のワイドギャップ半導体ダイオード素子を流れ、ワイドギャップ半導体ダイオード素子において熱に変わり消滅する。ワイドギャップ半導体ダイオード素子の温度は上昇するが、ワイドギャップ半導体ダイオード素子は常温よりはるかに高い温度で動作可能であるので、冷却手段が簡略化されるか不要になる。ワイドギャップ半導体ダイオード素子は、例えばシリコンダイオードに比べるとオン抵抗を高くして使うことができる。この高いオン抵抗により前記電磁エネルギーによる電力は熱に変わる。例えばシリコンダイオードを用いるスナバ回路ではシリコンダイオードに直列に抵抗を接続する必要があるが、本発明では前記抵抗の機能をワイドギャップ半導体ダイオード素子が分担する。
本発明の他の観点のパワー半導体装置は電源からの電流をオン・オフする少なくとも１つのスイッチング部、前記スイッチング部と前記電源との間に接続されたインダクタ、前記電流の流れ方向に逆方向になるように前記インダクタに並列に接続された、ワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体ダイオード素子と抵抗との直列接続体を有する。

この発明によれば、スイッチング部と電源との間に接続されたインダクタと、前記インダクタに並列に接続された抵抗とワイドギャップ半導体ダイオード素子の直列接続体は直列スナバ回路として働く。スイッチング部のターンオン時には直列スナバ回路のインダクタによって電流の立上りが緩やかになり、スイッチング部を保護する効果がある。

スイッチング部のターンオフ時には、インダクタに蓄えられた電磁エネルギーによる電流がワイドギャップ半導体ダイオード素子を経て抵抗に流れ、ワイドギャップ半導体ダイオード素子と抵抗において熱に変わり消滅する。ワイドギャップ半導体ダイオード素子の温度は上昇するが、ワイドギャップ半導体ダイオード素子は常温よりはるかに高い温度で動作可能であるので、冷却手段が簡略化されるか不要になる。高温動作時のワイドギャップ半導体ダイオード素子は、例えばシリコンダイオードに比べるとオン抵抗が高い。この高いオン抵抗により前記電磁エネルギーによる電力は熱に変わる。本発明では前記抵抗の機能をワイドギャップ半導体ダイオード素子が分担するので、抵抗の値を小さくすることができる。
また、スイッチング部がターンオフする際には、アノードリアクトルの端子間に電圧が発生し、アノードリアクトルの電磁エネルギ環流用のダイオードに変位電流が流れ、その電流はアノードリアクトルを通って流れる電流に重畳され、スイッチング部の電流上昇率が大きくなるが、そのダイオードにワイドギャップ半導体ダイオードを用いると、Ｓiダイオードに比べチップ面積を小さくできるので、その静電容量は小さくなり、変位電流を小さくでき、スイッチング部の電流上昇率を小さくできる。そのため、他方スイッチング部のフリーホイールダイオードの逆回復時間を遅くできるので、スイッチング部の電圧の上昇率も低減できる。

本発明の他の観点のパワー半導体装置は、電源の一方の端子に一端が接続されたインダクタ、前記インダクタに並列に接続された、前記電源の出力電流の方向に逆方向の第１のワイドギャップ半導体ダイオードと抵抗との直列接続体を有する。前記インダクタの他端に第１のスイッチング回路の一端が接続され、前記第１のスイッチング回路の他端に第２のスイッチング回路の一端が接続されている。第２のスイッチング回路の他端は前記電源の他方の端子に接続されている。前記抵抗と前記第１のワイドギャップ半導体ダイオード素子との接続点と、前記電源の他端との間にクランプコンデンサが接続されている。前記抵抗と前記第１のワイドギャップ半導体ダイオード素子との接続点と、前記第１及び第２のスイッチング回路の接続点との間に第１のスナバコンデンサが接続されている。前記第１及び第２のスイッチング回路の接続点と、前記電源の他方の端子との間に、第２のスナバコンデンサと順方向の第２のワイドギャップ半導体ダイオードとの直列接続体が接続されている。
この発明によれば、前記の作用効果に加えて、第１のスナバコンデンサは、第１のスイッチング回路のターンオフ時に第１のスイッチング回路に印加される過電圧を抑制する。また、第２のスナバコンデンサは第２のスイッチング回路のターンオフ時に第２のスイッチング回路に印加される過電圧を抑制する。

本発明の他の観点のパワー半導体装置は、電源の一方の端子に接続された少なくとも１つのインダクタ、前記インダクタのそれぞれに並列に接続された、前記電源の出力電流の方向に逆方向の第１のワイドギャップ半導体ダイオードと抵抗との直列接続体を有する。前記インダクタのそれぞれに第１のスイッチング回路が直列に接続されている。前記第１のスイッチング回路のそれぞれに第２のスイッチング回路が直列に接続されている。前記第２のスイッチング回路のそれぞれと、前記電源の他方の端子との間に第２のインダクタが接続されている。前記第２のインダクタに並列に、逆方向の第２のワイドギャップ半導体ダイオードと第２の抵抗との直列接続体が接続されている。また前記第１の抵抗と第１のワイドギャップ半導体ダイオードの接続点と、前記第２の抵抗と第２のワイドギャップ半導体ダイオードとの接続点との間にコンデンサが接続されている。
この発明によれば、第１のスイッチング回路と電源の間及び第２のスイッチング回路と電源の間にそれぞれ直列スナバ回路が設けられている。これにより、第１及び第２のスイッチング回路の動作にアンバランスが生じにくい。そのため回路の動作が安定になる効果がある。

