JP3617764B2 - インバータ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、臨界オフ電圧上昇率が規定されない、あるいは極めて高い、例えば、１ｋＶ／μｓを超える臨界オフ電圧上昇率を有する自己消弧型半導体素子、例えばゲート転流型ターンオフサイリスタ等を適用した大容量インバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の大容量インバータ装置を構成するために適用された自己消弧型半導体素子は例えばＧＴＯ（ゲートターンオフサイリスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などが挙げられる。ＧＴＯは現在６インチシリコンウエハーの適用により６ｋＶ、６ｋＡの最大定格を持つ。以下このＧＴＯを６インチＧＴＯと略す。一般にＧＴＯは臨界オフ電圧上昇率と臨界オン電流上昇率が規定されているため、並列スナバ回路と直列スナバ回路、即ちスナバコンデンサとアノードリアクトルを必要とする。例えば６インチＧＴＯは臨界オフ電圧上昇率１ｋＶ／μｓ、臨界オン電流上昇率５００Ａ／μｓであるため、インバータ装置の性能として最大遮断電流６ｋＡと直流電圧３ｋＶが要求される場合には、特別なスナバ回路が用いられない場合には、最低６μＦのスナバコンデンサと６μＨのアノードリアクトルが必要である。また、ＧＴＯに印加される最大オフ電圧を抑制するためには電圧クランプ回路が必要である。図２２に最も簡素化されたスナバ回路と電圧クランプ回路とを有するＧＴＯインバータの一例を示す。これは「"A snubber configuration for both power transistors and GTO PWM inverters", Conf. Rec. 1984 IEEE Power Electron. Specialist Conf. (PESC), pp.42-53」に記載されている。図２２のクランプコンデンサ７はスナバコンデンサ１７の数倍の静電容量を必要とする。これは上アームのＧＴＯ１８ａのオフ電圧上昇率がスナバコンデンサ１７のみで決まるのに対して、下アームのＧＴＯ１８ｂのそれはスナバコンデンサ１７とクランプコンデンサ７との直列合成静電容量によって決まる。このため、２つのＧＴＯ１８ａ、１８ｂのオフ電圧上昇率による責務を等しくするためには、クランプコンデンサ７の静電容量をスナバコンデンサ１７に比較して大きい値を選ぶ必要があるためである。
【０００３】
一方、ＩＧＢＴは現在４.５ｋＶ、１.５ｋＡの最大定格を持つ。従って、６インチＧＴＯをこのＩＧＢＴによって置換するためには、複数のＩＧＢＴを直列あるいは並列接続する必要がある。ＩＧＢＴでは臨界オフ電圧上昇率、臨界オン電流上昇率は規定されないため、通常スナバコンデンサやアノードリアクトルは省略できる。ただし、ターンオフ損失を抑制するために、つまり最大オフ電圧を抑制するためにインバータ内の浮遊インダクタンスの低減が必要である。この低減努力により、ターンオン動作においては非常に高いオン電流上昇率がＩＧＢＴに印加されることになる。この高いオン電流上昇率は、相対のＩＧＢＴに逆並列接続されるフリーホイールダイオードの逆回復電流を増加させるため、ＩＧＢＴのターンオン損失を増加させるだけでなくフリーホイールダイオードのターンオフ損失をも増加させることになる。このスイッチング損失のトレードオフは、ＩＧＢＴの大容量化が進むにつれて困難さを増している。
【０００４】
また、最近になってゲート転流型ターンオフサイリスタが開発された。以下ＧＣＴと略す。現在の最大定格は４.５ｋＶ、４.０ｋＡであり、ウエハー口径は４インチである。これはゲート回路からＧＣＴに導通しているオン電流とほぼ同じ値でかつ急峻なゲートオフ電流を流すことにより、非常に短い時間でのターンオフ動作が可能である。この典型的なターンオフ波形は「"ＧＣＴサイリスタの開発",平成９年電気学会全国大会」に示されている。これを図２３示す。図２３においてＩＧはゲートオフ電流、ＩＴはＧＣＴ電流、ＶＤはＧＣＴ電圧、ＶＤＳＰは電流下降時間に発生するスパイク電圧の最大値、ＶＤＭは電流下降時間以降に発生するオフ電圧の最大値である。このようにターンオフ時間が非常に短いため製品毎のスイッチングばらつき時間を非常に小さくできる。
【０００５】
また、原理上ＧＣＴは主電流を全てゲートドライブ回路に転流させる、ターンオフゲイン１近傍でターンオフ動作が可能である。従って、従来のＧＴＯが持つ臨界オフ電圧上昇率の規定はＧＣＴに対しては意味を持たなくなり、これはスナバコンデンサが原理上不要になることを意味している。また、ターンオン時にもＧＣＴにハイゲートオン電流を流すことにより、オン電流上昇率に対する耐量の大幅な向上が期待できる。さらに、ＧＣＴとフリーホイールダイオードとを同一ウエハー上に構成する、即ち逆導通型ＧＣＴが開発され、それによるＩＧＢＴの置換が試みられている。例えば「The Integrated Gate-Commutated Thyristor : A New High-Efficiency, High-Power Switch for Series or Snubberless Operation", POWER CONVERSION. JUNE 1997 PROCEEDINGS pp.597-604」にこの一例が示されている。これによれば図２４に示すように、３相インバータは逆導通ＧＣＴ２０ａから２０ｆによる半導体パッケージ６個と、唯１つのアノードリアクトル４、リセットダイオード５、リセット抵抗６により構成できる。この逆導通ＧＣＴの現在の最大定格は４.５ｋＶ、３ｋＡであり、従って６インチＧＴＯをこの逆導通ＧＣＴによって置換するためにはＩＧＢＴと同様に複数の逆導通ＧＣＴを直列接続あるいは並列接続する必要がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
市場からはインバータ装置の更なる大容量化、小型化、低コスト化、高信頼度化の要求が存在するが、例えば６インチＧＴＯは比較的大きなスナバコンデンサとアノードリアクトルとを必要とし、さらには大容量のクランプコンデンサからなる電圧クランプ回路をも必要とする。このため、更なるＧＴＯの定格の増加はインバータ装置の大容量化を達成するが同時に、装置の大型化、またコストの著しい増加を招くという問題がある。
【０００７】
また、ＩＧＢＴを用いたインバータ装置の大容量化は直列接続あるいは並列接続を必要とするため、部品点数の増加によるコストの増加、信頼性低下などの問題が生じる。さらに、ＩＧＢＴはターンオフ損失とターンオン損失の適切なトレードオフ関係を見い出すことが非常に難しいという問題もある。
【０００８】
一方、逆導通ＧＣＴはフリーホイールダイオードをＧＣＴと同一ウエハー上に構成しているために、インバータ装置の小型化、高信頼度化に対する利点はある。しかしながら、スイッチング周波数を６インチＧＴＯと同じ値と仮定すれば、同一パッケージから約２倍の損失が発生することから、大容量化を達成するためには冷却フィンおよびパッケージが持つ熱抵抗の大幅な低減を必要とする。従って、素子定格の大幅な改善が達成されない限り、スイッチング周波数を低減しなければならず、その場合、インバータ装置の制御性能は低下してしまうという問題がある。また、逆導通ＧＣＴを用いたインバータ装置の従来例では、アノードリアクトルを３相共通に用いているが、例えばある相のスイッチング動作によりリセットダイオードが導通している間に他の相がターンオン動作を開始すると、ＧＣＴの臨界オン電流上昇率を超えた電流がＧＣＴあるいはフリーホイールダイオードに流れるため、ＩＧＢＴの場合と同様に、ＧＣＴのターンオン損失の増加とフリーホイールダイオードのターンオフ損失が増加する。つまり、本来のアノードリアクトルが持っている、オン電流上昇率抑制回路としての機能を失うという問題がある。特に、オン電流上昇率はインバータ装置の直流電圧の増加により大きくなるため、大容量化に際してこの問題は顕著となる。
【０００９】
また、ＧＣＴの大容量化、特に電流定格の向上については電流下降時間の短縮によるターンオフ損失の抑制が必要となる。つまり、図２３に示すスパイク電圧が増加することが考えられる。このスパイク電圧が発生する近傍では、そのスパイク電圧とＧＣＴ電流との積、つまり瞬時ターンオフ損失が最大値を示すため、その臨界値を超えるとＧＣＴが熱破壊を起こす問題がある。
【００１０】
従って本発明の目的は、高いオフ電圧上昇率耐量を有する自己消弧型半導体素子を有効に活用して、大容量化、小型化、低コスト化、高信頼度化を同時に実現するインバータ装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係るインバータ装置は、２つの電位Ｐ、Ｎを有する直流電圧回路と、前記電位Ｐもしくは電位Ｎを出力することができる２レベルインバータブリッジを有するインバータ装置において、前記２レベルインバータブリッジは、前記直流電圧回路の電位Ｐの端子と電位Ｎの端子との間に接続された第１および第２の自己消弧型半導体素子の直列接続体と、前記第１および第２の自己消弧型半導体素子の各々に逆並列接続された第１および第２のフリーホイールダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｐの端子と前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間もしくは前記直流電圧回路の電位Ｎの端子と前記第２の自己消弧型半導体素子のカソード端子との間のいずれか一方に挿入されたアノードリアクトルと、前記アノードリアクトルに並列接続されたリセットダイオードとリセット抵抗とから構成された直列接続体と、前記リセットダイオードと前記リセット抵抗との接続点と前記直流電圧回路の電位Ｎの端子もしくは電位Ｐの端子との間のいずれか一方に接続され前記リセット抵抗を介して前記直流電圧回路へ放電できるクランプコンデンサと、前記第１の自己消弧型半導体素子と第２の自己消弧型半導体素子との接続点に設けられた出力端子とを備え、前記第１および第２の自己消弧型半導体素子を当該素子の主電極間に存在する寄生静電容量によって抑制されるオフ電圧上昇率が当該素子の臨界オフ電圧上昇率以下となる自己消弧型半導体素子とし、
その第１および第２の自己消弧型半導体素子と第１および第２のフリーホイールダイオードとは第１の圧接構造体により非導電体を介することなくその通電方向に圧接して共締めされており、リセットダイオードとリセット抵抗とは第２の圧接構造体により通電方向に圧接して共締めされており、前記第１および第２の自己消弧型半導体素子と第１および第２のフリーホイールダイオードとは互いに同一の口径とし、前記リセットダイオードは前記第１および第２のフリーホイールダイオードより小さい口径としたものである。
【００１２】
また、請求項２に係るインバータ装置は、請求項１において、その第１の圧接構造体に共締めされる素子は、第１のフリーホイールダイオード、第１の自己消弧型半導体素子、第２の自己消弧型半導体素子、第２のフリーホイールダイオードの順序で、かつ、前記各素子のアノード端子の向きが全て同一となるように配列されているものである。
【００１３】
また、請求項３に係るインバータ装置は、請求項１または２において、そのアノードリアクトルをヒューズとしたものである。
【００１４】
また、請求項４に係るインバータ装置は、請求項１ないし３のいずれかにおいて、その第１および第２の自己消弧型半導体素子のターンオフ時の電流下降時間に前記第１および第２の自己消弧型半導体素子に印加される電圧の最大値が前記電流下降時間以降に印加される電圧の最大値を超える条件を満足する場合、前記第１および第２の自己消弧型半導体素子の各々に並列に電圧クランプ要素を接続したものである。
【００１５】
請求項５に係るインバータ装置は、２つの電位Ｐ、Ｎおよびその中間の電位Ｃを有する直流電圧回路と、前記電位Ｐ、電位Ｃもしくは電位Ｎを出力することができる３レベルインバータブリッジを有するインバータ装置において、前記３レベルインバータブリッジは、前記直流電圧回路の電位Ｐの端子と電位Ｎの端子との間に接続された第１から第４の自己消弧型半導体素子の直列接続体と、前記第１から第４の自己消弧型半導体素子の各々に逆並列接続された第１から第４のフリーホイールダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｃの端子と前記第２の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に接続された第１のクランプダイオードと、前記第３の自己消弧型半導体素子のカソード端子と前記直流電圧回路の電位Ｃの端子との間に接続された第２のクランプダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｐの端子と前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に挿入された第１のアノードリアクトルと、前記第１のアノードリアクトルに並列接続された第１のリセットダイオードと第１のリセット抵抗とから構成された直列接続体と、前記第１のリセットダイオードと第１のリセット抵抗との接続点と前記直流電圧回路の電位Ｃの端子との間に接続され前記第１のリセット抵抗を介して前記直流電圧回路へ放電できる第１のクランプコンデンサと、前記第４の自己消弧型半導体素子のカソード端子と前記直流電圧回路の電位Ｎの端子との間に挿入された第２のアノードリアクトルと、前記第２のアノードリアク トルに並列接続された第２のリセットダイオードと第２のリセット抵抗とから構成された直列接続体と、前記第２のリセットダイオードと第２のリセット抵抗との接続点と前記直流電圧回路の電位Ｃの端子との間に接続され前記第２のリセット抵抗を介して前記直流電圧回路へ放電できる第２のクランプコンデンサと、前記第２の自己消弧型半導体素子と第３の自己消弧型半導体素子との接続点に設けられた出力端子とを備え、前記第１から第４の自己消弧型半導体素子を当該素子の主電極間に存在する寄生容量によって抑制されるオフ電圧上昇率が、当該素子の臨界オフ電圧上昇率以下となる自己消弧型半導体素子とし、
その第１から第４の自己消弧型半導体素子と第１から第４のフリーホイールダイオードと第１および第２のクランプダイオードとは第１の圧接構造体により非導電体を介することなくその通電方向に圧接して共締めされており、第１および第２のリセットダイオードと第１および第２のリセット抵抗とは第２の圧接構造体により通電方向に圧接して共締めされており、前記第１から第４の自己消弧型半導体素子と第１から第４のフリーホイールダイオードと第１および第２のクランプダイオードとは互いに同一の口径とし、前記第１および第２のリセットダイオードは互いに同一の口径でかつ前記第１から第４のフリーホイールダイオードより小さい口径としたものである。
【００１６】
また、請求項６に係るインバータ装置は、請求項５において、その第１の圧接構造体に共締めされる素子は、第１の自己消弧型半導体素子、第１のフリーホイールダイオード、第２のフリーホイールダイオード、第２の自己消弧型半導体素子、第１のクランプダイオード、第２のクランプダイオード、第３の自己消弧型半導体素子、第３のフリーホイールダイオード、第４のフリーホイールダイオード、第４の自己消弧型半導体素子の順序で、かつ、前記各素子のアノード端子の向きが全て同一となるように配列されているものである。
【００１７】
また、請求項７に係るインバータ装置は、請求項５または６において、その第１のクランプコンデンサと第２のクランプコンデンサは１つのパッケージに収納されたものである。
【００１８】
また、請求項８に係るインバータ装置は、請求項５ないし７のいずれかにおいて、その第１と第２のアノードリアクトルの各々をヒューズとしたものである。
【００１９】
また、請求項９に係るインバータ装置は、請求項５ないし８のいずれかにおいて、そのターンオフ時の電流下降時間に印加される電圧の最大値が前記電流下降時間以降に印加される電圧の最大値を超える条件を満足する第１から第４の自己消弧型半導体素子に並列に電圧クランプ要素を接続したものである。
【００２０】
請求項１０に係るインバータ装置は、２つの電位Ｐ、Ｎおよびその中間の電位Ｃを有する直流電圧回路と、前記電位Ｐ、電位Ｃもしくは電位Ｎを出力することができる３レベルインバータブリッジを有するインバータ装置において、前記３レベルインバータブリッジは、前記直流電圧回路の電位Ｐの端子と電位Ｎの端子との間に接続された第１から第４の自己消弧型半導体素子の直列接続体と、前記第１から第４の自己消弧型半導体素子の各々に逆並列接続された第１から第４のフリーホイールダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｃの端子と前記第２の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に接続された第１のクランプダイオードと、前記第３の自己消弧型半導体素子のカソード端子と前記直流電圧回路の電位Ｃの端子との間に接続された第２のクランプダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｐの端子と前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に挿入された第１のアノードリアクトルと、前記第１のアノードリアクトルに並列接続された第１のリセットダイオードと第１のリセット抵抗とから構成された直列接続体と、前記第１のリセットダイオードと第１のリセット抵抗との接続点と前記直流電圧回路の電位Ｃの端子との間に接続され前記第１のリセット抵抗を介して前記直流電圧回路へ放電できる第１のクラン プコンデンサと、前記第４の自己消弧型半導体素子のカソード端子と前記直流電圧回路の電位Ｎの端子との間に挿入された第２のアノードリアクトルと、前記第２のアノードリアクトルに並列接続された第２のリセットダイオードと第２のリセット抵抗とから構成された直列接続体と、前記第２のリセットダイオードと第２のリセット抵抗との接続点と前記直流電圧回路の電位Ｃの端子との間に接続され前記第２のリセット抵抗を介して前記直流電圧回路へ放電できる第２のクランプコンデンサと、前記第１のリセットダイオードと第１のリセット抵抗との接続点と前記第３の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に接続された第１のバイパスダイオードと、前記第２のリセットダイオードと第２のリセット抵抗との接続点と前記第２の自己消弧型半導体素子のカソード端子との間に接続された第２のバイパスダイオードと、前記第２の自己消弧型半導体素子と第３の自己消弧型半導体素子との接続点に設けられた出力端子とを備え、前記第１から第４の自己消弧型半導体素子を当該素子の主電極間に存在する寄生容量によって抑制されるオフ電圧上昇率が、当該素子の臨界オフ電圧上昇率以下となる自己消弧型半導体素子としたものである。