本発明によれば、直列スナバ回路のアノードリアクトルの電磁エネルギーによる電流を環流するための環流ダイオードに、ワイドギャップ半導体によるダイオードを用いている。ワイドギャップ半導体のダイオードは常温よりはるかに高い温度で使用可能なので、冷却用のヒートシンクの小型化が可能になる。場合によってはヒートシンクは不要になるため、スナバ回路が小型になり、ひいてはパワー半導体装置の小型化ができる。
また前記環流ダイオードが、スイッチング回路に設けられる並列スナバ回路のダイオードとしても働く構成にしたものでは、スイッチング回路の部品点数が減少し、パワー半導体装置の小型化と信頼性の向上につながる。
また、環流用ダイオードにワイドギャップ半導体ダイオードを用いると、チップ面積を小さくできるので、その静電容量が小さくなり、スイッチング部がターンオンする時の環流用ダイオードの変位電流を小さくでき、スイッチング部の電流上昇率を小さくできる。さらに、他方スイッチング部の電圧上昇率を小さくできる。

また、スイッチング素子及びフリーホイーリングダイオードをワイドギャップ半導体で構成したものでは、スイッチング素子及びフリーホイーリングダイオードを１つのパッケージ内に収納し、常温よりも高い高温度で動作させる。これにより、ヒートシンクなどの冷却手段が不要又は小型化されるので、パワー半導体装置の構成が簡単になり小型化が可能になるとともに、前記高温度の環境においても動作可能なパワー半導体装置を実現することができる。

図１は本発明のパワー半導体装置の第１実施例である三相インバータ装置の回路図である。 図２は本発明のパワー半導体装置の第２実施例である三相インバータ装置の１相分のスイッチング回路のみを示す回路図である。 図３は本発明のパワー半導体装置の第３実施例である三相インバータ装置の１相分のスイッチング回路のみを示す回路図である。 図４は本発明のパワー半導体装置の第４実施例である三相インバータ装置の１相分のスイッチング回路のみを示す回路図である。 図５は本発明のパワー半導体装置の第５実施例である三相インバータ装置の１相分のスイッチング回路のみを示す回路図である。 図６は本発明のパワー半導体装置の第６実施例の、三相インバータ装置に用いるＳｉＣショットキーダイオードの断面図である。 図７は従来のインバータ装置の回路図である。

符号の説明

２０ａ 正端子
２０ｂ 負端子
３１ａ、３１ｂ、３１ｃ アノードリアクトル
３２ａ、３２ｂ、３２ｃ ＳｉＣ−ｐｎダイオード
３３ａ、３３ｂ、３３ｃ 抵抗
３４ａ、３４ｂ、３４ｃ ＧＴＯ
３５ａ、３５ｂ、３５ｃ フリーホイーリングダイオード
３６ａ、３６ｂ、３６ｃ ＳｉＣ−ＧＴＯ
３７ａ、３７ｂ、３７ｃ フリーホイーリングダイオード
３８ａ クランプコンデンサ
４０ａ、４１ａ スナバコンデンサ
４５ａ 抵抗
４６ａ ＳｉＣダイオード
５４ａ、５４ｂ、５４ｃ 直列スナバ回路
５５ａ、５５ｂ、５５ｃ 第１のスイッチング回路
５６ａ、５６ｂ、５６ｃ 第２のスイッチング回路
５７ａ、５７ｂ、５７ｃ 接続点
６４ａ 直列スナバ回路
６５ａ 第１のスイッチング回路
６６ａ 第２のスイッチング回路
７４ａ スナバ回路
７６ａ 第２のスイッチング回路
８０ ＳｉＣショットキーダイオード
８４ カソード電極
８５ アノード電極

以下、本発明のパワー半導体装置の好適な実施例を図１から図６を参照して説明する。
《第１実施例》

本発明の第１実施例のパワー半導体装置である三相インバータ装置を図１を参照して説明する。図において、直流入力ＤＣ（直流電源）の正端子２０ａと負端子２０ｂの間に、直列スナバ回路５４ａ、第１のスイッチング回路５５ａ及び第２のスイッチング回路５６ａがこの順序で接続された直列接続体が接続されている。同様にして、直列スナバ回路５４ｂ、第１のスイッチング回路５５ｂ及び第２のスイッチング回路５６ｂの直列接続体が正端子２０ａと負端子２０ｂに接続されている。また、直列スナバ回路５４ｃ、第１のスイッチング回路５５ｃ、及び第２のスイッチング回路５６ｃの直列接続体が正端子２０ａと負端子２０ｂの間に接続されている。直列スナバ回路５４ａ、第１及び第２のスイッチング回路５５ａ、５６ａは、必ずしも上記の順番で正端子２０ａと負端子２０ｂ間に接続される必要はなく、任意の順番で接続してもよい。このことは他の直列スナバ回路５４ｂ、５４ｃ、第１のスイッチング回路５５ｂ、５５ｃ、第２のスイッチング回路５６ｂ、５６ｃについても同様である。

第１のスイッチング回路５５ａは、スイッチング素子であるＳｉ又はＳｉＣ半導体のＧＴＯ３４ａと、Ｓｉ又はＳｉＣ半導体のフリーホイーリングダイオード３５ａとの逆並列接続体で構成されている。第１及び第２のスイッチング回路５５ｂ、５５ｃ、５６ａ〜５６ｃも第１のスイッチング回路５５ａと同じ構成を有する。各第１のスイッチング回路５５ａ〜５５ｃ、第２のスイッチング回路５６ａ〜５６ｃは図示を省略した既知の制御回路からそれぞれのＧＴＯのゲートに印加される制御信号により制御される。そして第１のスイッチング回路５５ａと第２のスイッチング回路５６ａとの接続点５７ａ、第１のスイッチング回路５５ｂと第２のスイッチング回路５６ｂとの接続点５７ｂ、第１のスイッチング回路５５ｃと第２のスイッチング回路５６ｃの接続点５７ｃから交流出力ＡＣが得られる。図１の回路は、交流出力ＡＣの端子に交流を入力することによりコンバータとしても動作させることができる。この場合直流入力ＤＣの正端子２０ａ、負端子２０ｂに直流出力が得られる。この動作は、実施例２から５においても同様に可能である。