【００２１】
また、請求項１１に係るインバータ装置は、請求項１０において、その第１と第２のアノードリアクトルの各々をヒューズとしたものである。
【００２２】
また、請求項１２に係るインバータ装置は、請求項１０または１１において、そのターンオフ時の電流下降時間に印加される電圧の最大値が前記電流下降時間以降に印加される電圧の最大値を超える条件を満足する第１から第４の自己消弧型半導体素子に並列に電圧クランプ要素を接続したものである。
【００２３】
また、請求項１３に係るインバータ装置は、請求項１０ないし１２のいずれかにおいて、その第１から第４の自己消弧型半導体素子と第１から第４のフリーホイールダイオードと第１および第２のクランプダイオードとは第１の圧接構造体により非導電体を介することなくその通電方向に圧接して共締めされており、第１および第２のリセットダイオードと第１および第２のバイパスダイオードと第１および第２のリセット抵抗とは第２の圧接構造体により通電方向に圧接して共締めされており、前記第１から第４の自己消弧型半導体素子と第１から第４のフリーホイールダイオードと第１および第２のクランプダイオードとは互いに同一の口径とし、前記第１および第２のリセットダイオードと第１および第２のバイパスダイオードとは互いに同一の口径でかつ前記第１から第４のフリーホイールダイオードより小さい口径としたものである。
【００２４】
また、請求項１４に係るインバータ装置は、請求項１３おいて、その第１の圧接構造体に共締めされる素子は、第１の自己消弧型半導体素子、第１のフリーホイールダイオード、第２のフリーホイールダイオード、第２の自己消弧型半導体素子、第１のクランプダイオード、第２のクランプダイオード、第３の自己消弧型半導体素子、第３のフリーホイールダイオード、第４のフリーホイールダイオード、第４の自己消弧型半導体素子の順序で、かつ、前記各素子のアノード端子の向きが全て同一となるように配列されているものである。
【００２５】
また、請求項１５に係るインバータ装置は、請求項１３または１４において、その第１のバイパスダイオードおよび第２のバイパスダイオードは、それぞれ第１および第２のリセットダイオードに適用されているものと同一のダイオードを２個直列接続してなるものである。
【００２６】
また、請求項１６に係るインバータ装置は、請求項１３ないし１５のいずれかにおいて、その第１のクランプコンデンサと第２のクランプコンデンサとは１つのパッケージに収納されたものである。
【００２７】
また、請求項１７に係るインバータ装置は、請求項１ないし１６のいずれかにおいて、その自己消弧型半導体素子を、主電流を全てゲート回路へ転流させてターンオフするゲート転流型ターンオフサイリスタとしたものである。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、この発明によるインバータ装置を複数の図を用いて説明する。
【００２９】
実施の形態１．
この発明によるインバータ装置の実施の形態１を図を用いて説明する。図１はこの発明によるインバータ装置の実施の形態１における２レベルインバータブリッジを示す回路構成図、図２はその具体的な簡易構造図である。まず、図１の回路構成図において、１は電位Ｐと電位Ｎ（電位差Ｅ（Ｖ））を持つ直流電圧回路、２ａ、２ｂは自己消弧型半導体素子としてのＧＣＴ、３ａ、３ｂはフリーホイールダイオード、４はアノードリアクトル、５はリセットダイオード、６はリセット抵抗、７はクランプコンデンサ、ＯＵＴは図示されていない負荷に接続される出力端子である。図２の簡易構造図において、ＧＣＴ２ａ、２ｂとフリーホイールダイオード３ａ、３ｂは分離され、かつ互いに口径の等しい半導体パッケージである。また、リセットダイオード５はフリーホイールダイオード３ａ、３ｂの口径より小さい口径の半導体パッケージ、リセット抵抗６は水冷抵抗器、８ａから８ｇは導電体である冷却フィン、９はＧＣＴ２ａ、２ｂとフリーホイールダイオード３ａ、３ｂの半導体パッケージと冷却フィン８ａから８ｅとをその通電方向に圧接して共締めするための第１の圧接構造体、１０はリセットダイオード５とリセット抵抗６と冷却フィン８ｆ、８ｇとをその通電方向に圧接して共締めするための第２の圧接構造体である。１１ａから１１ｈは電気的接続手段であり、例えば幅広な銅ブスバーなどである。なお、図１、図２に記載した１２ａ、１２ｂはツェナーダイオードなどの電圧クランプ要素であるが、これについての説明は後述する。
【００３０】
４個の半導体パッケージを図２に示すように配列すると、第１の圧接構造体９により、絶縁物（非導電体）を介することなく冷却フィン８ａから８ｅとの共締めが可能となる。また近年、薄膜抵抗体を冷却フィンで挟み込んだ被圧接構造を持つ水冷抵抗器が開発されている。このような抵抗器をリセット抵抗６に適用することにより、第２の圧接構造体１０によりリセットダイオード５とリセット抵抗６と冷却フィン８ｆ、８ｇとの共締めが可能となる。
【００３１】
次に回路動作について図３から図５および図７を用いて説明する。まず、ＧＣＴ２ａのスイッチング動作について図３、図４を用いて説明する。ＧＣＴ２ａがスイッチングする場合は電流値Ｉ（Ａ）を持つ負荷電流について、ＧＣＴ２ａとフリーホイールダイオード３ｂとの転流動作を考慮すれば良い。
なお、これら動作を説明するための回路図では、見易いよう各図（ａ）にのみ回路要素の符号を付し、他の図ではこの付記を省略している。
【００３２】
図３（ａ）に示すＧＣＴ２ａのオン状態からターンオフ動作を開始した直後の負荷電流は、図３（ｂ）に示すようにリセットダイオード５→クランプコンデンサ７→フリーホイールダイオード３ｂにバイパスされる。この時のＧＣＴ２ａの電流変化率、即ちバイパス経路への転流速度をｄｉ１／ｄｔ（Ａ／ｓ）、クランプコンデンサ７の静電容量をＣ（Ｆ）、ＧＣＴ２ａのアノード端子からカソード端子までのバイパス経路内に存在する浮遊インダクタンスをＬ１（Ｈ）、フリーホイールダイオード３ｂ、リセットダイオード５の電流変化率ｄｉ１／ｄｔに対する順回復電圧（過渡オン電圧）を各々ＶＦ（Ｖ）、ＶＲ（Ｖ）とすれば、ＧＣＴ２ａに印加されるスパイク電圧の最大値ＶＤＳＰ１（Ｖ）は式１で表現できる。
【００３３】
【数１】
【００３４】
この後、図３（ｃ）に示すようにＧＣＴ２ａの電流がゼロ（Ａ）になると、負荷電流はすべてフリーホイールダイオード３ｂに転流する。また、アノードリアクトル４の蓄積エネルギーはクランプコンデンサ７に回収される。リセット抵抗６の抵抗値とクランプコンデンサ７の静電容量で決まる時定数が、クランプコンデンサ７の静電容量とアノードリアクトル４のインダクタンスとで決まる共振周期に比べて長い場合は、アノードリアクトル４の蓄積エネルギーを回収した後のクランプコンデンサ７の最大充電電圧（最大オフ電圧）ＶＤＭ１は近似的に式２で表現できる。なお、アノードリアクトル４のインダクタンスはＬ（Ｈ）とする。
【００３５】
【数２】
【００３６】
なお、式２ではＧＣＴ２ａの電流がＩ（Ａ）からゼロ（Ａ）に変化する時間において、クランプコンデンサ７に充電された電圧をＶｃ（Ｖ）とした。アノードリアクトル４の電流がゼロ（Ａ）になればＧＣＴ２ａのターンオフ動作は終了する。クランプコンデンサ７は図３（ｄ）に示すように、直流電圧回路１に対してリセット抵抗６を介して電圧がＥ（Ｖ）になるまで放電される。
【００３７】
ここで注目すべき点は、フリーホイールダイオード３ｂとリセットダイオード５の順回復電圧ＶＦとＶＲである。ターンオフ損失を抑制し、高信頼度なターンオフ動作を保証するためには、スパイク電圧の低減は必要不可欠である。スパイク電圧を低減するためには、前述したバイパス経路内に存在する浮遊インダクタンスを低減することも然ることながら、これら２つのダイオードの順回復電圧を低減する必要がある。この順回復電圧は、一般に電流変化率の増加により大きくなる。また、素子の口径が大きい程大きくなる。現在、６インチのダイオードの順回復電圧は電流変化率１ｋＡ／μｓに対して約７０Ｖ程度である。また、４インチのダイオードの順回復電圧は同条件で約４０Ｖ程度である。また、現有素子で最も大きいものを想定すれば、フリーホイールダイオード３ｂの口径はＧＣＴ２ａと同じ６インチがある。一方、同一圧接構造体内の半導体パッケージの口径を揃えることは、均一な圧接力の伝達を保証、即ち素子表面の均一な温度分布を保証するために必要不可欠な条件である。従って、ＧＣＴ２ａと共締めされるフリーホイールダイオード３ｂについては、ＧＣＴ２ａの口径にあわせる必要があるが、ターンオフ損失を低減する観点からリセットダイオード５に適用するダイオードの口径は、フリーホイールダイオード３ｂに適用するダイオードの口径とは異なる小さいものを選定する。
【００３８】
次に、図４（ａ）に示すＧＣＴ２ａのオフ状態からターンオン動作を開始した直後は、図４（ｂ）に示すように、まずフリーホイールダイオード３ｂを導通している負荷電流の値まで直流電圧回路１から電流が供給される。また、その電流には図４（ｃ）に示すように、フリーホイールダイオード３ｂの逆回復電流の最大値が重畳される。この期間、アノードリアクトル４には電圧Ｅ（Ｖ）が印加され続け、ＧＣＴ２ａのオン電流上昇率は、直流電圧回路１の電圧Ｅ（Ｖ）とアノードリアクトル４のインダクタンスＬ（Ｈ）で決まるオン電流上昇率ｄｉ２／ｄｔ＝Ｅ／Ｌ（Ａ／ｓ）に常に抑制される。ダイオードの逆回復電流の最大値は、一般に導通電流（ここでは負荷電流）の大きさと電流変化率（ここではｄｉ２／ｄｔ）に大きく依存する。図１に示す回路においては、電流変化率ｄｉ２／ｄｔの大きさは他相の影響を全く受けずに一定の値に抑制可能であるため、ＧＣＴ２ａで発生するターンオン損失やフリーホイールダイオード３ｂで発生するターンオフ損失が予想以上に増加することはない。フリーホイールダイオード３ｂのオフ状態が確立すれば、図４（ｄ）に示すように、アノードリアクトル４に過剰に蓄積されたフリーホイールダイオード３ｂの逆回復電流によるエネルギーは、クランプコンデンサ７に回収される。アノードリアクトル４の電流が負荷電流Ｉに等しくなれば、ＧＣＴ２ａのターンオン動作は終了する。そして、図４（ｅ）に示すように、クランプコンデンサ７は直流電圧回路１に対してリセット抵抗６を介して電圧Ｅになるまで放電される。
【００３９】
次に、ＧＣＴ２ｂのスイッチング動作について図５、図７を用いて説明する。ＧＣＴ２ｂがスイッチングする場合は電流値Ｉを持つ負荷電流についてＧＣＴ２ｂとフリーホイールダイオード３ａとの転流動作を考慮すれば良い。
【００４０】
図５（ａ）に示すＧＣＴ２ｂのオン状態からターンオフ動作を開始した直後の負荷電流は、図５（ｂ）に示すように、フリーホイールダイオード３ａ→リセットダイオード５→クランプコンデンサ７にバイパスされる。この時のＧＣＴ２ｂの電流変化率、即ちバイパス経路への転流速度をｄｉ１／ｄｔ、クランプコンデンサ７の静電容量をＣ（Ｆ）、ＧＣＴ２ｂのアノード端子からカソード端子までのバイパス経路内に存在する浮遊インダクタンスをＬ２（Ｈ）、フリーホイールダイオード３ａ、リセットダイオード５の電流変化率ｄｉ１／ｄｔに対する順回復電圧（過渡オン電圧）を各々ＶＦ（Ｖ）、ＶＲ（Ｖ）とすれば、ＧＣＴ２ａに印加されるスパイク電圧ＶＤＳＰ２の最大値は式３で表現できる。
【００４１】
【数３】
【００４２】
ここで注目すべき点は、ＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｂのターンオフ動作開始直後のバイパス経路内に存在する浮遊インダクタンスの大きさである。図６（ａ）にはＧＣＴ２ａの、図６（ｂ）にはＧＣＴ２ｂのターンオフ直後のバイパス経路を太線で示している。図から、両バイパス経路が占める空間が同一ないし対称となる。このように半導体パッケージの配列が唯一図２に示す場合にのみ、ＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｂのターンオフ動作開始直後のバイパス経路内の浮遊インダクタンスＬ１とＬ２とが等しくなる。この配列により、スパイク電圧によってＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｂに生じるターンオフ損失を等しくできる、つまり熱的責務を等しくできることになる。
【００４３】
図５（ｃ）に示すようにＧＣＴ２ｂの電流がゼロ（Ａ）になれば、負荷電流はすべてフリーホイールダイオード３ａに転流する。また、アノードリアクトル４の蓄積エネルギーはクランプコンデンサ７に回収される。この動作は図３（ｃ）と同様である。アノードリアクトル４の電流がゼロ（Ａ）になると、ＧＣＴ２ｂのターンオフ動作は終了する。クランプコンデンサ７は、図５（ｄ）に示すように、直流電圧回路１に対してリセット抵抗６を介して電圧Ｅ（Ｖ）になるまで放電される。
【００４４】
次に、図７（ａ）に示すＧＣＴ２ｂのオフ状態からターンオン動作を開始した直後は、図７（ｂ）に示すように、フリーホイールダイオード３ａを導通している負荷電流の値まで直流電圧回路１から電流が供給される。また、その電流には図７（ｃ）に示すように、フリーホイールダイオード３ａの逆回復電流の最大値が重畳される。この期間はアノードリアクトル４には電圧Ｅ（Ｖ）が印加され続け、ＧＣＴ２ｂのオン電流上昇率は直流電圧回路１の電圧Ｅ（Ｖ）とアノードリアクトル４のインダクタンスＬ（Ｈ）で決まるオン電流上昇率ｄｉ２／ｄｔ＝Ｅ／Ｌ（Ａ／ｓ）に常に抑制される。前述したように、図１に示す回路においては、電流変化率ｄｉ２／ｄｔの大きさは他相の影響を全く受けずに一定の値に抑制可能であるため、ＧＣＴ２ｂで発生するターンオン損失やフリーホイールダイオード３ａで発生するターンオフ損失が予想以上に増加することはない。フリーホイールダイオード３ａのオフ状態が確立すれば、図７（ｄ）に示すように、アノードリアクトル４に過剰に蓄積されたフリーホイールダイオード３ａの逆回復電流によるエネルギーはクランプコンデンサ７に回収される。アノードリアクトル４の電流が負荷電流Ｉ（Ａ）に等しくなれば、ＧＣＴ２ｂのターンオン動作は終了する。クランプコンデンサ７は、図７（ｅ）に示すように、直流電圧回路１に対してリセット抵抗６を介して電圧Ｅ（Ｖ）になるまで放電される。
【００４５】
実施の形態２．
２レベルインバータブリッジを構成するＧＣＴ２ａ、２ｂの大容量化、特に電流定格の改善が進むと、例えばＧＣＴ２ａがターンオフ動作を開始した後、バイパス経路にバイパスされる際の電流上昇率ｄｉ１／ｄｔが大きくなることが予想される。なぜならば、ＧＣＴ２ａの大容量化はスイッチング損失、特にターンオフ損失の抑制を達成することが課題となり、それには電流上昇率ｄｉ１／ｄｔを大きくすることにより可能なかぎり理想的なスイッチング動作に近付ける必要があるからである。しかし、その場合には、電流上昇率ｄｉ１／ｄｔによって発生するスパイク電圧ＶＤＳＰ１が増加することが考えられる。このスパイク電圧ＶＤＳＰ１は、当然のことながら前述したバイパス経路の浮遊インダクタンスＬ１の軽減、あるいはフリーホイールダイオード３ｂ、リセットダイオード５の順回復電圧（過渡オン電圧）特性の改善により低減されるべきではあるが、物理的制約によりその低減度合には限界がある。
【００４６】
ただし、ＶＤＳＰ１は非常に短い時間、具体的には１μｓ程度であることを鑑みれば、図１、図２に示すように、ＧＣＴ２ａと並列に電圧クランプ要素を接続することにより、ＶＤＳＰ１は抑制することができる。ここでは、一般的な電圧クランプ要素であるツェナーダイオード１２ａを、ＧＣＴ２ａと並列に接続した場合を想定する。一般にツェナーダイオード１２ａは通常熱容量が小さいので、比較的短い時間に発生するスイッチング損失しか許容できない。従って、ＧＣＴ２ａの高信頼度なスイッチング動作を保証するためには、ツェナーダイオード１２ａが電圧を抑制する際に発生する損失を可能な限り低減する必要がある。前述したＧＣＴ２ａに印加される最大オフ電圧ＶＤＭ１は、式２に示すようにアノードリアクトル４のインダクタンスＬ（Ｈ）と、クランプコンデンサ７の静電容量Ｃ（Ｆ）と、遮断電流、即ち負荷電流の大きさＩ（Ａ）に殆ど支配される。この最大オフ電圧ＶＤＭ１は、リセット抵抗６の抵抗値とクランプコンデンサ７の静電容量によって決まる時定数に従って減少するために、ＶＤＳＰ１よりはるかに長い時間、最大オフ電圧ＶＤＭ１近傍の電圧がＧＣＴ２ａに印加される。この電圧をもツェナーダイオード１２ａで抑制することは、無意味な損失を増加させるだけでなく、ツェナーダイオード１２ａの信頼性、即ちＧＣＴ２ａのターンオフ動作の信頼性を下げることになる。従って、ＶＤＳＰ１がＶＤＭ１よりも大きくなるような条件の場合に限ってツェナーダイオード１２ａをＧＣＴ２ａと並列接続することが、インバータ装置の高信頼度化を考慮した場合の最適な解決策となる。当然のことながら、ツェナーダイオード１２ａの降伏電圧は最大オフ電圧ＶＤＭ１以上に設定すべきである。以上、ＧＣＴ２ａについて説明したが、図２に示す構造を採用することによりＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｂの印加電圧は等しくなるため、前述した説明はＧＣＴ２ｂとツェナーダイオード１２ｂについても全てあてはまる。