直列スナバ回路５４ａ、５４ｂ、５４ｃは同じ構成を有しかつ同じ動作をするので以下代表として直列スナバ回路５４ａについて詳細に説明する。また第１のスイッチング回路５５ａ〜５５ｃ、及び第２のスイッチング回路５６ａ〜５６ｃは同じ構成を有し同じ動作をするので、代表として第１のスイッチング回路５５ａ（以下、単にスイッチング回路５５ａと記す）について詳細に説明する。

直列スナバ回路５４ａは、コイル等のインダクタを含むアノードリアクトル３１ａ、及びアノードリアクトル３１ａに並列に接続された、ＳｉＣ−ｐｎダイオード３２ａと抵抗（環流抵抗）３３ａの直列接続体を有する。ＳｉＣ−ｐｎダイオード３２ａは、ワイドギャップ半導体である炭化けい素（ＳｉＣ）を用いたワイドギャップ半導体ｐｎダイオード（以下、ＳｉＣダイオード３２ａと略記する）である。ワイドギャップ半導体には、窒化ガリウム（ＧａＮ）やダイヤモンド等があるが、本実施例ではＳｉＣを用いたものを例に挙げて説明する。アノードリアクトル３１ａの一方の端子は正端子２０ａに接続され、他方の端子はスイッチング回路５５ａに接続されている。

スイッチング回路５５ａのＧＴＯ３４ａがターンオンすると、直流入力ＤＣによりアノードリアクトル３１ａを経てＧＴＯ３４ａに電流が流れる。アノードリアクトル３１ａはＧＴＯ３４ａに流入する電流の立上り特性を緩やかにする。
ＧＴＯ３４ａがターンオフすると、アノードリアクトル３１ａに蓄えられていた電磁エネルギーによる電流が、ＳｉＣダイオード３２ａと抵抗３３ａを流れ抵抗３３ａによって熱となって消費される。
本実施例の直列スナバ回路５４ａに用いられているＳｉＣダイオード３２ａは以下に説明する特徴を有する。

ＳｉＣダイオード３２ａは、ＳｉＣの持つ耐高温度特性から、１５０℃から５００℃程度の接合温度においても正常に動作する。本実施例においては、図１に示すインバータ装置が所望の定常交流電力を出力して動作している状態（以下、定常動作状態という）において、直列スナバ回路５４ａのＳｉＣダイオード３２ａを流れる電流の電流密度を、定格動作の場合より高く設定する。すなわち、ＳｉＣダイオード３２ａの電流密度を、接合温度が常温（１００℃以下の温度）で動作するときの電流密度の５ないし３０倍になるようにする。電流密度を高くすると、ＳｉＣダイオード３２ａの接合温度が上昇する。具体的には、定常動作状態において接合部の温度が約１５０℃になるような接合面積を有するＳｉＣダイオードを採用する。このことは、ＳｉＣダイオード３２ａを常温で動作させる場合、すなわち定格動作の場合に比べてはるかに小容量で接合面積が小さい、すなわち定格容量の小さいＳｉＣダイオードを用いることになる。

発明者の実験によると、電流密度を定格動作時の約２０〜３０倍にすれば接合温度は約２５０℃になることが判った。この倍率はＳｉＣダイオード３２ａに取付けるヒートシンクの放熱特性や熱抵抗によって変わる。

ＳｉＣダイオード３２ａはその電流密度を高くした結果、接合温度が上昇するとともに、オン抵抗も増大する。オン抵抗の増大によりオン電圧も高くなり、例えば３Ｖから２０Ｖの範囲にある。オン抵抗の増大により、アノードリアクトル３１ａに蓄えられた電磁エネルギーによる電力はＳｉＣダイオード３２ａのオン抵抗によっても消費される。従って抵抗３３ａで消費されるべき電力がＳｉＣダイオード３２ａによって分担消費されることになる。そのため抵抗３３ａとして、図７に示す従来のインバータ装置における直列スナバ回路１４ａの抵抗３ａよりも抵抗値が小さくかつ定格容量も小さいものを用いることができる。さらに、ＳiＣダイオードにより静電容量が小さくなり、ＳiＣダイオードの変位電流を小さくできるので、スイッチング部のターンオン時の電流上昇率を低減できる。

ＳｉＣダイオード３２ａはオフ状態からオン状態に移行する時間（オン時間）がＳｉダイオード等に比べて短い。そのためＧＴＯ３４ａのターンオフ時にアノードリアクトル３１ａからの電流を短時間で抵抗３３ａに流すことができる。これにより前記ターンオフ時にアノードリアクトル３１ａの両端子間に発生する電圧は低い。この電圧は図７に示すＳｉダイオード２ａを用いた直列スナバ回路１４ａのものより約４０％低減されることが実験により確認された。

直列スナバ回路５４ａのＳｉＣダイオード３２ａの代りに高耐電圧のＳｉＣショットキーダイオードを用いてもよい。ＳｉＣショットキーダイオードは高温ではＳｉＣ−ｐｎダイオードよりオン抵抗が高い。そのためオン電圧も高く本実施例に用いたものでは約２５０℃のときオン電圧は約３０Ｖである。このようなオン抵抗の高いＳｉＣショットキーダイオードをＳｉＣダイオード３２ａの代りに用いると、抵抗３３ａを省くことができる。抵抗３３ａは通常ヒートシンクを備えているので、抵抗３３ａを省くことによりそのヒートシンクも不要となり、部品の削減とスペースの削減効果は大きくインバータ装置を小型化する上で有効である。

本実施例の具体例において、直流入力ＤＣの電圧が１０００Ｖ、ＧＴＯ３４ａを流れる電流が５０Ａのとき、ＧＴＯ３４ａが５０Ａの電流を遮断したときＧＴＯ３４ａに発生する過電圧は約４０Ｖであった。図７に示す従来例のように、直列スナバ回路１４ａにＳｉダイオード２ａを用いた構成では、前記と同じ条件の直流電圧１０００Ｖ、５０Ａの電流を遮断したとき過電圧は約３８０Ｖである。従って本実施例における過電圧は従来例のものの約１０分の１である。

本実施例の図１に示すスイッチング回路５５ａでは、ＧＴＯ３４ａとフリーホイーリングダイオード３５ａを一点鎖線で示す１つのパッケージ内に収納して、ＧＴＯ３４ａとフリーホイーリングダイオード３５ａ間の接続導線の短縮化を図っている。導線の短縮化によりインダクタンスが低減されてインバータ装置の高周波化が可能になる。またＧＴＯ３４ａとフリーホイーリングダイオード３５ａを１つのパッケージに収納することにより、個別部品を組合せた場合より部品点数が減るので信頼性が向上するとともに、トータルのコストが低減されかつ小型化が図れる。

前記パッケージ内に直列スナバ回路５４ａのＳｉＣダイオード３２ａをも収納する構成（図示省略）にしてもよい。この構成では、スイッチング素子のＧＴＯ３４ａにＳｉＣ−ＧＴＯを用い、かつフリーホイーリングダイオード３５ａにＳｉＣダイオードを用いる。すなわちすべての半導体素子をＳｉＣ半導体を用いたものとし、１つのパッケージ内に収納することにより、パッケージ内のすべてのＳｉＣの半導体素子を２５０℃程度の高温で動作させることができる。そのため、パッケージのヒートシンクなどの冷却装置が簡略化され、構造が簡単になるとともに大幅な小型化が図れる。

本実施例の直列スナバ回路５４ａはアノードリアクトル３１ａに、ＳｉＣダイオード３２ａと抵抗３３ａの直列接続体を並列に接続しているが、その他の構成として、アノードリアクトル３１ａに、ＳｉＣダイオード３２ａと電力回生回路の直列接続体を接続した構成においても本実施と同様の効果が得られる。電力回生回路は、抵抗３３ａで熱となって消費される電気エネルギを回収して有効利用を図る回路である。
図１に示す本実施例において、直列スナバ回路５４ａを第１のスイッチング回路５５ａと第２のスイッチング回路５６ａの間に接続しても、同様の効果を得ることができる。
《第２実施例》

本発明の第２実施例のパワー半導体装置である三相インバータ装置を図２を参照して説明する。図２は本発明の第２実施例の三相インバータ装置の１相分のスイッチング回路を示す。図において、直流入力ＤＣ（直流電源）の正端子２０ａと負端子２０ｂ間に、スナバ回路６４ａ、第１のスイッチング回路６５ａ及び第２のスイッチング回路６６ａの直列接続体が接続されている。実際の三相のインバータ装置では同じ構成を有し同様の動作をする３相分の３つの直列接続体が正端子２０ａと負端子２０ｂ間に接続されているが、簡略化のため１相分のみを図示し他の２相分は図示及び説明を省略している。本実施例の三相インバータ装置は図示を省略した既知の制御回路により制御されるが、第１のスイッチング回路６５ａと第２のスイッチング回路６６ａは異なるタイミングでオンになり、同時にオンになることはない。

図２において、直列スナバ回路６４ａは、アノードリアクトル３１ａ、及びアノードリアクトル３１ａに並列に接続された、環流ダイオードとして働くＳｉＣダイオード３２ａと抵抗３３ａとの直列接続体を有している。ＳｉＣダイオード３２ａと抵抗３３ａの接続点と、負端子２０ｂとの間にはクランプコンデンサ３８ａが接続されている。本実施例では、直列スナバ回路６４ａのＳｉＣダイオード３２ａは、第１のスイッチング回路６５ａのパッケージ内に収納されている。第１及び第２のスイッチング回路６５ａ及び６６ａのスイッチング素子はそれぞれＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａ及びＳｉＣ−ＧＴＯ３６ａであり、ＳｉＣ半導体を用いたＧＴＯである。スイッチング素子を、ワイドギャップ半導体のＳｉＣを用いたＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａ及び３６ａとすることにより、スイッチング速度はＳｉ−ＧＴＯに比べて１０倍以上となる。フリーホイーリングダイオードはフリーホイーリングダイオード３５ａ及びフリーホイーリングダイオード３７ａである。第２のスイッチング回路６６ａにおいても、ＳｉＣ−ＧＴＯ３６ａとフリーホイーリングダイオード３７ａは１つのパッケージ内に収納されている。

本実施例では、ＳｉＣダイオード３２ａと抵抗３３ａの接続点と、負端子２０ｂ間にクランプコンデンサ３８ａを接続したことにより、ＳｉＣダイオード３２ａは第１及び第２のスイッチング回路６５ａ及び６６ａの直列体に直流入力ＤＣの電圧より高い過電圧が印加された時にクランプダイオードとしても機能する。ＳｉＣダイオード３２ａがクランプダイオードとして働くことにより、クランプダイオードを別に設ける必要がなくなる。そのため第１のスイッチング回路６５ａと直列スナバ回路６４ａを含む回路が簡単化され、配線の短縮化が図れる。その結果配線のインダクタンスが小さくなり、ＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａがターンオフするとき、アノードとカソード間に印加される過電圧を低下させることができる。これによりＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａが過電圧により損傷をうけるのを防止することができる。