【００４７】
実施の形態３．
図１におけるＧＣＴ２ａ、２ｂの臨界電流上昇率が約２ｋＡ／μｓ程度、もしくはそれ以上許容できる場合には、直流電圧回路１の電圧Ｅが４ｋＶ程度であればアノードリアクトル４のインダクタンスを２μＨ以下に低減できることになる。また、大容量インバータ用のヒューズの内部インダクタンスが約１．５μＨ程度であるため、巻線型コイルによるアノードリアクトルは不要となり、ヒューズの内部インダクタンスと必要であればその接続ブスバーの浮遊インダクタンスとの合成インダクタンスにより代替可能となる。
【００４８】
実施の形態４．
この発明によるインバータ装置の実施の形態４を図を用いて説明する。図８はこの発明によるインバータ装置の実施の形態４における３レベルインバータブリッジを示す回路構成図、図９はその具体的な簡易構造図である。まず、図８の回路構成図において、１３は電位Ｐ、電位Ｃおよび電位Ｎ（電位Ｐと電位Ｃ、電位Ｃと電位Ｎの電位差Ｅ（Ｖ））を持つ直流電圧回路、２ａから２ｄは自己消弧型半導体素子としてのＧＣＴ、３ａから３ｄはフリーホイールダイオード、１４ａ、１４ｂはクランプダイオード、４ａ、４ｂはアノードリアクトル、５ａ、５ｂはリセットダイオード、６ａ、６ｂはリセット抵抗、７ａ、７ｂはクランプコンデンサ、ＯＵＴは図示されていない負荷に接続される出力端子である。図９の簡易構造図において、ＧＣＴ２ａから２ｄとフリーホイールダイオード３ａから３ｄとクランプダイオード１４ａ、１４ｂは分離され、かつ互いに口径の等しい半導体パッケージである。また、リセットダイオード５ａ、５ｂはフリーホイールダイオード３ａから３ｄ、あるいはクランプダイオード１４ａ、１４ｂの口径より小さい口径の半導体パッケージ、リセット抵抗６ａ、６ｂは水冷抵抗器、８ａから８ｏは導電体である冷却フィン、９はＧＣＴ２ａから２ｄとフリーホイールダイオード３ａから３ｄとクランプダイオード１４ａ、１４ｂとの１０個の半導体パッケージと冷却フィン８ａから８ｋとをその通電方向に圧接して共締めするための第１の圧接構造体、１０はリセットダイオード５ａ、５ｂとリセット抵抗６ａ、６ｂと冷却フィン８ｌから８ｏと絶縁物１５ａ、１５ｂをその通電方向に圧接して共締めするための第２の圧接構造体である。１１ａから１１ｏは電気的接続手段であり、例えば幅広な銅ブスバーなどである。なお図８、図９に記載した１２ａから１２ｄは例えばツェナーダイオードなどの電圧クランプ要素であるが、これについての説明は後述する。
【００４９】
１０個の半導体パッケージを図９に示すように配列することにより、第１の圧接構造体９により絶縁物（非導電体）を介することなく冷却フィン８ａから８ｋとの共締めが可能となる。また近年、薄膜抵抗体を冷却フィンで挟み込んだ被圧接構造を持つ水冷抵抗器が開発されている。このような抵抗器をリセット抵抗６ａ、６ｂに適用することにより、第２の圧接構造体１０によりリセットダイオード５ａ、５ｂとリセット抵抗６ａ、６ｂと冷却フィン８ｌから８ｏと絶縁物１５ａ、１５ｂとの共締めが可能となる。
【００５０】
次に、回路動作について図１０から図１３を用いて説明する。３レベルインバータの回路動作については、ＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｃに関する動作と、ＧＣＴ２ｂとＧＣＴ２ｄに関する動作とは全く対称となる。そこで、ここではＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｃに関する回路動作を説明し、ＧＣＴ２ｂとＧＣＴ２ｄに関する回路動作の説明は省略する。まず、ＧＣＴ２ａのスイッチング動作について図１０、図１１を用いて説明する。ＧＣＴ２ａがスイッチングする場合は電流値Ｉ（Ａ）を持つ負荷電流についてＧＣＴ２ａ、２ｂとクランプダイオード１４ａ、ＧＣＴ２ｂとの転流動作を考慮すれば良い。
【００５１】
図１０（ａ）に示すＧＣＴ２ａ、２ｂのオン状態からＧＣＴ２ａがターンオフ動作を開始した直後の負荷電流は、図１０（ｂ）に示すように、リセットダイオード５ａ→クランプコンデンサ７ａ→クランプダイオード１４ａにバイパスされる。この時のＧＣＴ２ａの電流変化率、即ちバイパス経路への転流速度をｄｉ１／ｄｔ（Ａ／ｓ）、クランプコンデンサ７ａの静電容量をＣ（Ｆ）、ＧＣＴ２ａのアノード端子からカソード端子までのバイパス経路内に存在する浮遊インダクタンスをＬ３（Ｈ）、クランプダイオード１４ａ、リセットダイオード５ａの電流変化率ｄｉ１／ｄｔに対する順回復電圧（過渡オン電圧）を各々ＶＣ（Ｖ）、ＶＲ（Ｖ）とすれば、ＧＣＴ２ａに印加されるスパイク電圧の最大値ＶＤＳＰ３（Ｖ）は式４で表現できる。
【００５２】
【数４】
【００５３】
その後、図１０（ｃ）に示すようにＧＣＴ２ａの電流がゼロになれば、負荷電流はすべてクランプダイオード１４ａに転流する。また、アノードリアクトル４ａの蓄積エネルギーは、クランプコンデンサ７ａに回収される。リセット抵抗６ａの抵抗値とクランプコンデンサ７ａの静電容量で決まる時定数が、クランプコンデンサ７ａの静電容量Ｃとアノードリアクトル４ａのインダクタンスＬとで決まる共振周期に比べて長い場合は、アノードリアクトル４ａの蓄積エネルギーを回収した後のクランプコンデンサ７ａの最大充電電圧（最大オフ電圧）ＶＤＭ２（Ｖ）は近似的に式５で表現できる。
【００５４】
【数５】
【００５５】
なお、この式では、ＧＣＴ２ａの電流がＩ（Ａ）からゼロ（Ａ）に変化する期間に、クランプコンデンサ７ａに充電された電圧をＶｃ（Ｖ）とした。アノードリアクトル４ａの電流がゼロ（Ａ）になると、ＧＣＴ２ａのターンオフ動作は終了する。その後、クランプコンデンサ７ａは、図１０（ｄ）に示すように、直流電圧回路１３に対してリセット抵抗６ａを介して電圧Ｅ（Ｖ）になるまで放電される。
【００５６】
ここで注目すべき点は、クランプダイオード１４ａとリセットダイオード５ａの順回復電圧ＶＣとＶＲである。ターンオフ損失を抑制し高信頼度なターンオフ動作を保証するためには、スパイク電圧の低減は必要不可欠である。スパイク電圧を低減するためには、バイパス経路内に存在する浮遊インダクタンスを低減することも然ることながら、これら２つのダイオードの順回復電圧を低減する必要がある。この順回復電圧は一般に電流変化率の増加により大きくなり、また口径が大きい程大きくなる。現在６インチのダイオードの順回復電圧は１ｋＡ／μｓに対して約７０Ｖ程度である。また、４インチのダイオードの順回復電圧は同条件で約４０Ｖ程度である。また、現有素子で最も大きいものを想定すれば、クランプダイオード１４ａの口径は、フリーホイールダイオード３ａやＧＣＴ２ａと同じ６インチがある。一方、同一圧接構造体内の半導体パッケージの口径を揃えることは、均一な圧接力の伝達を保証する、即ち素子表面の均一な温度分布を保証するために必要不可欠な条件である。従って、ＧＣＴ２ａ、フリーホイールダイオード３ａと共締めされるクランプダイオード１４ａについては、ＧＣＴ２ａの口径にあわせる必要があるが、ターンオフ損失を低減する観点からリセットダイオード５ａに適用するダイオードは、クランプダイオード１４ａに適用するダイオードとは異なる小さいものを選定する。
【００５７】
次に、図１１（ａ）に示すＧＣＴ２ａのオフ状態からターンオン動作を開始した直後は、図１１（ｂ）に示すように、クランプダイオード１４ａを導通している負荷電流の値まで直流電圧回路１３から電流が供給される。また、その電流には図１１（ｃ）に示すように、クランプダイオード１４ａの逆回復電流の最大値が重畳される。なお、この期間は、アノードリアクトル４ａには電圧Ｅ（Ｖ）が印加され続け、ＧＣＴ２ａのオン電流上昇率ｄｉ２／ｄｔは、直流電圧回路１３の電圧Ｅ（Ｖ）とアノードリアクトル４ａのインダクタンスＬ（Ｈ）で決まるオン電流上昇率ｄｉ２／ｄｔ＝Ｅ／Ｌ（Ａ／ｓ）に常に抑制される。ダイオードの逆回復電流の最大値は、一般に導通電流（ここでは負荷電流）の大きさと電流変化率（ここではｄｉ２／ｄｔ）に大きく依存する。図８に示す回路においては、電流変化率の大きさは他相の影響を全く受けずに一定の値に抑制可能であるため、ＧＣＴ２ａで発生するターンオン損失やクランプダイオード１４ａで発生するターンオフ損失が予想以上に増加することはない。クランプダイオード１４ａのオフ状態が確立すると、図１１（ｄ）に示すように、アノードリアクトル４ａに過剰に蓄積されたクランプダイオード１４ａの逆回復電流によるエネルギーはクランプコンデンサ７ａに回収される。アノードリアクトル４ａの電流が負荷電流Ｉ（Ａ）に等しくなれば、ＧＣＴ２ａのターンオン動作は終了する。クランプコンデンサ７ａは、図１１（ｅ）に示すように、直流電圧回路１３に対してリセット抵抗６ａを介して電圧Ｅ（Ｖ）になるまで放電される。
【００５８】
次に、ＧＣＴ２ｃのスイッチング動作について図１２、図１３を用いて説明する。ＧＣＴ２ｃがスイッチングする場合は、電流値Ｉ（Ａ）の負荷電流についてＧＣＴ２ｃ、クランプダイオード１４ｂとフリーホイールダイオード３ａ、３ｂとの転流動作を考慮すれば良い。
【００５９】
図１２（ａ）に示すＧＣＴ２ｃ、クランプダイオード１４ｂのオン状態からＧＣＴ２ｃがターンオフ動作を開始した直後の負荷電流は、図１２（ｂ）に示すように、フリーホイールダイオード３ｂ→フリーホイールダイオード３ａ→リセットダイオード５ａ→クランプコンデンサ７ａにバイパスされる。この時のＧＣＴ２ｃの電流変化率、即ちバイパス経路への転流速度をｄｉ１／ｄｔ（Ａ／ｓ）、クランプコンデンサ７ａの静電容量をＣ（Ｆ）、ＧＣＴ２ｃのアノード端子からクランプダイオード１４ｂのカソード端子までのバイパス経路内に存在する浮遊インダクタンスをＬ４（Ｈ）、フリーホイールダイオード３ａ、３ｂ、クランプダイオード１４ｂ、リセットダイオード５ａの、電流変化率ｄｉ１／ｄｔに対する順回復電圧（過渡オン電圧）を各々ＶＦ（Ｖ）、ＶＣ（Ｖ）、ＶＲ（Ｖ）とすれば、ＧＣＴ２ｃに印加されるスパイク電圧の最大値ＶＤＳＰ４は式６で表現できる。
【００６０】
【数６】
【００６１】
ここで注目すべき点は、半導体パッケージの配列において、フリーホイールダイオード３ａ、３ｂが直列に接続され、ＧＣＴ２ｃとクランプダイオード１４ｂが直列に接続されている図９に示す場合には、ＧＣＴ２ｃのターンオフ動作開始直後のバイパス経路内の浮遊インダクタンスＬ４が極めて小さくなることである。この配列により、スパイク電圧によってＧＣＴ２ｃに生じるターンオフ損失を低減できる、つまり熱的責務を軽減できることになる。しかしながら、負荷電流の大きさが同じであると仮定すれば、ＧＣＴ２ａのスパイク電圧ＶＤＳＰ３に比較してＧＣＴ２ｃのスパイク電圧ＶＤＳＰ４は、少なくともフリーホイールダイオード３ａ、３ｂの順回復電圧の和以上は大きくなる。
【００６２】
この後、図１２（ｃ）に示すようにＧＣＴ２ｃの電流がゼロ（Ａ）になると、負荷電流はリセットダイオード５ａからアノードリアクトル４ａへ転流する。この転流は、クランプコンデンサ７ａの充電電圧と直流電圧回路１３の電圧Ｅ（Ｖ）との差電圧により行なわれるため、アノードリアクトル４ａに蓄積された負荷電流によるエネルギーと同じエネルギーがクランプコンデンサ７ａに蓄積される。従って、クランプコンデンサ７ａの最大充電電圧（最大オフ電圧）はＶＤＭ２（Ｖ）、つまりＧＣＴ２ａのそれと等しくなる。アノードリアクトル４ａの電流が、負荷電流Ｉ（Ａ）に等しくなればターンオフ動作は終了する。クランプコンデンサ７ａは、図１２（ｄ）に示すように直流電圧回路１３に対してリセット抵抗６ａを介して電圧Ｅ（Ｖ）になるまで放電される。
【００６３】
次に、図１３（ａ）に示すＧＣＴ２ｃのオフ状態からターンオン動作を開始した直後は、図１３（ｂ）に示すように、フリーホイールダイオード３ａ、３ｂを導通している負荷電流の値まで直流電圧回路１３から電流が供給される。また、その電流には図１３（ｃ）に示すように、フリーホイールダイオード３ａ、３ｂの逆回復電流の最大値が重畳される。この期間は、アノードリアクトル４ａには電圧Ｅが印加され続け、ＧＣＴ２ｃのオン電流上昇率ｄｉ２／ｄｔはオン直流電圧回路１３の電圧Ｅ（Ｖ）とアノードリアクトル４ａのインダクタンスＬ（Ｈ）で決まるオン電流上昇率ｄｉ２／ｄｔ＝Ｅ／Ｌ（Ａ／ｓ）に常に抑制される。前述したように、図８に示す回路においては、電流変化率の大きさは他相の影響を全く受けずに一定の値に抑制可能であるため、ＧＣＴ２ｃで発生するターンオン損失やフリーホイールダイオード３ａ、３ｂで発生するターンオフ損失が予想以上に増加することはない。フリーホイールダイオード３ａ、３ｂのオフ状態が確立すれば、図１３（ｄ）に示すように、アノードリアクトル４ａに過剰に蓄積されたフリーホイールダイオード３ａ、３ｂの逆回復電流によるエネルギーはクランプコンデンサ７ａに回収される。アノードリアクトル４ａの電流がゼロ（Ａ）になれば、ＧＣＴ２ｃのターンオン動作は終了する。クランプコンデンサ７ａは、図１３（ｅ）に示すように直流電圧回路１３に対してリセット抵抗６ａを介して電圧Ｅ（Ｖ）になるまで放電される。
【００６４】
実施の形態５．
この発明によるインバータ装置の実施の形態５を図を用いて説明する。図１４は、この発明によるインバータ装置の実施の形態５における３レベルインバータブリッジを示す回路構成図、図１５はその具体的な簡易構造図である。まず、図１４の回路構成図において、図８と異る箇所のみ説明する。１６ａから１６ｄはバイパスダイオードであり、それぞれ出力端子とクランプコンデンサ７ａの高電位側、出力端子とクランプコンデンサ７ｂの低電位側との間に接続されている。また、図１５の簡易構造図において、図９と異る個所のみ説明する。８ｐから８ｕは導電体である冷却フィン、１５ｃ、１５ｄは絶縁物、１０はリセットダイオード５ａ、５ｂとバイパスダイオード１６ａから１６ｄとリセット抵抗６ａ、６ｂと冷却フィン８ｌから８ｕと絶縁物１５ａから１５ｄとを通電方向に圧接して共締めするための第２の圧接構造体である。また１１ｐ、１１ｑは電気的接続手段である。
【００６５】
次に、バイパスダイオード１６ａ、１６ｂあるいは１６ｃ、１６ｄについてそれぞれ直列接続している必要性について説明する。例えばＧＣＴ２ａ、２ｂが共にオン状態の時、出力端子の電位は電位Ｐに等しい。この時、バイパスダイオード１６ａ、１６ｂには殆ど逆阻止電圧は印加されない。一方、バイパスダイオード１６ｄのカソード端子とバイパスダイオード１６ｃのアノード端子との間には、直流電圧回路１３の電位Ｐと電位Ｎとの電位差２Ｅ（Ｖ）が逆阻止電圧として印加される。従って、バイパスダイオード１６ｃ、１６ｄは、２Ｅ（Ｖ）以上の耐圧を持つダイオード１つに置換できることは言うまでもない。
【００６６】
ところで、本発明の課題のひとつは、最大定格の臨界オフ電圧上昇率が規定されない自己消弧型半導体素子を適用したインバータ装置を、極力低コストで実現することである。現在、６インチＧＣＴに見合う電圧定格を持ち、かつ口径の小さいダイオードはリセットダイオード５ａ、５ｂとして適用できるものが最大であり、その耐圧は直流電圧Ｅ（Ｖ）に対して適当である。今後、ＧＣＴがさらに高耐圧化された場合には、同時にリセットダイオード５ａ、５ｂの耐圧をもＧＣＴのそれにあわせて改善することが必要である。しかしながら、電圧２Ｅ（Ｖ）の耐圧を有するダイオードの実現は、常に追加的な開発コストを要求することを意味する。従って、実用的な見地から判断すると、バイパスダイオード１６ａ、１６ｂもしくは１６ｃ、１６ｄは、それぞれリセットダイオード５ａもしくは５ｂと同じ定格のダイオードを直列接続して用いることがコスト的に有利である。また、必然的にそれらは同一パッケージとなるため、図１５に示すように第２の圧接構造体１０による共締めを容易に実現でき、それにより均一な圧接力の伝達を可能とする。
【００６７】
次に、バイパスダイオード１６ａから１６ｄを用いた場合の回路動作について、実施の形態４との相違点に着目して説明する。それはＧＣＴ２ｂあるいはＧＣＴ２ｃのターンオフ動作にのみ現れるため、以下ＧＣＴ２ｃのターンオフ動作を図１６を用いて詳細に説明する。
【００６８】
図１６（ａ）に示すＧＣＴ２ｃ、クランプダイオード１４ｂのオン状態からＧＣＴ２ｃがターンオフした直後の負荷電流は、図１６（ｂ）に示すように、フリーホイールダイオード３ｂ→フリーホイールダイオード３ａ→リセットダイオード５ａ→クランプコンデンサ７ａにバイパスされると同時に、バイパスダイオード１６ａ→バイパスダイオード１６ｂ→クランプコンデンサ７ａにバイパスされる。このように、ＧＣＴ２ｃによってターンオフされる電流は２つのバイパス経路のインピーダンス比に従って分流するのであるが、バイパスダイオード１６ａ、１６ｂの効果をより明確にするために、ここではＧＣＴ２ｃによってターンオフされる電流は全て後者のバイパス経路に流れるものと仮定する。この時のＧＣＴ２ｃの電流変化率、即ち後者のバイパス経路への転流速度をｄｉ１／ｄｔ（Ａ／ｓ）、クランプコンデンサ７ａの静電容量をＣ（Ｆ）、ＧＣＴ２ｃのアノード端子からクランプダイオード１４ｂのカソード端子までのバイパス経路内に存在する浮遊インダクタンスをＬ５（Ｈ）、バイパスダイオード１６ａ、１６ｂの電流変化率ｄｉ１／ｄｔに対する順回復電圧（過渡オン電圧）を各々ＶＢ（＝ＶＲ）（Ｖ）とすれば、ＧＣＴ２ｃに印加されるスパイク電圧の最大値ＶＤＳＰ５（Ｖ）は式７で表現できる。
【００６９】
【数７】
【００７０】
ここで注目すべき点は、実施の形態５においてＧＣＴ２ｃに印加されるスパイク電圧ＶＤＳＰ５は、実施の形態４において印加されるスパイク電圧ＶＤＳＰ４に比べて低減できることである。また、ＧＣＴ２ａのバイパス経路の浮遊インダクタンスＬ３と、ＧＣＴ２ｃのバイパス経路の浮遊インダクタンスＬ５が等しいと仮定すれば、両者のスパイク電圧の差は、もはやバイパスダイオード１６ａまたは１６ｂの順回復電圧まで縮小される。実際には、ＧＣＴ２ｃによってターンオフされる電流は前述した２つのバイパス経路に分流するため、各バイパス経路にかかる電流上昇率はｄｉ１／ｄｔより低減されることから、ＧＣＴ２ｃに印加されるスパイク電圧はさらに低減される。また、一般に電流が流れる空間の拡大により、その空間によって生じる浮遊インダクタンスが増加することは明らかである。例えば図１５のように第１と第２の圧接構造体９、１０を配置すれば、図１７に示すＧＣＴ２ｃのターンオフ動作におけるバイパスダイオード１６ａ、１６ｂを介したバイパス経路の空間は、図１８に示すＧＣＴ２ａのターンオフ動作におけるバイパス経路の空間より小さく構成できる。従って、ＧＣＴ２ｃのバイパス経路の浮遊インダクタンスＬ５は、ＧＣＴ２ａのバイパス経路の浮遊インダクタンスＬ３に比較して小さくなる。これらの条件により、ＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｃのスパイク電圧の差を極力無くすることができる、つまりターンオフ責務を同等にすることができる。
【００７１】
実施の形態６．
３レベルインバータブリッジを構成するＧＣＴ２ａからＧＣＴ２ｄの大容量化、特に電流定格の改善が進むと、例えばＧＣＴ２ａがターンオフした電流が、バイパス経路にバイパスされる際のオン電流上昇率ｄｉ１／ｄｔが大きくなる。従って、オン電流上昇率ｄｉ１／ｄｔにより発生するスパイク電圧ＶＤＳＰ３が増加することが考えられる。図９、図１５に示すように、実施の形態２で述べたごとく電圧クランプ要素である、例えばツェナーダイオード１２ａをＧＣＴ２ａに並列接続することにより、効果的にＶＤＳＰ３を抑制することができる。また、ＶＤＳＰ３がクランプコンデンサ７ａの最大充電電圧（最大オフ電圧）ＶＤＭ２よりも大きくなる場合に限り、ツェナーダイオード２ａをＧＣＴ２ａに並列接続することがインバータ装置の高信頼度化を考慮した場合には最適な解決策となる。当然のことながら、ツェナーダイオード１２ａの降伏電圧は最大オフ電圧ＶＤＭ２以上に設定すべきである。
【００７２】
さらに、図９、図１５に示した３レベルインバータブリッジにおいては、ＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｄ、もしくはＧＣＴ２ｃとＧＣＴ２ｂの組合せについては印加電圧波形は等しくなる。また、ＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｃに印加されるクランプコンデンサ７ａの最大充電電圧（最大オフ電圧）は同じ値になるが、スパイク電圧は異る場合があり得る。またスパイク電圧と最大充電電圧（最大オフ電圧）との大小関係は図９と図１５の構造の違いによって逆転する可能性がある。従って、３レベルインバータブリッジを構成するＧＣＴ２ａからＧＣＴ２ｄに、電圧クランプ要素であるツェナーダイオード１２ａから１２ｄを接続する場合には、例えばＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｄに限りツェナーダイオード１２ａ、１２ｂを接続すれば良い場合、あるいはＧＣＴ２ｂとＧＣＴ２ｃに限りツェナーダイオード１２ｂ、１２ｃを接続すれば良い場合が考えられる。このような構成要素の限定は、インバータ装置の低コスト化を考慮した場合には最適な解決策となる。
【００７３】
実施の形態７．
図８、１４におけるＧＣＴ２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄの臨界オン電流上昇率が、約２ｋＡ／μｓ程度もしくはそれ以上許容できる場合には、直流電圧回路１３の電位Ｐと電位Ｃあるいは電位Ｃと電位Ｎとの電位差Ｅが４ｋＶ程度であれば、アノードリアクトル４ａ、４ｂのインダクタンスを２μＨ以下に低減できる。また、大容量インバータ用のヒューズの内部インダクタンスが約１.５μＨ程度であるため巻線型コイルによるアノードリアクトルは不要となり、ヒューズの内部インダクタンスと、必要であればその接続ブスバーの浮遊インダクタンスとの合成インダクタンスにより代替可能となる。
【００７４】
実施の形態８．
図９および図１５の簡易構造図において、第１と第２の圧接構造体９、１０を図示するごとく配置すれば、クランプコンデンサ７ａ、７ｂは非常に接近した位置となる。従って、第１と第２の圧接構造体９、１０を図示するごとく配置した場合に限って、クランプコンデンサ７ａ、７ｂを一体構造化できる。この一体化されたクランプコンデンサ７ｃを、図９に示す簡易構造体において適用した実施例を図１９に示す。
【００７５】
実施の形態９．
図２０に示す２レベルインバータブリッジの回路構成図は、、先の実施の形態１の図１で説明したものと等価の回路であり、また、図２１は図２０の回路の具体的な簡易構造図である。この図２０、２１の回路動作は先の図１、２のそれと全く同一であるので、説明は省略する。図１の回路と図２０の回路とのいずれを選択するかは、例えば、回路部品や周辺機器の具体的諸元など本発明の主題とは関係のない要素によりなされるものである。
【００７６】
実施の形態１０．
簡易構造体を示す図２、図９、図１５、図２１においては、あくまで本発明の主旨を明確にするための一例を挙げたに過ぎず、他の図示しない付属部品により本発明の詳細が補われることは明かである。例えば、冷却フィンにつながる水管などはその一例である。その水冷系統が２つの主たる第１と第２の圧接構造体９、１０の採用により集中化、簡素化できることは明らかである。このような付属部品に対し、本発明を説明するために幾つかの実施の形態に示した構造図が、前述したような効果をもたらすことはあっても、本発明の主旨とは離れているために省略している。
【００７７】
また、明らかに本発明に対して数多くの変形および変更が、前述した内容に基づいて可能である。例えば、バイパスダイオードを構成する、直列接続された２つのダイオードに対して電圧バランス回路、具体的にはＲＣ回路などを追加的に接続することなどがその変形例である。
【００７８】
実施の形態１１．
以上、臨界オフ電圧上昇率が規定されない自己消弧型半導体素子、換言すれば、当該素子の主電極間に存在する寄生静電容量によって抑制されるオフ電圧上昇率が当該素子の実質的な臨界オフ電圧上昇率以下となる自己消弧型半導体素子としてＧＣＴを例に挙げて説明したが、前述した考え方は、その他のオフ臨界電圧上昇率が規定されない自己消弧型半導体素子、例えばＩＧＢＴなどへの適用は十分に可能である。但し、本発明の課題は、６インチＧＴＯインバータの小型化、低コスト化、高信頼度化あるいは更なる大容量化について、実現可能な代替方法の提供にある。具体的には、６インチＧＴＯと同等以上の定格を持つ６インチＧＣＴを適用したインバータ装置の提供にある。従って、ＩＧＢＴへの適用は可能であるが、むしろシリコン半導体素子ではなくシリコンカーバイド半導体素子がＧＣＴなどに取って代わって実用化される場合において、ここで示した考え方が有効となる。
【００７９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明による請求項１に記載のインバータ装置によれば、所定のアノードリアクトルとその電圧クランプ回路が２レベルインバータブリッジに接続される構成であることから、自己消弧型半導体素子のターンオン動作により生じるオン電流上昇率が常に所望の値に抑制され、またアノードリアクトルに誘起される電圧が所望の値に抑制されるため、インバータ装置を高信頼度化できる。また、スイッチング損失の低減をも図ることができるため、インバータ装置を高効率化できる。
更に、２レベルインバータブリッジを唯２つの圧接構造体により共締めする構成としたので、インバータ装置を小型化できる。
【００８０】
また、本発明による請求項２に記載のインバータ装置によれば、２レベルインバータブリッジを構成する各素子を所定の順序により配列し、その構成の対称性から自己消弧型半導体素子のターンオフ動作により生じるスパイク電圧を等しくするため、自己消弧型半導体素子の電圧定格に対する利用率を向上できインバータ装置を大容量化できる。
【００８１】
また、本発明による請求項３に記載のインバータ装置によれば、２レベルインバータブリッジに接続されたヒューズによりアノードリアクトルが代替され、コイルによるアノードリアクトルを省略できることから、構成部品を低減でき、インバータ装置を低コスト化できる。
【００８２】
また、本発明による請求項４に記載のインバータ装置によれば、２レベルインバータブリッジを構成する自己消弧型半導体素子と並列に電圧クランプ要素を接続することにより、大電流を遮断する場合に発生する過大なスパイク電圧を抑制するため、自己消弧型半導体素子のターンオフ損失が軽減されるとともに、接合温度の過大な上昇からの熱破壊を未然に防止することができることから、インバータ装置を高信頼度化できる。
【００８３】
また、本発明による請求項５に記載のインバータ装置によれば、所定のアノードリアクトルとその電圧クランプ回路が、３レベルインバータブリッジに接続される構成であることから、自己消弧型半導体素子のターンオン動作により生じるオン電流上昇率が常に所望の値に抑制され、またアノードリアクトルに誘起される電圧が所望の値に抑制されるため、インバータ装置を高信頼度化できる。また、スイッチング損失の低減をも図ることができるため、インバータ装置を高効率化できる。
更に、３レベルインバータブリッジを唯２つの圧接構造体により共締めする構成としたので、インバータ装置を小型化できる。
【００８４】
また、本発明による請求項６に記載のインバータ装置によれば、３レベルインバータブリッジを構成する各素子を所定の順序により配列し、その構成の対称性から自己消弧型半導体素子のターンオフ動作により生じるスパイク電圧を等しくするため、自己消弧型半導体素子の電圧定格に対する利用率を向上できインバータ装置を大容量化できる。
【００８５】
また、本発明による請求項７に記載のインバータ装置によれば、３レベルインバータブリッジの２つのクランプコンデンサを、１つのパッケージに収納して構成部品点数を低減するため、製造の際の作業工程を簡素化できると同時に、インバータ装置を小型化できる。
【００８６】
また、本発明による請求項８に記載のインバータ装置によれば、３レベルインバータブリッジに接続されたヒューズによりアノードリアクトルが代替され、コイルによるアノードリアクトルを省略できることから、構成部品を低減でき、インバータ装置を低コスト化できる。
【００８７】
また、本発明による請求項９に記載のインバータ装置によれば、３レベルインバータブリッジを構成する自己消弧型半導体素子と並列に電圧クランプ要素を接続することにより、大電流を遮断する場合に発生する過大なスパイク電圧を抑制するため、自己消弧型半導体素子のターンオフ損失が軽減されるとともに、接合温度の過大な上昇からの熱破壊を未然に防止することができることから、インバータ装置を高信頼度化できる。
【００８８】
また、本発明による請求項１０に記載のインバータ装置によれば、所定のバイパスダイオードを用い、自己消弧型半導体素子のターンオフ動作により生じるスパイク電圧が抑制するため、スイッチング損失を低減でき、自己消弧型半導体素子の遮断性能を向上できるため、インバータ装置を大容量化かつ高効率化できる。
【００８９】
また、本発明による請求項１１に記載のインバータ装置によれば、３レベルインバータブリッジに接続されたヒューズによりアノードリアクトルが代替され、コイルによるアノードリアクトルを省略できることから、構成部品を低減でき、インバータ装置を低コスト化できる。
【００９０】
また、本発明による請求項１２に記載のインバータ装置によれば、３レベルインバータブリッジを構成する自己消弧型半導体素子と並列に電圧クランプ要素を接続することにより、大電流を遮断する場合に発生する過大なスパイク電圧を抑制するため、自己消弧型半導体素子のターンオフ損失が軽減されるとともに、接合温度の過大な上昇からの熱破壊を未然に防止することができることから、インバータ装置を高信頼度化できる。
【００９１】
また、本発明による請求項１３に記載のインバータ装置によれば、３レベルインバータブリッジをバイパスダイオードを含めて唯２つの圧接構造体により共締めする構成としたので、インバータ装置を小型化できる。
【００９２】
また、本発明による請求項１４に記載のインバータ装置によれば、３レベルインバータブリッジを構成する各素子を所定の順序により配列し、その構成の対称性から自己消弧型半導体素子のターンオフ動作により生じるスパイク電圧を等しくするため、自己消弧型半導体素子の電圧定格に対する利用率を向上できインバータ装置を大容量化できる。
【００９３】
また、本発明による請求項１５に記載のインバータ装置によれば、バイパスダイオードをリセットダイオードと同じダイオードの直列接続により構成し、特別な定格を持つ高耐圧ダイオードを製造する必要性を無くするため、ダイオードをフリーホイールダイオードとその他のダイオードの２仕様に統一でき、インバータ装置を低コスト化できる。
【００９４】
また、本発明による請求項１６に記載のインバータ装置によれば、３レベルインバータブリッジの２つのクランプコンデンサを、１つのパッケージに収納して構成部品点数を低減するため、製造の際の作業工程を簡素化できると同時にインバータ装置を小型化できる。
【００９５】
また、本発明による請求項１７に記載のインバータ装置によれば、自己消弧型半導体素子をゲート転流型ターンオフサイリスタとしたので、当該ゲート転流型ターンオフサイリスタの持つ高いオフ電圧上昇率耐量を最大限に活用した小型で信頼性の高いインバータ装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１におけるインバータ装置における２レベルインバータブリッジの回路構成を示す図である。
【図２】図１の２レベルインバータブリッジの簡易構造を示す図である。
【図３】図１の２レベルインバータブリッジの回路動作を示す図である。
【図４】図１の２レベルインバータブリッジの回路動作を示す図である。
【図５】図１の２レベルインバータブリッジの回路動作を示す図である。
【図６】図１の２レベルインバータブリッジのバイパス経路を示す図である。
【図７】図１の２レベルインバータブリッジの回路動作を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態４におけるインバータ装置における３レベルインバータブリッジの回路構成を示す図である。
【図９】図８の３レベルインバータブリッジの簡易構造を示す図である。
【図１０】図８の３レベルインバータブリッジの回路動作を示す図である。
【図１１】図８の３レベルインバータブリッジの回路動作を示す図である。
【図１２】図８の３レベルインバータブリッジの回路動作を示す図である。
【図１３】図８の３レベルインバータブリッジの回路動作を示す図である。
【図１４】本発明の実施の形態５におけるインバータ装置における３レベルインバータブリッジの回路構成を示す図である。
【図１５】図１４の３レベルインバータブリッジの簡易構造を示す図である。
【図１６】図１４の３レベルインバータブリッジの回路動作を示す図である。
【図１７】図１４の３レベルインバータブリッジのバイパス経路を示す図である。
【図１８】図１４の３レベルインバータブリッジのバイパス経路を示す図である。
【図１９】本発明の実施の形態８における３レベルインバータブリッジの簡易構造を示す図である。
【図２０】本発明の実施の形態９における２レベルインバータブリッジの回路構成を示す図である。
【図２１】図２０の２レベルインバータブリッジの簡易構造を示す図である。
【図２２】従来のＧＴＯインバータの回路構成を示す図である。
【図２３】ＧＣＴのターンオフ波形を示す図である。
【図２４】逆導通ＧＣＴによる３相インバータの回路構成を示す図である。
【符号の説明】
１ 直流電圧回路、２ ＧＣＴ、３ フリーホイールダイオード、
４ アノードリアクトル、５ リセットダイオード、６ リセット抵抗、
７ クランプコンデンサ、９ 第１の圧接構造体、１０ 第２の圧接構造体、
１１ 電気的接続手段、１２ ツェナーダイオード、１３ 直流電圧回路、
１４ クランプダイオード、１６ バイパスダイオード、
Ｐ，Ｎ，Ｃ 直流電圧回路の各端子電位、ＯＵＴ 出力端子。
【発明の属する技術分野】