図２に示すインバータ装置の動作中において、第１のスイッチング回路６５ａのスイッチング素子であるＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａがターンオフすると、アノードリアクトル３１ａや配線のインダクタンスに保持されていた電磁エネルギーによって過電圧が発生する。この過電圧を抑制するために、過電圧による電流をクランプコンデンサ３８ａに流してこれを充電する。これによってＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａに過電圧が印加されるのを防止することができる。クランプコンデンサ３８ａに充電された余剰な電力は抵抗３３ａに流れて消費される。直列スナバ回路６４ａの環流用ダイオードにＳｉＣダイオード３２ａを用いているので、ＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａがターンオフしたときアノードリアクトル３１ａを流れる電流を高速でＳｉＣダイオード３２ａを経て環流用の抵抗３３ａに流すことができる。そのためアノードリアクトル３１ａの電磁エネルギーによる過電圧がＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａに印加されるのを防止することができる。またＳｉＣダイオード３２ａの大きなオン抵抗により、アノードリアクトル３１ａの電磁エネルギーによる電力を消費させることにより、抵抗３３ａのみで消費させる場合に比べてより速い速度で電力を減衰させることができる。またＳｉＣダイオード３２ａの高速動作によりインバータ装置の駆動周波数を高くすることができる。
また、ＳiＣダイオードの低静電容量により、スイッチング部の電流上昇率を抑制できるので、他方スイッチング部に印加される電圧の上昇率を抑えることができる。

前記の第１実施例と同様に、本実施例においても、直列スナバ回路６４ａのＳｉＣダイオード３２ａは約２５０℃の高温においても動作できるようになされている。また、ＳｉＣダイオード３２ａと同じパッケージ内のＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａ及びフリーホイーリングダイオード３５ａも、高い電流密度で動作させるので前記ＳｉＣダイオード３２ａとほぼ同じ温度になる。ＳｉＣダイオード３２ａを高い電流密度で動作させることによって、前記第１実施例において説明したと同様の作用効果が得られる。また第１のスイッチング回路６５ａと同様に第２のスイッチング回路６６ａをも高温で動作させることができるので、第１及び第２のスイッチング回路６５ａ及び６６ａのヒートシンク等が不要になるか又は小型化され、インバータ装置全体の小型化が達成される。第１及び第２のスイッチング回路６５ａ及び６６ａをそれぞれパッケージ内に収納することにより部品点数が少なくなるとともに信頼性が向上し、インバータ装置の小型化及びコストの低減が図れる。

電流密度を高くすることで直列スナバ回路６４ａのＳｉＣダイオード３２ａのオン抵抗が高くなるので、抵抗３３ａの抵抗をＳｉＣダイオード３２ａのオン抵抗で肩代わりさせて、抵抗３３ａを除くこともできる。この場合クランプコンデンサ３８ａは、ＳｉＣダイオード３２ａとフリーホイーリングダイオード３５ａの接続点と、負端子２０ｂとの間に接続する。これにより更なる小型化が図れる。

第１及び第２のスイッチング回路６５ａ、６６ａをそれぞれのパッケージ内に収納することにより各素子間を接続する接続導体の長さが短縮されるので接続導体のインダクタンスが減少する。前記インダクタンスの減少により、このインダクタンスに起因する過電圧の発生を抑制することができるとともに、インバータ装置の駆動周波数を高くすることが可能になる。
《第３実施例》

本発明の第３実施例のパワー半導体装置である三相インバータ装置を図３を参照して説明する。図３は三相インバータ装置の１相分のスイッチング回路を示す回路図であり、他の２相分の回路は図示を省略している。図３において、アノードリアクトル３１ａ、ＳｉＣダイオード３２ａ及び抵抗３３ａからなる直列スナバ回路６４ａは図２に示す前記第２実施例と同じである。
第１のスイッチング回路６５ａは、ＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａと逆並列接続のＳｉＣのフリーホイーリングダイオード３５ａとを有し、ＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａ、ＳｉＣダイオード３２ａ、３５ａは１つのパッケージ内に収納されている。ＳｉＣダイオード３２ａのカソードと負端子２０ｂ間にクランプコンデンサ３８ａが接続され、ＳｉＣダイオード３２ａのカソードとＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａのカソード間にスナバコンデンサ４０ａが接続されている。ＳｉＣダイオード３２ａとスナバコンデンサ４０ａは第１のスイッチング回路６５ａの並列スナバ回路を構成している。従ってＳｉＣダイオード３２ａは直列スナバ回路６４ａと並列スナバ回路に共通の要素として機能する。

第２のスイッチング回路７６ａは、ＳｉＣ−ＧＴＯ３６ａ、ＳｉＣ−ＧＴＯ３６ａに逆並列に接続されたフリーホイーリングダイオード３７ａ及びＳｉＣ−ＧＴＯ３６ａのアノードとカソード間に接続された、スナバコンデンサ４１ａとＳｉＣダイオード３９ａの直列接続体を有する。ＳｉＣダイオード３９ａとスナバコンデンサ４１ａは、第２のスイッチング回路７６ａの並列スナバ回路を構成している。

本実施例においても、前記第２実施例と同様にＳｉＣダイオード３２ａ、３５ａ及びＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａは２５０℃程度の高温で動作させることができる。第２のスイッチング回路７６ａのＳｉＣ−ＧＴＯ３６ａ及びＳｉＣのフリーホイーリングダイオード３７ａ、３９ａは常温で動作させてもよく、また２５０℃程度の高い温度で動作させてもよい。

本実施例の三相インバータ装置では、ＳｉＣダイオード３２ａとスナバコンデンサ４０ａにより、ＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａのターンオフ時にＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａに印加される過電圧を低く抑制することができる。またＳｉＣ−ダイオード３９ａとスナバコンデンサ４１ａにより、ＳｉＣ−ＧＴＯ３６ａのターンオフ時にＳｉＣ−ＧＴＯ３６ａに印加される過電圧を低く抑制することができる。過電圧を吸収するためにスナバコンデンサ４０ａに蓄えられたエネルギーは直列スナバ回路６４ａの抵抗３３ａで一部分が消費され、残りは電源に戻る。