本発明は、臨界オフ電圧上昇率が規定されない、あるいは極めて高い、例えば、１ｋＶ／μｓを超える臨界オフ電圧上昇率を有する自己消弧型半導体素子、例えばゲート転流型ターンオフサイリスタ等を適用した大容量インバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の大容量インバータ装置を構成するために適用された自己消弧型半導体素子は例えばＧＴＯ（ゲートターンオフサイリスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などが挙げられる。ＧＴＯは現在６インチシリコンウエハーの適用により６ｋＶ、６ｋＡの最大定格を持つ。以下このＧＴＯを６インチＧＴＯと略す。一般にＧＴＯは臨界オフ電圧上昇率と臨界オン電流上昇率が規定されているため、並列スナバ回路と直列スナバ回路、即ちスナバコンデンサとアノードリアクトルを必要とする。例えば６インチＧＴＯは臨界オフ電圧上昇率１ｋＶ／μｓ、臨界オン電流上昇率５００Ａ／μｓであるため、インバータ装置の性能として最大遮断電流６ｋＡと直流電圧３ｋＶが要求される場合には、特別なスナバ回路が用いられない場合には、最低６μＦのスナバコンデンサと６μＨのアノードリアクトルが必要である。また、ＧＴＯに印加される最大オフ電圧を抑制するためには電圧クランプ回路が必要である。図２２に最も簡素化されたスナバ回路と電圧クランプ回路とを有するＧＴＯインバータの一例を示す。これは「"A snubber configuration for both power transistors and GTO PWM inverters", Conf. Rec. 1984 IEEE Power Electron. Specialist Conf. (PESC), pp.42-53」に記載されている。図２２のクランプコンデンサ７はスナバコンデンサ１７の数倍の静電容量を必要とする。これは上アームのＧＴＯ１８ａのオフ電圧上昇率がスナバコンデンサ１７のみで決まるのに対して、下アームのＧＴＯ１８ｂのそれはスナバコンデンサ１７とクランプコンデンサ７との直列合成静電容量によって決まる。このため、２つのＧＴＯ１８ａ、１８ｂのオフ電圧上昇率による責務を等しくするためには、クランプコンデンサ７の静電容量をスナバコンデンサ１７に比較して大きい値を選ぶ必要があるためである。
【０００３】
一方、ＩＧＢＴは現在４.５ｋＶ、１.５ｋＡの最大定格を持つ。従って、６インチＧＴＯをこのＩＧＢＴによって置換するためには、複数のＩＧＢＴを直列あるいは並列接続する必要がある。ＩＧＢＴでは臨界オフ電圧上昇率、臨界オン電流上昇率は規定されないため、通常スナバコンデンサやアノードリアクトルは省略できる。ただし、ターンオフ損失を抑制するために、つまり最大オフ電圧を抑制するためにインバータ内の浮遊インダクタンスの低減が必要である。この低減努力により、ターンオン動作においては非常に高いオン電流上昇率がＩＧＢＴに印加されることになる。この高いオン電流上昇率は、相対のＩＧＢＴに逆並列接続されるフリーホイールダイオードの逆回復電流を増加させるため、ＩＧＢＴのターンオン損失を増加させるだけでなくフリーホイールダイオードのターンオフ損失をも増加させることになる。このスイッチング損失のトレードオフは、ＩＧＢＴの大容量化が進むにつれて困難さを増している。
【０００４】
また、最近になってゲート転流型ターンオフサイリスタが開発された。以下ＧＣＴと略す。現在の最大定格は４.５ｋＶ、４.０ｋＡであり、ウエハー口径は４インチである。これはゲート回路からＧＣＴに導通しているオン電流とほぼ同じ値でかつ急峻なゲートオフ電流を流すことにより、非常に短い時間でのターンオフ動作が可能である。この典型的なターンオフ波形は「"ＧＣＴサイリスタの開発",平成９年電気学会全国大会」に示されている。これを図２３示す。図２３においてＩＧはゲートオフ電流、ＩＴはＧＣＴ電流、ＶＤはＧＣＴ電圧、ＶＤＳＰは電流下降時間に発生するスパイク電圧の最大値、ＶＤＭは電流下降時間以降に発生するオフ電圧の最大値である。このようにターンオフ時間が非常に短いため製品毎のスイッチングばらつき時間を非常に小さくできる。
【０００５】
また、原理上ＧＣＴは主電流を全てゲートドライブ回路に転流させる、ターンオフゲイン１近傍でターンオフ動作が可能である。従って、従来のＧＴＯが持つ臨界オフ電圧上昇率の規定はＧＣＴに対しては意味を持たなくなり、これはスナバコンデンサが原理上不要になることを意味している。また、ターンオン時にもＧＣＴにハイゲートオン電流を流すことにより、オン電流上昇率に対する耐量の大幅な向上が期待できる。さらに、ＧＣＴとフリーホイールダイオードとを同一ウエハー上に構成する、即ち逆導通型ＧＣＴが開発され、それによるＩＧＢＴの置換が試みられている。例えば「The Integrated Gate-Commutated Thyristor : A New High-Efficiency, High-Power Switch for Series or Snubberless Operation", POWER CONVERSION. JUNE 1997 PROCEEDINGS pp.597-604」にこの一例が示されている。これによれば図２４に示すように、３相インバータは逆導通ＧＣＴ２０ａから２０ｆによる半導体パッケージ６個と、唯１つのアノードリアクトル４、リセットダイオード５、リセット抵抗６により構成できる。この逆導通ＧＣＴの現在の最大定格は４.５ｋＶ、３ｋＡであり、従って６インチＧＴＯをこの逆導通ＧＣＴによって置換するためにはＩＧＢＴと同様に複数の逆導通ＧＣＴを直列接続あるいは並列接続する必要がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
市場からはインバータ装置の更なる大容量化、小型化、低コスト化、高信頼度化の要求が存在するが、例えば６インチＧＴＯは比較的大きなスナバコンデンサとアノードリアクトルとを必要とし、さらには大容量のクランプコンデンサからなる電圧クランプ回路をも必要とする。このため、更なるＧＴＯの定格の増加はインバータ装置の大容量化を達成するが同時に、装置の大型化、またコストの著しい増加を招くという問題がある。
【０００７】
また、ＩＧＢＴを用いたインバータ装置の大容量化は直列接続あるいは並列接続を必要とするため、部品点数の増加によるコストの増加、信頼性低下などの問題が生じる。さらに、ＩＧＢＴはターンオフ損失とターンオン損失の適切なトレードオフ関係を見い出すことが非常に難しいという問題もある。
【０００８】
一方、逆導通ＧＣＴはフリーホイールダイオードをＧＣＴと同一ウエハー上に構成しているために、インバータ装置の小型化、高信頼度化に対する利点はある。しかしながら、スイッチング周波数を６インチＧＴＯと同じ値と仮定すれば、同一パッケージから約２倍の損失が発生することから、大容量化を達成するためには冷却フィンおよびパッケージが持つ熱抵抗の大幅な低減を必要とする。従って、素子定格の大幅な改善が達成されない限り、スイッチング周波数を低減しなければならず、その場合、インバータ装置の制御性能は低下してしまうという問題がある。また、逆導通ＧＣＴを用いたインバータ装置の従来例では、アノードリアクトルを３相共通に用いているが、例えばある相のスイッチング動作によりリセットダイオードが導通している間に他の相がターンオン動作を開始すると、ＧＣＴの臨界オン電流上昇率を超えた電流がＧＣＴあるいはフリーホイールダイオードに流れるため、ＩＧＢＴの場合と同様に、ＧＣＴのターンオン損失の増加とフリーホイールダイオードのターンオフ損失が増加する。つまり、本来のアノードリアクトルが持っている、オン電流上昇率抑制回路としての機能を失うという問題がある。特に、オン電流上昇率はインバータ装置の直流電圧の増加により大きくなるため、大容量化に際してこの問題は顕著となる。
【０００９】
また、ＧＣＴの大容量化、特に電流定格の向上については電流下降時間の短縮によるターンオフ損失の抑制が必要となる。つまり、図２３に示すスパイク電圧が増加することが考えられる。このスパイク電圧が発生する近傍では、そのスパイク電圧とＧＣＴ電流との積、つまり瞬時ターンオフ損失が最大値を示すため、その臨界値を超えるとＧＣＴが熱破壊を起こす問題がある。
【００１０】
従って本発明の目的は、高いオフ電圧上昇率耐量を有する自己消弧型半導体素子を有効に活用して、大容量化、小型化、低コスト化、高信頼度化を同時に実現するインバータ装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係るインバータ装置は、２つの電位Ｐ、Ｎを有する直流電圧回路と、前記電位Ｐもしくは電位Ｎを出力することができる２レベルインバータブリッジを有するインバータ装置において、前記２レベルインバータブリッジは、前記直流電圧回路の電位Ｐの端子と電位Ｎの端子との間に接続された第１および第２の自己消弧型半導体素子の直列接続体と、前記第１および第２の自己消弧型半導体素子の各々に逆並列接続された第１および第２のフリーホイールダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｐの端子と前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間もしくは前記直流電圧回路の電位Ｎの端子と前記第２の自己消弧型半導体素子のカソード端子との間のいずれか一方に挿入されたアノードリアクトルと、前記アノードリアクトルに並列接続されたリセットダイオードとリセット抵抗とから構成された直列接続体と、前記リセットダイオードと前記リセット抵抗との接続点と前記直流電圧回路の電位Ｎの端子もしくは電位Ｐの端子との間のいずれか一方に接続され前記リセット抵抗を介して前記直流電圧回路へ放電できるクランプコンデンサと、前記第１の自己消弧型半導体素子と第２の自己消弧型半導体素子との接続点に設けられた出力端子とを備え、前記第１および第２の自己消弧型半導体素子を当該素子の主電極間に存在する寄生静電容量によって抑制されるオフ電圧上昇率が当該素子の臨界オフ電圧上昇率以下となる自己消弧型半導体素子とし、
その第１および第２の自己消弧型半導体素子と第１および第２のフリーホイールダイオードとは第１の圧接構造体により非導電体を介することなくその通電方向に圧接して共締めされており、リセットダイオードとリセット抵抗とは第２の圧接構造体により通電方向に圧接して共締めされており、前記第１および第２の自己消弧型半導体素子と第１および第２のフリーホイールダイオードとは互いに同一の口径とし、前記リセットダイオードは前記第１および第２のフリーホイールダイオードより小さい口径としたものである。
【００１２】
また、請求項２に係るインバータ装置は、請求項１において、その第１の圧接構造体に共締めされる素子は、第１のフリーホイールダイオード、第１の自己消弧型半導体素子、第２の自己消弧型半導体素子、第２のフリーホイールダイオードの順序で、かつ、前記各素子のアノード端子の向きが全て同一となるように配列されているものである。
【００１３】
また、請求項３に係るインバータ装置は、請求項１または２において、そのアノードリアクトルをヒューズとしたものである。
【００１４】
また、請求項４に係るインバータ装置は、請求項１ないし３のいずれかにおいて、その第１および第２の自己消弧型半導体素子のターンオフ時の電流下降時間に前記第１および第２の自己消弧型半導体素子に印加される電圧の最大値が前記電流下降時間以降に印加される電圧の最大値を超える条件を満足する場合、前記第１および第２の自己消弧型半導体素子の各々に並列に電圧クランプ要素を接続したものである。
【００１５】
請求項５に係るインバータ装置は、２つの電位Ｐ、Ｎおよびその中間の電位Ｃを有する直流電圧回路と、前記電位Ｐ、電位Ｃもしくは電位Ｎを出力することができる３レベルインバータブリッジを有するインバータ装置において、前記３レベルインバータブリッジは、前記直流電圧回路の電位Ｐの端子と電位Ｎの端子との間に接続された第１から第４の自己消弧型半導体素子の直列接続体と、前記第１から第４の自己消弧型半導体素子の各々に逆並列接続された第１から第４のフリーホイールダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｃの端子と前記第２の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に接続された第１のクランプダイオードと、前記第３の自己消弧型半導体素子のカソード端子と前記直流電圧回路の電位Ｃの端子との間に接続された第２のクランプダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｐの端子と前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に挿入された第１のアノードリアクトルと、前記第１のアノードリアクトルに並列接続された第１のリセットダイオードと第１のリセット抵抗とから構成された直列接続体と、前記第１のリセットダイオードと第１のリセット抵抗との接続点と前記直流電圧回路の電位Ｃの端子との間に接続され前記第１のリセット抵抗を介して前記直流電圧回路へ放電できる第１のクランプコンデンサと、前記第４の自己消弧型半導体素子のカソード端子と前記直流電圧回路の電位Ｎの端子との間に挿入された第２のアノードリアクトルと、前記第２のアノードリアク トルに並列接続された第２のリセットダイオードと第２のリセット抵抗とから構成された直列接続体と、前記第２のリセットダイオードと第２のリセット抵抗との接続点と前記直流電圧回路の電位Ｃの端子との間に接続され前記第２のリセット抵抗を介して前記直流電圧回路へ放電できる第２のクランプコンデンサと、前記第２の自己消弧型半導体素子と第３の自己消弧型半導体素子との接続点に設けられた出力端子とを備え、前記第１から第４の自己消弧型半導体素子を当該素子の主電極間に存在する寄生容量によって抑制されるオフ電圧上昇率が、当該素子の臨界オフ電圧上昇率以下となる自己消弧型半導体素子とし、
その第１から第４の自己消弧型半導体素子と第１から第４のフリーホイールダイオードと第１および第２のクランプダイオードとは第１の圧接構造体により非導電体を介することなくその通電方向に圧接して共締めされており、第１および第２のリセットダイオードと第１および第２のリセット抵抗とは第２の圧接構造体により通電方向に圧接して共締めされており、前記第１から第４の自己消弧型半導体素子と第１から第４のフリーホイールダイオードと第１および第２のクランプダイオードとは互いに同一の口径とし、前記第１および第２のリセットダイオードは互いに同一の口径でかつ前記第１から第４のフリーホイールダイオードより小さい口径としたものである。
【００１６】
また、請求項６に係るインバータ装置は、請求項５において、その第１の圧接構造体に共締めされる素子は、第１の自己消弧型半導体素子、第１のフリーホイールダイオード、第２のフリーホイールダイオード、第２の自己消弧型半導体素子、第１のクランプダイオード、第２のクランプダイオード、第３の自己消弧型半導体素子、第３のフリーホイールダイオード、第４のフリーホイールダイオード、第４の自己消弧型半導体素子の順序で、かつ、前記各素子のアノード端子の向きが全て同一となるように配列されているものである。
【００１７】
また、請求項７に係るインバータ装置は、請求項５または６において、その第１のクランプコンデンサと第２のクランプコンデンサは１つのパッケージに収納されたものである。
【００１８】
また、請求項８に係るインバータ装置は、請求項５ないし７のいずれかにおいて、その第１と第２のアノードリアクトルの各々をヒューズとしたものである。
【００１９】
また、請求項９に係るインバータ装置は、請求項５ないし８のいずれかにおいて、そのターンオフ時の電流下降時間に印加される電圧の最大値が前記電流下降時間以降に印加される電圧の最大値を超える条件を満足する第１から第４の自己消弧型半導体素子に並列に電圧クランプ要素を接続したものである。
【００２０】
請求項１０に係るインバータ装置は、２つの電位Ｐ、Ｎおよびその中間の電位Ｃを有する直流電圧回路と、前記電位Ｐ、電位Ｃもしくは電位Ｎを出力することができる３レベルインバータブリッジを有するインバータ装置において、前記３レベルインバータブリッジは、前記直流電圧回路の電位Ｐの端子と電位Ｎの端子との間に接続された第１から第４の自己消弧型半導体素子の直列接続体と、前記第１から第４の自己消弧型半導体素子の各々に逆並列接続された第１から第４のフリーホイールダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｃの端子と前記第２の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に接続された第１のクランプダイオードと、前記第３の自己消弧型半導体素子のカソード端子と前記直流電圧回路の電位Ｃの端子との間に接続された第２のクランプダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｐの端子と前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に挿入された第１のアノードリアクトルと、前記第１のアノードリアクトルに並列接続された第１のリセットダイオードと第１のリセット抵抗とから構成された直列接続体と、前記第１のリセットダイオードと第１のリセット抵抗との接続点と前記直流電圧回路の電位Ｃの端子との間に接続され前記第１のリセット抵抗を介して前記直流電圧回路へ放電できる第１のクラン プコンデンサと、前記第４の自己消弧型半導体素子のカソード端子と前記直流電圧回路の電位Ｎの端子との間に挿入された第２のアノードリアクトルと、前記第２のアノードリアクトルに並列接続された第２のリセットダイオードと第２のリセット抵抗とから構成された直列接続体と、前記第２のリセットダイオードと第２のリセット抵抗との接続点と前記直流電圧回路の電位Ｃの端子との間に接続され前記第２のリセット抵抗を介して前記直流電圧回路へ放電できる第２のクランプコンデンサと、前記第１のリセットダイオードと第１のリセット抵抗との接続点と前記第３の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に接続された第１のバイパスダイオードと、前記第２のリセットダイオードと第２のリセット抵抗との接続点と前記第２の自己消弧型半導体素子のカソード端子との間に接続された第２のバイパスダイオードと、前記第２の自己消弧型半導体素子と第３の自己消弧型半導体素子との接続点に設けられた出力端子とを備え、前記第１から第４の自己消弧型半導体素子を当該素子の主電極間に存在する寄生容量によって抑制されるオフ電圧上昇率が、当該素子の臨界オフ電圧上昇率以下となる自己消弧型半導体素子としたものである。
【００２１】
また、請求項１１に係るインバータ装置は、請求項１０において、その第１と第２のアノードリアクトルの各々をヒューズとしたものである。
【００２２】
また、請求項１２に係るインバータ装置は、請求項１０または１１において、そのターンオフ時の電流下降時間に印加される電圧の最大値が前記電流下降時間以降に印加される電圧の最大値を超える条件を満足する第１から第４の自己消弧型半導体素子に並列に電圧クランプ要素を接続したものである。
【００２３】
また、請求項１３に係るインバータ装置は、請求項１０ないし１２のいずれかにおいて、その第１から第４の自己消弧型半導体素子と第１から第４のフリーホイールダイオードと第１および第２のクランプダイオードとは第１の圧接構造体により非導電体を介することなくその通電方向に圧接して共締めされており、第１および第２のリセットダイオードと第１および第２のバイパスダイオードと第１および第２のリセット抵抗とは第２の圧接構造体により通電方向に圧接して共締めされており、前記第１から第４の自己消弧型半導体素子と第１から第４のフリーホイールダイオードと第１および第２のクランプダイオードとは互いに同一の口径とし、前記第１および第２のリセットダイオードと第１および第２のバイパスダイオードとは互いに同一の口径でかつ前記第１から第４のフリーホイールダイオードより小さい口径としたものである。
【００２４】
また、請求項１４に係るインバータ装置は、請求項１３おいて、その第１の圧接構造体に共締めされる素子は、第１の自己消弧型半導体素子、第１のフリーホイールダイオード、第２のフリーホイールダイオード、第２の自己消弧型半導体素子、第１のクランプダイオード、第２のクランプダイオード、第３の自己消弧型半導体素子、第３のフリーホイールダイオード、第４のフリーホイールダイオード、第４の自己消弧型半導体素子の順序で、かつ、前記各素子のアノード端子の向きが全て同一となるように配列されているものである。
【００２５】
また、請求項１５に係るインバータ装置は、請求項１３または１４において、その第１のバイパスダイオードおよび第２のバイパスダイオードは、それぞれ第１および第２のリセットダイオードに適用されているものと同一のダイオードを２個直列接続してなるものである。
【００２６】
また、請求項１６に係るインバータ装置は、請求項１３ないし１５のいずれかにおいて、その第１のクランプコンデンサと第２のクランプコンデンサとは１つのパッケージに収納されたものである。
【００２７】
また、請求項１７に係るインバータ装置は、請求項１ないし１６のいずれかにおいて、その自己消弧型半導体素子を、主電流を全てゲート回路へ転流させてターンオフするゲート転流型ターンオフサイリスタとしたものである。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、この発明によるインバータ装置を複数の図を用いて説明する。
【００２９】
実施の形態１．
この発明によるインバータ装置の実施の形態１を図を用いて説明する。図１はこの発明によるインバータ装置の実施の形態１における２レベルインバータブリッジを示す回路構成図、図２はその具体的な簡易構造図である。まず、図１の回路構成図において、１は電位Ｐと電位Ｎ（電位差Ｅ（Ｖ））を持つ直流電圧回路、２ａ、２ｂは自己消弧型半導体素子としてのＧＣＴ、３ａ、３ｂはフリーホイールダイオード、４はアノードリアクトル、５はリセットダイオード、６はリセット抵抗、７はクランプコンデンサ、ＯＵＴは図示されていない負荷に接続される出力端子である。図２の簡易構造図において、ＧＣＴ２ａ、２ｂとフリーホイールダイオード３ａ、３ｂは分離され、かつ互いに口径の等しい半導体パッケージである。また、リセットダイオード５はフリーホイールダイオード３ａ、３ｂの口径より小さい口径の半導体パッケージ、リセット抵抗６は水冷抵抗器、８ａから８ｇは導電体である冷却フィン、９はＧＣＴ２ａ、２ｂとフリーホイールダイオード３ａ、３ｂの半導体パッケージと冷却フィン８ａから８ｅとをその通電方向に圧接して共締めするための第１の圧接構造体、１０はリセットダイオード５とリセット抵抗６と冷却フィン８ｆ、８ｇとをその通電方向に圧接して共締めするための第２の圧接構造体である。１１ａから１１ｈは電気的接続手段であり、例えば幅広な銅ブスバーなどである。なお、図１、図２に記載した１２ａ、１２ｂはツェナーダイオードなどの電圧クランプ要素であるが、これについての説明は後述する。
【００３０】
４個の半導体パッケージを図２に示すように配列すると、第１の圧接構造体９により、絶縁物（非導電体）を介することなく冷却フィン８ａから８ｅとの共締めが可能となる。また近年、薄膜抵抗体を冷却フィンで挟み込んだ被圧接構造を持つ水冷抵抗器が開発されている。このような抵抗器をリセット抵抗６に適用することにより、第２の圧接構造体１０によりリセットダイオード５とリセット抵抗６と冷却フィン８ｆ、８ｇとの共締めが可能となる。
【００３１】
次に回路動作について図３から図５および図７を用いて説明する。まず、ＧＣＴ２ａのスイッチング動作について図３、図４を用いて説明する。ＧＣＴ２ａがスイッチングする場合は電流値Ｉ（Ａ）を持つ負荷電流について、ＧＣＴ２ａとフリーホイールダイオード３ｂとの転流動作を考慮すれば良い。
なお、これら動作を説明するための回路図では、見易いよう各図（ａ）にのみ回路要素の符号を付し、他の図ではこの付記を省略している。
【００３２】
図３（ａ）に示すＧＣＴ２ａのオン状態からターンオフ動作を開始した直後の負荷電流は、図３（ｂ）に示すようにリセットダイオード５→クランプコンデンサ７→フリーホイールダイオード３ｂにバイパスされる。この時のＧＣＴ２ａの電流変化率、即ちバイパス経路への転流速度をｄｉ１／ｄｔ（Ａ／ｓ）、クランプコンデンサ７の静電容量をＣ（Ｆ）、ＧＣＴ２ａのアノード端子からカソード端子までのバイパス経路内に存在する浮遊インダクタンスをＬ１（Ｈ）、フリーホイールダイオード３ｂ、リセットダイオード５の電流変化率ｄｉ１／ｄｔに対する順回復電圧（過渡オン電圧）を各々ＶＦ（Ｖ）、ＶＲ（Ｖ）とすれば、ＧＣＴ２ａに印加されるスパイク電圧の最大値ＶＤＳＰ１（Ｖ）は式１で表現できる。
【００３３】
【数１】
この後、図３（ｃ）に示すようにＧＣＴ２ａの電流がゼロ（Ａ）になると、負荷電流はすべてフリーホイールダイオード３ｂに転流する。また、アノードリアクトル４の蓄積エネルギーはクランプコンデンサ７に回収される。リセット抵抗６の抵抗値とクランプコンデンサ７の静電容量で決まる時定数が、クランプコンデンサ７の静電容量とアノードリアクトル４のインダクタンスとで決まる共振周期に比べて長い場合は、アノードリアクトル４の蓄積エネルギーを回収した後のクランプコンデンサ７の最大充電電圧（最大オフ電圧）ＶＤＭ１は近似的に式２で表現できる。なお、アノードリアクトル４のインダクタンスはＬ（Ｈ）とする。
【００３５】
【数２】
なお、式２ではＧＣＴ２ａの電流がＩ（Ａ）からゼロ（Ａ）に変化する時間において、クランプコンデンサ７に充電された電圧をＶｃ（Ｖ）とした。アノードリアクトル４の電流がゼロ（Ａ）になればＧＣＴ２ａのターンオフ動作は終了する。クランプコンデンサ７は図３（ｄ）に示すように、直流電圧回路１に対してリセット抵抗６を介して電圧がＥ（Ｖ）になるまで放電される。
【００３７】
ここで注目すべき点は、フリーホイールダイオード３ｂとリセットダイオード５の順回復電圧ＶＦとＶＲである。ターンオフ損失を抑制し、高信頼度なターンオフ動作を保証するためには、スパイク電圧の低減は必要不可欠である。スパイク電圧を低減するためには、前述したバイパス経路内に存在する浮遊インダクタンスを低減することも然ることながら、これら２つのダイオードの順回復電圧を低減する必要がある。この順回復電圧は、一般に電流変化率の増加により大きくなる。また、素子の口径が大きい程大きくなる。現在、６インチのダイオードの順回復電圧は電流変化率１ｋＡ／μｓに対して約７０Ｖ程度である。また、４インチのダイオードの順回復電圧は同条件で約４０Ｖ程度である。また、現有素子で最も大きいものを想定すれば、フリーホイールダイオード３ｂの口径はＧＣＴ２ａと同じ６インチがある。一方、同一圧接構造体内の半導体パッケージの口径を揃えることは、均一な圧接力の伝達を保証、即ち素子表面の均一な温度分布を保証するために必要不可欠な条件である。従って、ＧＣＴ２ａと共締めされるフリーホイールダイオード３ｂについては、ＧＣＴ２ａの口径にあわせる必要があるが、ターンオフ損失を低減する観点からリセットダイオード５に適用するダイオードの口径は、フリーホイールダイオード３ｂに適用するダイオードの口径とは異なる小さいものを選定する。
【００３８】
次に、図４（ａ）に示すＧＣＴ２ａのオフ状態からターンオン動作を開始した直後は、図４（ｂ）に示すように、まずフリーホイールダイオード３ｂを導通している負荷電流の値まで直流電圧回路１から電流が供給される。また、その電流には図４（ｃ）に示すように、フリーホイールダイオード３ｂの逆回復電流の最大値が重畳される。この期間、アノードリアクトル４には電圧Ｅ（Ｖ）が印加され続け、ＧＣＴ２ａのオン電流上昇率は、直流電圧回路１の電圧Ｅ（Ｖ）とアノードリアクトル４のインダクタンスＬ（Ｈ）で決まるオン電流上昇率ｄｉ２／ｄｔ＝Ｅ／Ｌ（Ａ／ｓ）に常に抑制される。ダイオードの逆回復電流の最大値は、一般に導通電流（ここでは負荷電流）の大きさと電流変化率（ここではｄｉ２／ｄｔ）に大きく依存する。図１に示す回路においては、電流変化率ｄｉ２／ｄｔの大きさは他相の影響を全く受けずに一定の値に抑制可能であるため、ＧＣＴ２ａで発生するターンオン損失やフリーホイールダイオード３ｂで発生するターンオフ損失が予想以上に増加することはない。フリーホイールダイオード３ｂのオフ状態が確立すれば、図４（ｄ）に示すように、アノードリアクトル４に過剰に蓄積されたフリーホイールダイオード３ｂの逆回復電流によるエネルギーは、クランプコンデンサ７に回収される。アノードリアクトル４の電流が負荷電流Ｉに等しくなれば、ＧＣＴ２ａのターンオン動作は終了する。そして、図４（ｅ）に示すように、クランプコンデンサ７は直流電圧回路１に対してリセット抵抗６を介して電圧Ｅになるまで放電される。
【００３９】
次に、ＧＣＴ２ｂのスイッチング動作について図５、図７を用いて説明する。ＧＣＴ２ｂがスイッチングする場合は電流値Ｉを持つ負荷電流についてＧＣＴ２ｂとフリーホイールダイオード３ａとの転流動作を考慮すれば良い。
【００４０】
図５（ａ）に示すＧＣＴ２ｂのオン状態からターンオフ動作を開始した直後の負荷電流は、図５（ｂ）に示すように、フリーホイールダイオード３ａ→リセットダイオード５→クランプコンデンサ７にバイパスされる。この時のＧＣＴ２ｂの電流変化率、即ちバイパス経路への転流速度をｄｉ１／ｄｔ、クランプコンデンサ７の静電容量をＣ（Ｆ）、ＧＣＴ２ｂのアノード端子からカソード端子までのバイパス経路内に存在する浮遊インダクタンスをＬ２（Ｈ）、フリーホイールダイオード３ａ、リセットダイオード５の電流変化率ｄｉ１／ｄｔに対する順回復電圧（過渡オン電圧）を各々ＶＦ（Ｖ）、ＶＲ（Ｖ）とすれば、ＧＣＴ２ａに印加されるスパイク電圧ＶＤＳＰ２の最大値は式３で表現できる。
【００４１】
【数３】
ここで注目すべき点は、ＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｂのターンオフ動作開始直後のバイパス経路内に存在する浮遊インダクタンスの大きさである。図６（ａ）にはＧＣＴ２ａの、図６（ｂ）にはＧＣＴ２ｂのターンオフ直後のバイパス経路を太線で示している。図から、両バイパス経路が占める空間が同一ないし対称となる。このように半導体パッケージの配列が唯一図２に示す場合にのみ、ＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｂのターンオフ動作開始直後のバイパス経路内の浮遊インダクタンスＬ１とＬ２とが等しくなる。この配列により、スパイク電圧によってＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｂに生じるターンオフ損失を等しくできる、つまり熱的責務を等しくできることになる。
【００４３】
図５（ｃ）に示すようにＧＣＴ２ｂの電流がゼロ（Ａ）になれば、負荷電流はすべてフリーホイールダイオード３ａに転流する。また、アノードリアクトル４の蓄積エネルギーはクランプコンデンサ７に回収される。この動作は図３（ｃ）と同様である。アノードリアクトル４の電流がゼロ（Ａ）になると、ＧＣＴ２ｂのターンオフ動作は終了する。クランプコンデンサ７は、図５（ｄ）に示すように、直流電圧回路１に対してリセット抵抗６を介して電圧Ｅ（Ｖ）になるまで放電される。
【００４４】
次に、図７（ａ）に示すＧＣＴ２ｂのオフ状態からターンオン動作を開始した直後は、図７（ｂ）に示すように、フリーホイールダイオード３ａを導通している負荷電流の値まで直流電圧回路１から電流が供給される。また、その電流には図７（ｃ）に示すように、フリーホイールダイオード３ａの逆回復電流の最大値が重畳される。この期間はアノードリアクトル４には電圧Ｅ（Ｖ）が印加され続け、ＧＣＴ２ｂのオン電流上昇率は直流電圧回路１の電圧Ｅ（Ｖ）とアノードリアクトル４のインダクタンスＬ（Ｈ）で決まるオン電流上昇率ｄｉ２／ｄｔ＝Ｅ／Ｌ（Ａ／ｓ）に常に抑制される。前述したように、図１に示す回路においては、電流変化率ｄｉ２／ｄｔの大きさは他相の影響を全く受けずに一定の値に抑制可能であるため、ＧＣＴ２ｂで発生するターンオン損失やフリーホイールダイオード３ａで発生するターンオフ損失が予想以上に増加することはない。フリーホイールダイオード３ａのオフ状態が確立すれば、図７（ｄ）に示すように、アノードリアクトル４に過剰に蓄積されたフリーホイールダイオード３ａの逆回復電流によるエネルギーはクランプコンデンサ７に回収される。アノードリアクトル４の電流が負荷電流Ｉ（Ａ）に等しくなれば、ＧＣＴ２ｂのターンオン動作は終了する。クランプコンデンサ７は、図７（ｅ）に示すように、直流電圧回路１に対してリセット抵抗６を介して電圧Ｅ（Ｖ）になるまで放電される。
【００４５】
実施の形態２．
２レベルインバータブリッジを構成するＧＣＴ２ａ、２ｂの大容量化、特に電流定格の改善が進むと、例えばＧＣＴ２ａがターンオフ動作を開始した後、バイパス経路にバイパスされる際の電流上昇率ｄｉ１／ｄｔが大きくなることが予想される。なぜならば、ＧＣＴ２ａの大容量化はスイッチング損失、特にターンオフ損失の抑制を達成することが課題となり、それには電流上昇率ｄｉ１／ｄｔを大きくすることにより可能なかぎり理想的なスイッチング動作に近付ける必要があるからである。しかし、その場合には、電流上昇率ｄｉ１／ｄｔによって発生するスパイク電圧ＶＤＳＰ１が増加することが考えられる。このスパイク電圧ＶＤＳＰ１は、当然のことながら前述したバイパス経路の浮遊インダクタンスＬ１の軽減、あるいはフリーホイールダイオード３ｂ、リセットダイオード５の順回復電圧（過渡オン電圧）特性の改善により低減されるべきではあるが、物理的制約によりその低減度合には限界がある。
【００４６】
ただし、ＶＤＳＰ１は非常に短い時間、具体的には１μｓ程度であることを鑑みれば、図１、図２に示すように、ＧＣＴ２ａと並列に電圧クランプ要素を接続することにより、ＶＤＳＰ１は抑制することができる。ここでは、一般的な電圧クランプ要素であるツェナーダイオード１２ａを、ＧＣＴ２ａと並列に接続した場合を想定する。一般にツェナーダイオード１２ａは通常熱容量が小さいので、比較的短い時間に発生するスイッチング損失しか許容できない。従って、ＧＣＴ２ａの高信頼度なスイッチング動作を保証するためには、ツェナーダイオード１２ａが電圧を抑制する際に発生する損失を可能な限り低減する必要がある。前述したＧＣＴ２ａに印加される最大オフ電圧ＶＤＭ１は、式２に示すようにアノードリアクトル４のインダクタンスＬ（Ｈ）と、クランプコンデンサ７の静電容量Ｃ（Ｆ）と、遮断電流、即ち負荷電流の大きさＩ（Ａ）に殆ど支配される。この最大オフ電圧ＶＤＭ１は、リセット抵抗６の抵抗値とクランプコンデンサ７の静電容量によって決まる時定数に従って減少するために、ＶＤＳＰ１よりはるかに長い時間、最大オフ電圧ＶＤＭ１近傍の電圧がＧＣＴ２ａに印加される。この電圧をもツェナーダイオード１２ａで抑制することは、無意味な損失を増加させるだけでなく、ツェナーダイオード１２ａの信頼性、即ちＧＣＴ２ａのターンオフ動作の信頼性を下げることになる。従って、ＶＤＳＰ１がＶＤＭ１よりも大きくなるような条件の場合に限ってツェナーダイオード１２ａをＧＣＴ２ａと並列接続することが、インバータ装置の高信頼度化を考慮した場合の最適な解決策となる。当然のことながら、ツェナーダイオード１２ａの降伏電圧は最大オフ電圧ＶＤＭ１以上に設定すべきである。以上、ＧＣＴ２ａについて説明したが、図２に示す構造を採用することによりＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｂの印加電圧は等しくなるため、前述した説明はＧＣＴ２ｂとツェナーダイオード１２ｂについても全てあてはまる。
【００４７】
実施の形態３．
図１におけるＧＣＴ２ａ、２ｂの臨界電流上昇率が約２ｋＡ／μｓ程度、もしくはそれ以上許容できる場合には、直流電圧回路１の電圧Ｅが４ｋＶ程度であればアノードリアクトル４のインダクタンスを２μＨ以下に低減できることになる。また、大容量インバータ用のヒューズの内部インダクタンスが約１．５μＨ程度であるため、巻線型コイルによるアノードリアクトルは不要となり、ヒューズの内部インダクタンスと必要であればその接続ブスバーの浮遊インダクタンスとの合成インダクタンスにより代替可能となる。
【００４８】
実施の形態４．