本実施例では、直列スナバ回路６４ａのアノードリアクトル３１ａの電磁エネルギーを環流するためのＳｉＣダイオード３２ａが、スナバコンデンサ４０ａとの組合せで構成される並列スナバ回路の構成要素を兼ねている。そのため部品点数が減少する。本実施例においても第１及び第２のスイッチング回路６５ａ及び７６ａの各要素を２５０℃以上の高温で動作させることができるので、ヒートシンクを小型化することができる。これにより、インバータ装置の小型化が可能となる。またスナバコンデンサ４０ａ、４１ａを有する並列スナバ回路を有するので、スイッチング素子として、Ｓｉ−ＧＴＯよりもスイッチング時間がはるかに短いＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａ、３６ａを用いた第１及び第２のスイッチング回路６５ａ、７６ａにおけるターンオフ時の大きな過電圧が効果的に抑制される。
《第４実施例》

図４は本発明の第４実施例のパワー半導体装置である三相インバータ装置の１相分の回路図である。他の２相分の回路は前記１相分の回路と同じであるので図示を省略している。
図４において、直列スナバ回路６４ａ、第１及び第２のスイッチング回路６５ａ及び７６ａは、図３に示す前記第３実施例のものと同じである。

本実施例においては、第２のスイッチング回路７６ａのＳｉＣ−ＧＴＯ３６ａのカソードと直流入力ＤＣの負端子２０ｂ間にもう１つのアノードリアクトル４３ａが接続されている。またＳｉＣダイオード４６ａのアノードと負端子２０ｂ間にもう１つの抵抗４５ａが接続されている。直列スナバ回路６４ａのＳｉＣダイオード３２ａのカソードと前記ＳｉＣダイオード４６ａのアノードとの間にクランプコンデンサ３８ａが接続されている。

本実施例では、第１のスイッチング回路６５ａのパッケージ内に、ＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａ、フリーホイーリングダイオード３５ａ及びＳｉＣダイオード３２ａが収納されている。また第２のスイッチング回路７６ａも１つのパッケージ内に収納されている。ＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａ及び３６ａ、ＳｉＣダイオード３２ａ、３５ａ、３７ａ及び４６ａは常温より高い例えば２５０℃程度の温度において動作させる。これによりヒートシンクの小型化が可能になりインバータ装置の小型化につながる。

本実施例のインバータ装置の動作中において、ＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａのターンオフにおいて、ＳｉＣダイオード３２ａ及びフリーホイーリングダイオード３５ａのリカバリー時に、ＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａ及びフリーホイーリングダイオード３５ａに印加される過電圧はクランプコンデンサ３８ａによって抑制される。ＳｉＣ−ＧＴＯ３６ａのターンオフにおいて、フリーホイーリングダイオード３７ａ及びＳｉＣダイオード４６ａのリカバリー時に、ＳｉＣ−ＧＴＯ３６ａ及びフリーホイーリングダイオード３７ａに印加される過電圧はクランプコンデンサ３８ａによって抑制される。またアノードリアクトル３１ａ及び４３ａのインダクタンスを所定値にすると、フリーホイーリングダイオード３５ａ又は３７ａのリカバリー回復時にＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａ又は３６ａに印加される電圧の上昇率をＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａ、３６ａの臨界電圧上昇率よりも低くなるように抑制することができる。これによりＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａ又は３６ａが誤点弧することはなく、誤点弧によりＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａ、３６ａが障害をうけるのを防止することができる。
本実施例のインバータ装置では、第１のスイッチング回路６５ａと正端子２０ａの間にアノードリアクトル３１ａを設け、かつ第２のスイッチング回路７６ａと負端子２０ｂの間にアノードリアクトル４３ａを設けているので、インバータ回路の上下アームにおける過電圧のアンバランスや電圧上昇率の違いを小さくすることができる。
《第５実施例》

図５は本発明の第５実施例のパワー半導体装置である三相インバータ装置の１相分の回路図であり、他の２相分の回路は図示を省略している。
図５に示す回路は、図４に示す前記第４実施例の回路において、ＳｉＣダイオード３２ａのカソードとＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａのカソードとの間にスナバコンデンサ４０ａを接続し、ＳｉＣダイオード４６ａのアノードとＳｉＣ−ＧＴＯ３６ａのアノードとの間にスナバコンデンサ４１ａを接続している。その他の構成は、図４に示すものと同じである。
本実施例のインバータ装置の動作中において、ＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａ又はＳｉＣ−ＧＴＯ３６ａがターンオフするときに生じる過電圧は、それぞれのスナバコンデンサ４０ａ又は４１ａの充電により低減される。また、フリーホイーリングダイオード３５ａ又は３７ａのリカバリー時に生じる急激な電圧上昇もスナバコンデンサ４０ａ又は４１ａの充電により抑制される。その結果ＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａ、３６ａの誤点弧を防止することができ、誤点弧によりＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａ又は３６ａが破壊されたり障害をうけるおそれはない。

本実施例においても、ＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａ、ＳｉＣダイオード３２ａ及びフリーホイーリングダイオード３５ａは１つのパッケージ内に収納されている。またＳｉＣ−ＧＴＯ３６ａ、ＳｉＣダイオード４６ａ及びフリーホイーリングダイオード３７ａも１つのパッケージ内に収納されている。各パッケージ内の半導体素子はすべてワイドギャップ半導体のＳｉＣを用いているので常温より高い例えば２５０℃程度の温度においても使用可能である。従ってヒートシンクなどの冷却手段を簡略化できるとともに、場合によっては省くことも可能である。ＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａ、ＳｉＣダイオード３２ａ及びフリーホイーリングダイオード３５ａを１つのパッケージ内に収納し、ＳｉＣ−ＧＴＯ３６ａ、ＳｉＣダイオード４６ａ及びフリーホイーリングダイオード３７ａを１つのパッケージ内に収納することで、それぞれのパッケージ内で素子相互間の接続導体が短縮される。これにより第１及び第２のスイッチング回路６５ａ及び７６ａにおける高周波特性が改善されるとともに小型化を図ることができる。