この発明によるインバータ装置の実施の形態４を図を用いて説明する。図８はこの発明によるインバータ装置の実施の形態４における３レベルインバータブリッジを示す回路構成図、図９はその具体的な簡易構造図である。まず、図８の回路構成図において、１３は電位Ｐ、電位Ｃおよび電位Ｎ（電位Ｐと電位Ｃ、電位Ｃと電位Ｎの電位差Ｅ（Ｖ））を持つ直流電圧回路、２ａから２ｄは自己消弧型半導体素子としてのＧＣＴ、３ａから３ｄはフリーホイールダイオード、１４ａ、１４ｂはクランプダイオード、４ａ、４ｂはアノードリアクトル、５ａ、５ｂはリセットダイオード、６ａ、６ｂはリセット抵抗、７ａ、７ｂはクランプコンデンサ、ＯＵＴは図示されていない負荷に接続される出力端子である。図９の簡易構造図において、ＧＣＴ２ａから２ｄとフリーホイールダイオード３ａから３ｄとクランプダイオード１４ａ、１４ｂは分離され、かつ互いに口径の等しい半導体パッケージである。また、リセットダイオード５ａ、５ｂはフリーホイールダイオード３ａから３ｄ、あるいはクランプダイオード１４ａ、１４ｂの口径より小さい口径の半導体パッケージ、リセット抵抗６ａ、６ｂは水冷抵抗器、８ａから８ｏは導電体である冷却フィン、９はＧＣＴ２ａから２ｄとフリーホイールダイオード３ａから３ｄとクランプダイオード１４ａ、１４ｂとの１０個の半導体パッケージと冷却フィン８ａから８ｋとをその通電方向に圧接して共締めするための第１の圧接構造体、１０はリセットダイオード５ａ、５ｂとリセット抵抗６ａ、６ｂと冷却フィン８ｌから８ｏと絶縁物１５ａ、１５ｂをその通電方向に圧接して共締めするための第２の圧接構造体である。１１ａから１１ｏは電気的接続手段であり、例えば幅広な銅ブスバーなどである。なお図８、図９に記載した１２ａから１２ｄは例えばツェナーダイオードなどの電圧クランプ要素であるが、これについての説明は後述する。
【００４９】
１０個の半導体パッケージを図９に示すように配列することにより、第１の圧接構造体９により絶縁物（非導電体）を介することなく冷却フィン８ａから８ｋとの共締めが可能となる。また近年、薄膜抵抗体を冷却フィンで挟み込んだ被圧接構造を持つ水冷抵抗器が開発されている。このような抵抗器をリセット抵抗６ａ、６ｂに適用することにより、第２の圧接構造体１０によりリセットダイオード５ａ、５ｂとリセット抵抗６ａ、６ｂと冷却フィン８ｌから８ｏと絶縁物１５ａ、１５ｂとの共締めが可能となる。
【００５０】
次に、回路動作について図１０から図１３を用いて説明する。３レベルインバータの回路動作については、ＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｃに関する動作と、ＧＣＴ２ｂとＧＣＴ２ｄに関する動作とは全く対称となる。そこで、ここではＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｃに関する回路動作を説明し、ＧＣＴ２ｂとＧＣＴ２ｄに関する回路動作の説明は省略する。まず、ＧＣＴ２ａのスイッチング動作について図１０、図１１を用いて説明する。ＧＣＴ２ａがスイッチングする場合は電流値Ｉ（Ａ）を持つ負荷電流についてＧＣＴ２ａ、２ｂとクランプダイオード１４ａ、ＧＣＴ２ｂとの転流動作を考慮すれば良い。
【００５１】
図１０（ａ）に示すＧＣＴ２ａ、２ｂのオン状態からＧＣＴ２ａがターンオフ動作を開始した直後の負荷電流は、図１０（ｂ）に示すように、リセットダイオード５ａ→クランプコンデンサ７ａ→クランプダイオード１４ａにバイパスされる。この時のＧＣＴ２ａの電流変化率、即ちバイパス経路への転流速度をｄｉ１／ｄｔ（Ａ／ｓ）、クランプコンデンサ７ａの静電容量をＣ（Ｆ）、ＧＣＴ２ａのアノード端子からカソード端子までのバイパス経路内に存在する浮遊インダクタンスをＬ３（Ｈ）、クランプダイオード１４ａ、リセットダイオード５ａの電流変化率ｄｉ１／ｄｔに対する順回復電圧（過渡オン電圧）を各々ＶＣ（Ｖ）、ＶＲ（Ｖ）とすれば、ＧＣＴ２ａに印加されるスパイク電圧の最大値ＶＤＳＰ３（Ｖ）は式４で表現できる。
【００５２】
【数４】
その後、図１０（ｃ）に示すようにＧＣＴ２ａの電流がゼロになれば、負荷電流はすべてクランプダイオード１４ａに転流する。また、アノードリアクトル４ａの蓄積エネルギーは、クランプコンデンサ７ａに回収される。リセット抵抗６ａの抵抗値とクランプコンデンサ７ａの静電容量で決まる時定数が、クランプコンデンサ７ａの静電容量Ｃとアノードリアクトル４ａのインダクタンスＬとで決まる共振周期に比べて長い場合は、アノードリアクトル４ａの蓄積エネルギーを回収した後のクランプコンデンサ７ａの最大充電電圧（最大オフ電圧）ＶＤＭ２（Ｖ）は近似的に式５で表現できる。
【００５４】
【数５】
なお、この式では、ＧＣＴ２ａの電流がＩ（Ａ）からゼロ（Ａ）に変化する期間に、クランプコンデンサ７ａに充電された電圧をＶｃ（Ｖ）とした。アノードリアクトル４ａの電流がゼロ（Ａ）になると、ＧＣＴ２ａのターンオフ動作は終了する。その後、クランプコンデンサ７ａは、図１０（ｄ）に示すように、直流電圧回路１３に対してリセット抵抗６ａを介して電圧Ｅ（Ｖ）になるまで放電される。
【００５６】
ここで注目すべき点は、クランプダイオード１４ａとリセットダイオード５ａの順回復電圧ＶＣとＶＲである。ターンオフ損失を抑制し高信頼度なターンオフ動作を保証するためには、スパイク電圧の低減は必要不可欠である。スパイク電圧を低減するためには、バイパス経路内に存在する浮遊インダクタンスを低減することも然ることながら、これら２つのダイオードの順回復電圧を低減する必要がある。この順回復電圧は一般に電流変化率の増加により大きくなり、また口径が大きい程大きくなる。現在６インチのダイオードの順回復電圧は１ｋＡ／μｓに対して約７０Ｖ程度である。また、４インチのダイオードの順回復電圧は同条件で約４０Ｖ程度である。また、現有素子で最も大きいものを想定すれば、クランプダイオード１４ａの口径は、フリーホイールダイオード３ａやＧＣＴ２ａと同じ６インチがある。一方、同一圧接構造体内の半導体パッケージの口径を揃えることは、均一な圧接力の伝達を保証する、即ち素子表面の均一な温度分布を保証するために必要不可欠な条件である。従って、ＧＣＴ２ａ、フリーホイールダイオード３ａと共締めされるクランプダイオード１４ａについては、ＧＣＴ２ａの口径にあわせる必要があるが、ターンオフ損失を低減する観点からリセットダイオード５ａに適用するダイオードは、クランプダイオード１４ａに適用するダイオードとは異なる小さいものを選定する。
【００５７】
次に、図１１（ａ）に示すＧＣＴ２ａのオフ状態からターンオン動作を開始した直後は、図１１（ｂ）に示すように、クランプダイオード１４ａを導通している負荷電流の値まで直流電圧回路１３から電流が供給される。また、その電流には図１１（ｃ）に示すように、クランプダイオード１４ａの逆回復電流の最大値が重畳される。なお、この期間は、アノードリアクトル４ａには電圧Ｅ（Ｖ）が印加され続け、ＧＣＴ２ａのオン電流上昇率ｄｉ２／ｄｔは、直流電圧回路１３の電圧Ｅ（Ｖ）とアノードリアクトル４ａのインダクタンスＬ（Ｈ）で決まるオン電流上昇率ｄｉ２／ｄｔ＝Ｅ／Ｌ（Ａ／ｓ）に常に抑制される。ダイオードの逆回復電流の最大値は、一般に導通電流（ここでは負荷電流）の大きさと電流変化率（ここではｄｉ２／ｄｔ）に大きく依存する。図８に示す回路においては、電流変化率の大きさは他相の影響を全く受けずに一定の値に抑制可能であるため、ＧＣＴ２ａで発生するターンオン損失やクランプダイオード１４ａで発生するターンオフ損失が予想以上に増加することはない。クランプダイオード１４ａのオフ状態が確立すると、図１１（ｄ）に示すように、アノードリアクトル４ａに過剰に蓄積されたクランプダイオード１４ａの逆回復電流によるエネルギーはクランプコンデンサ７ａに回収される。アノードリアクトル４ａの電流が負荷電流Ｉ（Ａ）に等しくなれば、ＧＣＴ２ａのターンオン動作は終了する。クランプコンデンサ７ａは、図１１（ｅ）に示すように、直流電圧回路１３に対してリセット抵抗６ａを介して電圧Ｅ（Ｖ）になるまで放電される。
【００５８】
次に、ＧＣＴ２ｃのスイッチング動作について図１２、図１３を用いて説明する。ＧＣＴ２ｃがスイッチングする場合は、電流値Ｉ（Ａ）の負荷電流についてＧＣＴ２ｃ、クランプダイオード１４ｂとフリーホイールダイオード３ａ、３ｂとの転流動作を考慮すれば良い。
【００５９】
図１２（ａ）に示すＧＣＴ２ｃ、クランプダイオード１４ｂのオン状態からＧＣＴ２ｃがターンオフ動作を開始した直後の負荷電流は、図１２（ｂ）に示すように、フリーホイールダイオード３ｂ→フリーホイールダイオード３ａ→リセットダイオード５ａ→クランプコンデンサ７ａにバイパスされる。この時のＧＣＴ２ｃの電流変化率、即ちバイパス経路への転流速度をｄｉ１／ｄｔ（Ａ／ｓ）、クランプコンデンサ７ａの静電容量をＣ（Ｆ）、ＧＣＴ２ｃのアノード端子からクランプダイオード１４ｂのカソード端子までのバイパス経路内に存在する浮遊インダクタンスをＬ４（Ｈ）、フリーホイールダイオード３ａ、３ｂ、クランプダイオード１４ｂ、リセットダイオード５ａの、電流変化率ｄｉ１／ｄｔに対する順回復電圧（過渡オン電圧）を各々ＶＦ（Ｖ）、ＶＣ（Ｖ）、ＶＲ（Ｖ）とすれば、ＧＣＴ２ｃに印加されるスパイク電圧の最大値ＶＤＳＰ４は式６で表現できる。
【００６０】
【数６】
ここで注目すべき点は、半導体パッケージの配列において、フリーホイールダイオード３ａ、３ｂが直列に接続され、ＧＣＴ２ｃとクランプダイオード１４ｂが直列に接続されている図９に示す場合には、ＧＣＴ２ｃのターンオフ動作開始直後のバイパス経路内の浮遊インダクタンスＬ４が極めて小さくなることである。この配列により、スパイク電圧によってＧＣＴ２ｃに生じるターンオフ損失を低減できる、つまり熱的責務を軽減できることになる。しかしながら、負荷電流の大きさが同じであると仮定すれば、ＧＣＴ２ａのスパイク電圧ＶＤＳＰ３に比較してＧＣＴ２ｃのスパイク電圧ＶＤＳＰ４は、少なくともフリーホイールダイオード３ａ、３ｂの順回復電圧の和以上は大きくなる。
【００６２】
この後、図１２（ｃ）に示すようにＧＣＴ２ｃの電流がゼロ（Ａ）になると、負荷電流はリセットダイオード５ａからアノードリアクトル４ａへ転流する。この転流は、クランプコンデンサ７ａの充電電圧と直流電圧回路１３の電圧Ｅ（Ｖ）との差電圧により行なわれるため、アノードリアクトル４ａに蓄積された負荷電流によるエネルギーと同じエネルギーがクランプコンデンサ７ａに蓄積される。従って、クランプコンデンサ７ａの最大充電電圧（最大オフ電圧）はＶＤＭ２（Ｖ）、つまりＧＣＴ２ａのそれと等しくなる。アノードリアクトル４ａの電流が、負荷電流Ｉ（Ａ）に等しくなればターンオフ動作は終了する。クランプコンデンサ７ａは、図１２（ｄ）に示すように直流電圧回路１３に対してリセット抵抗６ａを介して電圧Ｅ（Ｖ）になるまで放電される。
【００６３】
次に、図１３（ａ）に示すＧＣＴ２ｃのオフ状態からターンオン動作を開始した直後は、図１３（ｂ）に示すように、フリーホイールダイオード３ａ、３ｂを導通している負荷電流の値まで直流電圧回路１３から電流が供給される。また、その電流には図１３（ｃ）に示すように、フリーホイールダイオード３ａ、３ｂの逆回復電流の最大値が重畳される。この期間は、アノードリアクトル４ａには電圧Ｅが印加され続け、ＧＣＴ２ｃのオン電流上昇率ｄｉ２／ｄｔはオン直流電圧回路１３の電圧Ｅ（Ｖ）とアノードリアクトル４ａのインダクタンスＬ（Ｈ）で決まるオン電流上昇率ｄｉ２／ｄｔ＝Ｅ／Ｌ（Ａ／ｓ）に常に抑制される。前述したように、図８に示す回路においては、電流変化率の大きさは他相の影響を全く受けずに一定の値に抑制可能であるため、ＧＣＴ２ｃで発生するターンオン損失やフリーホイールダイオード３ａ、３ｂで発生するターンオフ損失が予想以上に増加することはない。フリーホイールダイオード３ａ、３ｂのオフ状態が確立すれば、図１３（ｄ）に示すように、アノードリアクトル４ａに過剰に蓄積されたフリーホイールダイオード３ａ、３ｂの逆回復電流によるエネルギーはクランプコンデンサ７ａに回収される。アノードリアクトル４ａの電流がゼロ（Ａ）になれば、ＧＣＴ２ｃのターンオン動作は終了する。クランプコンデンサ７ａは、図１３（ｅ）に示すように直流電圧回路１３に対してリセット抵抗６ａを介して電圧Ｅ（Ｖ）になるまで放電される。
【００６４】
実施の形態５．
この発明によるインバータ装置の実施の形態５を図を用いて説明する。図１４は、この発明によるインバータ装置の実施の形態５における３レベルインバータブリッジを示す回路構成図、図１５はその具体的な簡易構造図である。まず、図１４の回路構成図において、図８と異る箇所のみ説明する。１６ａから１６ｄはバイパスダイオードであり、それぞれ出力端子とクランプコンデンサ７ａの高電位側、出力端子とクランプコンデンサ７ｂの低電位側との間に接続されている。また、図１５の簡易構造図において、図９と異る個所のみ説明する。８ｐから８ｕは導電体である冷却フィン、１５ｃ、１５ｄは絶縁物、１０はリセットダイオード５ａ、５ｂとバイパスダイオード１６ａから１６ｄとリセット抵抗６ａ、６ｂと冷却フィン８ｌから８ｕと絶縁物１５ａから１５ｄとを通電方向に圧接して共締めするための第２の圧接構造体である。また１１ｐ、１１ｑは電気的接続手段である。
【００６５】
次に、バイパスダイオード１６ａ、１６ｂあるいは１６ｃ、１６ｄについてそれぞれ直列接続している必要性について説明する。例えばＧＣＴ２ａ、２ｂが共にオン状態の時、出力端子の電位は電位Ｐに等しい。この時、バイパスダイオード１６ａ、１６ｂには殆ど逆阻止電圧は印加されない。一方、バイパスダイオード１６ｄのカソード端子とバイパスダイオード１６ｃのアノード端子との間には、直流電圧回路１３の電位Ｐと電位Ｎとの電位差２Ｅ（Ｖ）が逆阻止電圧として印加される。従って、バイパスダイオード１６ｃ、１６ｄは、２Ｅ（Ｖ）以上の耐圧を持つダイオード１つに置換できることは言うまでもない。
【００６６】
ところで、本発明の課題のひとつは、最大定格の臨界オフ電圧上昇率が規定されない自己消弧型半導体素子を適用したインバータ装置を、極力低コストで実現することである。現在、６インチＧＣＴに見合う電圧定格を持ち、かつ口径の小さいダイオードはリセットダイオード５ａ、５ｂとして適用できるものが最大であり、その耐圧は直流電圧Ｅ（Ｖ）に対して適当である。今後、ＧＣＴがさらに高耐圧化された場合には、同時にリセットダイオード５ａ、５ｂの耐圧をもＧＣＴのそれにあわせて改善することが必要である。しかしながら、電圧２Ｅ（Ｖ）の耐圧を有するダイオードの実現は、常に追加的な開発コストを要求することを意味する。従って、実用的な見地から判断すると、バイパスダイオード１６ａ、１６ｂもしくは１６ｃ、１６ｄは、それぞれリセットダイオード５ａもしくは５ｂと同じ定格のダイオードを直列接続して用いることがコスト的に有利である。また、必然的にそれらは同一パッケージとなるため、図１５に示すように第２の圧接構造体１０による共締めを容易に実現でき、それにより均一な圧接力の伝達を可能とする。
【００６７】
次に、バイパスダイオード１６ａから１６ｄを用いた場合の回路動作について、実施の形態４との相違点に着目して説明する。それはＧＣＴ２ｂあるいはＧＣＴ２ｃのターンオフ動作にのみ現れるため、以下ＧＣＴ２ｃのターンオフ動作を図１６を用いて詳細に説明する。
【００６８】
図１６（ａ）に示すＧＣＴ２ｃ、クランプダイオード１４ｂのオン状態からＧＣＴ２ｃがターンオフした直後の負荷電流は、図１６（ｂ）に示すように、フリーホイールダイオード３ｂ→フリーホイールダイオード３ａ→リセットダイオード５ａ→クランプコンデンサ７ａにバイパスされると同時に、バイパスダイオード１６ａ→バイパスダイオード１６ｂ→クランプコンデンサ７ａにバイパスされる。このように、ＧＣＴ２ｃによってターンオフされる電流は２つのバイパス経路のインピーダンス比に従って分流するのであるが、バイパスダイオード１６ａ、１６ｂの効果をより明確にするために、ここではＧＣＴ２ｃによってターンオフされる電流は全て後者のバイパス経路に流れるものと仮定する。この時のＧＣＴ２ｃの電流変化率、即ち後者のバイパス経路への転流速度をｄｉ１／ｄｔ（Ａ／ｓ）、クランプコンデンサ７ａの静電容量をＣ（Ｆ）、ＧＣＴ２ｃのアノード端子からクランプダイオード１４ｂのカソード端子までのバイパス経路内に存在する浮遊インダクタンスをＬ５（Ｈ）、バイパスダイオード１６ａ、１６ｂの電流変化率ｄｉ１／ｄｔに対する順回復電圧（過渡オン電圧）を各々ＶＢ（＝ＶＲ）（Ｖ）とすれば、ＧＣＴ２ｃに印加されるスパイク電圧の最大値ＶＤＳＰ５（Ｖ）は式７で表現できる。
【００６９】
【数７】
ここで注目すべき点は、実施の形態５においてＧＣＴ２ｃに印加されるスパイク電圧ＶＤＳＰ５は、実施の形態４において印加されるスパイク電圧ＶＤＳＰ４に比べて低減できることである。また、ＧＣＴ２ａのバイパス経路の浮遊インダクタンスＬ３と、ＧＣＴ２ｃのバイパス経路の浮遊インダクタンスＬ５が等しいと仮定すれば、両者のスパイク電圧の差は、もはやバイパスダイオード１６ａまたは１６ｂの順回復電圧まで縮小される。実際には、ＧＣＴ２ｃによってターンオフされる電流は前述した２つのバイパス経路に分流するため、各バイパス経路にかかる電流上昇率はｄｉ１／ｄｔより低減されることから、ＧＣＴ２ｃに印加されるスパイク電圧はさらに低減される。また、一般に電流が流れる空間の拡大により、その空間によって生じる浮遊インダクタンスが増加することは明らかである。例えば図１５のように第１と第２の圧接構造体９、１０を配置すれば、図１７に示すＧＣＴ２ｃのターンオフ動作におけるバイパスダイオード１６ａ、１６ｂを介したバイパス経路の空間は、図１８に示すＧＣＴ２ａのターンオフ動作におけるバイパス経路の空間より小さく構成できる。従って、ＧＣＴ２ｃのバイパス経路の浮遊インダクタンスＬ５は、ＧＣＴ２ａのバイパス経路の浮遊インダクタンスＬ３に比較して小さくなる。これらの条件により、ＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｃのスパイク電圧の差を極力無くすることができる、つまりターンオフ責務を同等にすることができる。