また、ＳｉＣ−ＧＴＯ３４ａ、ＳｉＣダイオード３２ａ及びフリーホイーリングダイオード３５ａを１つのパッケージ内に収納することにより、これら３つの素子の温度がほぼ同じになり、動作時の特性がほぼ同じになるという効果も得られる。この効果については第２のスイッチング回路７６ａ内の各素子についても同様である。
《第６実施例》

図６は、本発明の第６実施例のパワー半導体装置である三相インバータ装置の直列スナバ回路に用いるＳｉＣショットキーダイオードの断面図である。本実施例のＳｉＣショットキーダイオードは、図１から図５に示す前記第１から第５実施例の三相インバータ装置において、ＳｉＣダイオード３２ａ、３９ａ及び４６ａに代えて用いることができる。
図６において、高不純物濃度（ｎ＋）のｎ型４Ｈ−ＳｉＣ半導体の厚さ３００μｍの基板８１の上に、窒素を不純物として含む低不純物濃度（ｎ−）の、厚さ５０〜１００μｍのｎ−ＳｉＣ半導体のドリフト層８２を形成する。ドリフト層８２の不純物濃度は、１×１０^１３〜５×１０^１４ｃｍ^−３の範囲にするのが望ましい。基板８１の下面にはニッケル（Ｎｉ）や金等によるカソード電極８４を設け、ドリフト層８２の上面にはニッケルによるアノード電極８５を設けている。

一般に、ＳｉＣ半導体ダイオードはドリフト層の層厚を厚くしたり、不純物濃度を低くするとオン抵抗が高くなる。本実施例では、ＳｉＣショットキーダイオード８０のドリフト層８２の層厚を厚くすることによりオン抵抗を高くする。また不純物濃度を低くしてオン抵抗を高くする。本実施例におけるＳｉＣショットキーダイオード８０は、ドリフト層８２の層厚を１００μｍ程度にしている。ドリフト層８２の層厚は、このＳｉＣショットキーダイオード８０に印加される逆電圧に耐えるために必要な層厚の１．５倍以上の厚さに厚くしている。これにより、オン抵抗も標準的な設計基準により作ったＳｉＣショットキーダイオードの約１．５倍以上になる。ＳｉＣ−ｐｎダイオードもドリフト層の層厚を厚くしたり、不純物濃度を低くするとオン抵抗は増加する。また温度が高くなると、オン抵抗が高くなるが、ＳｉＣショットキーダイオード程高くはならない。

本実施例のＳｉＣショットキーダイオード８０を、例えば図１のＳｉＣダイオード３２ａの代わりに用いる。ＳｉＣショットキーダイオード８０のオン抵抗による素子内の電力消費が大きいので、ショットキーダイオード８０は発熱して温度が上昇する。ショットキーダイオード８０は高温ではＳｉＣ−ｐｎダイオードよりオン抵抗が高くなるので、抵抗３３ａの抵抗を肩代わりすることができる。場合によっては抵抗３３ａを省くことも可能となる。

前記の第１から第５実施例ではスイッチング素子としてＳｉＣ−ＧＴＯを用いているが、ＳｉＣ以外の窒化ガリウム（ＧａＮ）やダイヤモンドなどの他のワイドギャップ半導体のＧＴＯであってもよく、この場合でも同様の作用及び効果を得ることができる。また各実施例に用いたＧＴＯはゲートがカソード側にある構造のものであるが、ゲートがアノード側にあるＧＴＯ（図示省略）でも使用可能であり、同様の効果を得ることができる。

本発明は、高耐電圧かつ小型のパワー半導体装置に利用可能である。

Claims (23)

1. インダクタ、及び
   前記インダクタに並列に接続されたワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体ダイオード素子
   を有するスナバ回路。
2. インダクタ、及び
   前記インダクタに並列に接続された、ワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体ダイオード素子と抵抗との直列接続体
   を有するスナバ回路。
3. インダクタ、及び
   前記インダクタに並列に接続された、ワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体ダイオード素子と電力回生回路との直列接続体
   を有するスナバ回路。
4. 電源からの電流をオン・オフする少なくとも１つのスイッチング部、
   前記スイッチング部に直列に接続されたインダクタ、及び
   前記インダクタに並列に接続されたワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体ダイオード素子
   を有するパワー半導体装置。
5. 電源からの電流をオン・オフする少なくとも１つのスイッチング部、
   前記スイッチング部に直列に接続されたインダクタ、及び
   前記インダクタに並列に接続された、ワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体ダイオード素子と抵抗との直列接続体
   を有するパワー半導体装置。
6. 電流をオン・オフする第１のスイッチング部、
   前記第１のスイッチング部に直列に接続された第２のスイッチング部及び
   前記第１又は第２のスイッチング部に直列に接続されたインダクタ、及び
   前記インダクタに並列に接続されたワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体ダイオード素子と抵抗との直列接続体を有するパワー半導体装置。
7. 電流をオン・オフする第１のスイッチング部、
   前記第１のスイッチング部に直列に接続された第２のスイッチング部及び
   前記第１のスイッチング部に直列に接続された第１のインダクタ、
   前記第１のインダクタに並列に接続された、ワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体ダイオード素子と抵抗との直列接続体
   前記第２のスイッチング部に直列に接続された第２のインダクタ、及び
   前記第２のインダクタに並列に接続された、ワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体ダイオード素子と抵抗との直列接続体
   を有するパワー半導体装置。
8. 前記スイッチング部は、前記電流の流れ方向に順方向に接続された半導体スイッチング素子及び前記スイッチング素子に逆並列に接続されたフリーホイーリングダイオードを有する請求項４に記載のパワー半導体装置。
9. 前記ワイドギャップ半導体ダイオード素子は、動作中の接合部の温度が常温より高い温度になるように、前記接合部の電流密度が設定されていることを特徴とする請求項４に記載のパワー半導体装置。
10. 前記ワイドギャップ半導体ダイオード素子は、動作中の接合部の温度が１５０℃以上になるように、前記接合部の電流密度が設定されていることを特徴とする請求項４に記載のパワー半導体装置。
11. 前記スイッチング部は、ワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体スイッチング素子及び前記ワイドギャップ半導体スイッチング素子に逆並列に接続されたワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体フリーホイーリングダイオードを有し、前記ワイドギャップ半導体スイッチング素子、前記ワイドギャップ半導体フリーホイーリングダイオード及び前記ワイドギャップ半導体ダイオード素子を１つのパッケージ内に設けたことを特徴とする請求項４に記載のパワー半導体装置。
12. 前記電源の一方の端子に一端が接続された抵抗の他端と前記ワイドギャップ半導体ダイオード素子との接続点と、前記電源の他端との間にコンデンサを接続したことを特徴とする請求項６に記載のパワー半導体装置。
13. 電源の一方の端子に一端が接続されたインダクタ、
    前記インダクタに並列に接続された、前記電源の出力電流の方向に逆方向の第１のワイドギャップ半導体ダイオードと抵抗との直列接続体、
    前記インダクタの他端に一端が接続された第１のスイッチング回路、
    前記第１のスイッチング回路の他端に一端が接続され、他端は前記電源の他方の端子に接続された第２のスイッチング回路、
    前記抵抗と前記第１のワイドギャップ半導体ダイオード素子との接続点と、前記第２のスイッチング回路の他端との間に接続されたクランプコンデンサ、
    前記抵抗と前記第１のワイドギャップ半導体ダイオード素子との接続点と、前記第１及び第２のスイッチング回路の接続点との間に接続された第１のスナバコンデンサ、及び
    前記第１及び第２のスイッチング回路の接続点と、前記第２のスイッチング回路の他端との間に接続された、第２のスナバコンデンサと順方向の第２のワイドギャップ半導体ダイオードとの直列接続体
    を有するパワー半導体装置。
14. 電源の一方の端子に接続された少なくとも１つのインダクタ、
    前記インダクタのそれぞれに並列に接続された、前記電源の出力電流の方向に逆方向の第１のワイドギャップ半導体ダイオードと抵抗との直列接続体、
    前記インダクタのそれぞれに直列に接続された第１のスイッチング回路、
    前記第１のスイッチング回路のそれぞれに直列に接続された第２のスイッチング回路、
    前記第２のスイッチング回路のそれぞれと、前記電源の他方の端子との間に接続された第２のインダクタ、
    前記第２のインダクタに並列に接続された、逆方向の第２のワイドギャップ半導体ダイオードと第２の抵抗との直列接続体、及び
    前記第１の抵抗と第１のワイドギャップ半導体ダイオードの接続点と、前記第２の抵抗と第２のワイドギャップ半導体ダイオードとの接続点との間に接続されたコンデンサ
    を有するパワー半導体装置。
15. 前記第１の抵抗と第１のワイドギャップ半導体ダイオードの接続点と、前記第１のスイッチング回路と前記第２のスイッチング回路の接続点との間に接続された第２のコンデンサ、及び
    前記第２の抵抗と第２のワイドギャップ半導体ダイオードの接続点と、前記第１のスイッチング回路と前記第２のスイッチング回路の接続点との間に接続された第３のコンデンサ
    を更に有する請求項１４記載のパワー半導体装置。
16. 前記第１及び第２のスイッチング部はそれぞれ、前記電流の流れ方向に順方向に接続された半導体スイッチング素子及び前記スイッチング素子に逆並列に接続されたフリーホイーリングダイオードを有する請求項１４に記載のパワー半導体装置。
17. 前記第１及び第２のワイドギャップ半導体ダイオード素子は、動作中の接合部の温度が常温より高い温度になるように、前記接合部の電流密度が設定されていることを特徴とする請求項１４に記載のパワー半導体装置。
18. 前記第１及び第２のワイドギャップ半導体ダイオード素子は、動作中の接合部の温度が１５０℃以上になるように、前記接合部の電流密度が設定されていることを特徴とする請求項１４に記載のパワー半導体装置。
19. 前記第１及び第２のスイッチング部はそれぞれ、ワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体スイッチング素子及び前記ワイドギャップ半導体スイッチング素子に逆並列に接続されたワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体フリーホイーリングダイオードを有し、前記ワイドギャップ半導体スイッチング素子、前記ワイドギャップ半導体フリーホイーリングダイオード及びワイドギャップ半導体ダイオード素子を１つのパッケージ内に設けたことを特徴とする請求項１６に記載のパワー半導体装置。
20. 前記ワイドギャップ半導体ダイオード素子が、ワイドギャップ半導体ショットキーダイオードであることを特徴とする請求項４に記載のパワー半導体装置。
21. 前記ワイドギャップ半導体ダイオード素子のドリフト層の層厚を、前記ワイドギャップ半導体ダイオード素子の所望の逆耐電圧に対応する厚さよりも厚くしたことを特徴とする請求項４に記載のパワー半導体装置。
22. 前記ワイドギャップ半導体ダイオード素子のドリフト層の不純物濃度を薄くしたことを特徴とする請求項４に記載のパワー半導体装置。
23. インダクタと、前記インダクタに並列に接続された、第１のワイドギャップ半導体ダイオードと抵抗との直列接続体を有する少なくとも１つのスナバ回路、
    前記スナバ回路に直列に接続された第１のスイッチング回路、及び
    第１のスイッチング回路と前記スナバ回路のいずれかに直列に接続された第２のスイッチング回路、
    を有するパワー半導体装置。
    

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