【００７１】
実施の形態６．
３レベルインバータブリッジを構成するＧＣＴ２ａからＧＣＴ２ｄの大容量化、特に電流定格の改善が進むと、例えばＧＣＴ２ａがターンオフした電流が、バイパス経路にバイパスされる際のオン電流上昇率ｄｉ１／ｄｔが大きくなる。従って、オン電流上昇率ｄｉ１／ｄｔにより発生するスパイク電圧ＶＤＳＰ３が増加することが考えられる。図９、図１５に示すように、実施の形態２で述べたごとく電圧クランプ要素である、例えばツェナーダイオード１２ａをＧＣＴ２ａに並列接続することにより、効果的にＶＤＳＰ３を抑制することができる。また、ＶＤＳＰ３がクランプコンデンサ７ａの最大充電電圧（最大オフ電圧）ＶＤＭ２よりも大きくなる場合に限り、ツェナーダイオード２ａをＧＣＴ２ａに並列接続することがインバータ装置の高信頼度化を考慮した場合には最適な解決策となる。当然のことながら、ツェナーダイオード１２ａの降伏電圧は最大オフ電圧ＶＤＭ２以上に設定すべきである。
【００７２】
さらに、図９、図１５に示した３レベルインバータブリッジにおいては、ＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｄ、もしくはＧＣＴ２ｃとＧＣＴ２ｂの組合せについては印加電圧波形は等しくなる。また、ＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｃに印加されるクランプコンデンサ７ａの最大充電電圧（最大オフ電圧）は同じ値になるが、スパイク電圧は異る場合があり得る。またスパイク電圧と最大充電電圧（最大オフ電圧）との大小関係は図９と図１５の構造の違いによって逆転する可能性がある。従って、３レベルインバータブリッジを構成するＧＣＴ２ａからＧＣＴ２ｄに、電圧クランプ要素であるツェナーダイオード１２ａから１２ｄを接続する場合には、例えばＧＣＴ２ａとＧＣＴ２ｄに限りツェナーダイオード１２ａ、１２ｂを接続すれば良い場合、あるいはＧＣＴ２ｂとＧＣＴ２ｃに限りツェナーダイオード１２ｂ、１２ｃを接続すれば良い場合が考えられる。このような構成要素の限定は、インバータ装置の低コスト化を考慮した場合には最適な解決策となる。
【００７３】
実施の形態７．
図８、１４におけるＧＣＴ２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄの臨界オン電流上昇率が、約２ｋＡ／μｓ程度もしくはそれ以上許容できる場合には、直流電圧回路１３の電位Ｐと電位Ｃあるいは電位Ｃと電位Ｎとの電位差Ｅが４ｋＶ程度であれば、アノードリアクトル４ａ、４ｂのインダクタンスを２μＨ以下に低減できる。また、大容量インバータ用のヒューズの内部インダクタンスが約１.５μＨ程度であるため巻線型コイルによるアノードリアクトルは不要となり、ヒューズの内部インダクタンスと、必要であればその接続ブスバーの浮遊インダクタンスとの合成インダクタンスにより代替可能となる。
【００７４】
実施の形態８．
図９および図１５の簡易構造図において、第１と第２の圧接構造体９、１０を図示するごとく配置すれば、クランプコンデンサ７ａ、７ｂは非常に接近した位置となる。従って、第１と第２の圧接構造体９、１０を図示するごとく配置した場合に限って、クランプコンデンサ７ａ、７ｂを一体構造化できる。この一体化されたクランプコンデンサ７ｃを、図９に示す簡易構造体において適用した実施例を図１９に示す。
【００７５】
実施の形態９．
図２０に示す２レベルインバータブリッジの回路構成図は、、先の実施の形態１の図１で説明したものと等価の回路であり、また、図２１は図２０の回路の具体的な簡易構造図である。この図２０、２１の回路動作は先の図１、２のそれと全く同一であるので、説明は省略する。図１の回路と図２０の回路とのいずれを選択するかは、例えば、回路部品や周辺機器の具体的諸元など本発明の主題とは関係のない要素によりなされるものである。
【００７６】
実施の形態１０．
簡易構造体を示す図２、図９、図１５、図２１においては、あくまで本発明の主旨を明確にするための一例を挙げたに過ぎず、他の図示しない付属部品により本発明の詳細が補われることは明かである。例えば、冷却フィンにつながる水管などはその一例である。その水冷系統が２つの主たる第１と第２の圧接構造体９、１０の採用により集中化、簡素化できることは明らかである。このような付属部品に対し、本発明を説明するために幾つかの実施の形態に示した構造図が、前述したような効果をもたらすことはあっても、本発明の主旨とは離れているために省略している。
【００７７】
また、明らかに本発明に対して数多くの変形および変更が、前述した内容に基づいて可能である。例えば、バイパスダイオードを構成する、直列接続された２つのダイオードに対して電圧バランス回路、具体的にはＲＣ回路などを追加的に接続することなどがその変形例である。
【００７８】
実施の形態１１．
以上、臨界オフ電圧上昇率が規定されない自己消弧型半導体素子、換言すれば、当該素子の主電極間に存在する寄生静電容量によって抑制されるオフ電圧上昇率が当該素子の実質的な臨界オフ電圧上昇率以下となる自己消弧型半導体素子としてＧＣＴを例に挙げて説明したが、前述した考え方は、その他のオフ臨界電圧上昇率が規定されない自己消弧型半導体素子、例えばＩＧＢＴなどへの適用は十分に可能である。但し、本発明の課題は、６インチＧＴＯインバータの小型化、低コスト化、高信頼度化あるいは更なる大容量化について、実現可能な代替方法の提供にある。具体的には、６インチＧＴＯと同等以上の定格を持つ６インチＧＣＴを適用したインバータ装置の提供にある。従って、ＩＧＢＴへの適用は可能であるが、むしろシリコン半導体素子ではなくシリコンカーバイド半導体素子がＧＣＴなどに取って代わって実用化される場合において、ここで示した考え方が有効となる。
【００７９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明による請求項１に記載のインバータ装置によれば、所定のアノードリアクトルとその電圧クランプ回路が２レベルインバータブリッジに接続される構成であることから、自己消弧型半導体素子のターンオン動作により生じるオン電流上昇率が常に所望の値に抑制され、またアノードリアクトルに誘起される電圧が所望の値に抑制されるため、インバータ装置を高信頼度化できる。また、スイッチング損失の低減をも図ることができるため、インバータ装置を高効率化できる。
更に、２レベルインバータブリッジを唯２つの圧接構造体により共締めする構成としたので、インバータ装置を小型化できる。
【００８０】
また、本発明による請求項２に記載のインバータ装置によれば、２レベルインバータブリッジを構成する各素子を所定の順序により配列し、その構成の対称性から自己消弧型半導体素子のターンオフ動作により生じるスパイク電圧を等しくするため、自己消弧型半導体素子の電圧定格に対する利用率を向上できインバータ装置を大容量化できる。
【００８１】
また、本発明による請求項３に記載のインバータ装置によれば、２レベルインバータブリッジに接続されたヒューズによりアノードリアクトルが代替され、コイルによるアノードリアクトルを省略できることから、構成部品を低減でき、インバータ装置を低コスト化できる。
【００８２】
また、本発明による請求項４に記載のインバータ装置によれば、２レベルインバータブリッジを構成する自己消弧型半導体素子と並列に電圧クランプ要素を接続することにより、大電流を遮断する場合に発生する過大なスパイク電圧を抑制するため、自己消弧型半導体素子のターンオフ損失が軽減されるとともに、接合温度の過大な上昇からの熱破壊を未然に防止することができることから、インバータ装置を高信頼度化できる。
【００８３】
また、本発明による請求項５に記載のインバータ装置によれば、所定のアノードリアクトルとその電圧クランプ回路が、３レベルインバータブリッジに接続される構成であることから、自己消弧型半導体素子のターンオン動作により生じるオン電流上昇率が常に所望の値に抑制され、またアノードリアクトルに誘起される電圧が所望の値に抑制されるため、インバータ装置を高信頼度化できる。また、スイッチング損失の低減をも図ることができるため、インバータ装置を高効率化できる。
更に、３レベルインバータブリッジを唯２つの圧接構造体により共締めする構成としたので、インバータ装置を小型化できる。
【００８４】
また、本発明による請求項６に記載のインバータ装置によれば、３レベルインバータブリッジを構成する各素子を所定の順序により配列し、その構成の対称性から自己消弧型半導体素子のターンオフ動作により生じるスパイク電圧を等しくするため、自己消弧型半導体素子の電圧定格に対する利用率を向上できインバータ装置を大容量化できる。
【００８５】
また、本発明による請求項７に記載のインバータ装置によれば、３レベルインバータブリッジの２つのクランプコンデンサを、１つのパッケージに収納して構成部品点数を低減するため、製造の際の作業工程を簡素化できると同時に、インバータ装置を小型化できる。
【００８６】
また、本発明による請求項８に記載のインバータ装置によれば、３レベルインバータブリッジに接続されたヒューズによりアノードリアクトルが代替され、コイルによるアノードリアクトルを省略できることから、構成部品を低減でき、インバータ装置を低コスト化できる。
【００８７】
また、本発明による請求項９に記載のインバータ装置によれば、３レベルインバータブリッジを構成する自己消弧型半導体素子と並列に電圧クランプ要素を接続することにより、大電流を遮断する場合に発生する過大なスパイク電圧を抑制するため、自己消弧型半導体素子のターンオフ損失が軽減されるとともに、接合温度の過大な上昇からの熱破壊を未然に防止することができることから、インバータ装置を高信頼度化できる。
【００８８】
また、本発明による請求項１０に記載のインバータ装置によれば、所定のバイパスダイオードを用い、自己消弧型半導体素子のターンオフ動作により生じるスパイク電圧が抑制するため、スイッチング損失を低減でき、自己消弧型半導体素子の遮断性能を向上できるため、インバータ装置を大容量化かつ高効率化できる。
【００８９】
また、本発明による請求項１１に記載のインバータ装置によれば、３レベルインバータブリッジに接続されたヒューズによりアノードリアクトルが代替され、コイルによるアノードリアクトルを省略できることから、構成部品を低減でき、インバータ装置を低コスト化できる。
【００９０】
また、本発明による請求項１２に記載のインバータ装置によれば、３レベルインバータブリッジを構成する自己消弧型半導体素子と並列に電圧クランプ要素を接続することにより、大電流を遮断する場合に発生する過大なスパイク電圧を抑制するため、自己消弧型半導体素子のターンオフ損失が軽減されるとともに、接合温度の過大な上昇からの熱破壊を未然に防止することができることから、インバータ装置を高信頼度化できる。
【００９１】
また、本発明による請求項１３に記載のインバータ装置によれば、３レベルインバータブリッジをバイパスダイオードを含めて唯２つの圧接構造体により共締めする構成としたので、インバータ装置を小型化できる。
【００９２】
また、本発明による請求項１４に記載のインバータ装置によれば、３レベルインバータブリッジを構成する各素子を所定の順序により配列し、その構成の対称性から自己消弧型半導体素子のターンオフ動作により生じるスパイク電圧を等しくするため、自己消弧型半導体素子の電圧定格に対する利用率を向上できインバータ装置を大容量化できる。
【００９３】
また、本発明による請求項１５に記載のインバータ装置によれば、バイパスダイオードをリセットダイオードと同じダイオードの直列接続により構成し、特別な定格を持つ高耐圧ダイオードを製造する必要性を無くするため、ダイオードをフリーホイールダイオードとその他のダイオードの２仕様に統一でき、インバータ装置を低コスト化できる。
【００９４】
また、本発明による請求項１６に記載のインバータ装置によれば、３レベルインバータブリッジの２つのクランプコンデンサを、１つのパッケージに収納して構成部品点数を低減するため、製造の際の作業工程を簡素化できると同時にインバータ装置を小型化できる。
【００９５】
また、本発明による請求項１７に記載のインバータ装置によれば、自己消弧型半導体素子をゲート転流型ターンオフサイリスタとしたので、当該ゲート転流型ターンオフサイリスタの持つ高いオフ電圧上昇率耐量を最大限に活用した小型で信頼性の高いインバータ装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１におけるインバータ装置における２レベルインバータブリッジの回路構成を示す図である。
【図２】図１の２レベルインバータブリッジの簡易構造を示す図である。
【図３】図１の２レベルインバータブリッジの回路動作を示す図である。
【図４】図１の２レベルインバータブリッジの回路動作を示す図である。
【図５】図１の２レベルインバータブリッジの回路動作を示す図である。
【図６】図１の２レベルインバータブリッジのバイパス経路を示す図である。
【図７】図１の２レベルインバータブリッジの回路動作を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態４におけるインバータ装置における３レベルインバータブリッジの回路構成を示す図である。
【図９】図８の３レベルインバータブリッジの簡易構造を示す図である。
【図１０】図８の３レベルインバータブリッジの回路動作を示す図である。
【図１１】図８の３レベルインバータブリッジの回路動作を示す図である。
【図１２】図８の３レベルインバータブリッジの回路動作を示す図である。
【図１３】図８の３レベルインバータブリッジの回路動作を示す図である。
【図１４】本発明の実施の形態５におけるインバータ装置における３レベルインバータブリッジの回路構成を示す図である。
【図１５】図１４の３レベルインバータブリッジの簡易構造を示す図である。
【図１６】図１４の３レベルインバータブリッジの回路動作を示す図である。
【図１７】図１４の３レベルインバータブリッジのバイパス経路を示す図である。
【図１８】図１４の３レベルインバータブリッジのバイパス経路を示す図である。
【図１９】本発明の実施の形態８における３レベルインバータブリッジの簡易構造を示す図である。
【図２０】本発明の実施の形態９における２レベルインバータブリッジの回路構成を示す図である。
【図２１】図２０の２レベルインバータブリッジの簡易構造を示す図である。
【図２２】従来のＧＴＯインバータの回路構成を示す図である。
【図２３】ＧＣＴのターンオフ波形を示す図である。
【図２４】逆導通ＧＣＴによる３相インバータの回路構成を示す図である。
【符号の説明】
１ 直流電圧回路、２ ＧＣＴ、３ フリーホイールダイオード、
４ アノードリアクトル、５ リセットダイオード、６ リセット抵抗、
７ クランプコンデンサ、９ 第１の圧接構造体、１０ 第２の圧接構造体、
１１ 電気的接続手段、１２ ツェナーダイオード、１３ 直流電圧回路、
１４ クランプダイオード、１６ バイパスダイオード、
Ｐ，Ｎ，Ｃ 直流電圧回路の各端子電位、ＯＵＴ 出力端子。
Claims (17)
- ２つの電位Ｐ、Ｎを有する直流電圧回路と、前記電位Ｐもしくは電位Ｎを出力することができる２レベルインバータブリッジを有するインバータ装置において、前記２レベルインバータブリッジは、前記直流電圧回路の電位Ｐの端子と電位Ｎの端子との間に接続された第１および第２の自己消弧型半導体素子の直列接続体と、前記第１および第２の自己消弧型半導体素子の各々に逆並列接続された第１および第２のフリーホイールダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｐの端子と前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間もしくは前記直流電圧回路の電位Ｎの端子と前記第２の自己消弧型半導体素子のカソード端子との間のいずれか一方に挿入されたアノードリアクトルと、前記アノードリアクトルに並列接続されたリセットダイオードとリセット抵抗とから構成された直列接続体と、前記リセットダイオードと前記リセット抵抗との接続点と前記直流電圧回路の電位Ｎの端子もしくは電位Ｐの端子との間のいずれか一方に接続され前記リセット抵抗を介して前記直流電圧回路へ放電できるクランプコンデンサと、前記第１の自己消弧型半導体素子と第２の自己消弧型半導体素子との接続点に設けられた出力端子とを備え、前記第１および第２の自己消弧型半導体素子を当該素子の主電極間に存在する寄生静電容量によって抑制されるオフ電圧上昇率が当該素子の臨界オフ電圧上昇率以下となる自己消弧型半導体素子とし、
前記第１および第２の自己消弧型半導体素子と第１および第２のフリーホイールダイオードとは第１の圧接構造体により非導電体を介することなくその通電方向に圧接して共締めされており、前記リセットダイオードとリセット抵抗とは第２の圧接構造体により通電方向に圧接して共締めされており、前記第１および第２の自己消弧型半導体素子と第１および第２のフリーホイールダイオードとは互いに同一の口径とし、前記リセットダイオードは前記第１および第２のフリーホイールダイオードより小さい口径としたことを特徴とするインバータ装置。 - 第１の圧接構造体に共締めされる素子は、第１のフリーホイールダイオード、第１の自己消弧型半導体素子、第２の自己消弧型半導体素子、第２のフリーホイールダイオードの順序で、かつ、前記各素子のアノード端子の向きが全て同一となるように配列されていることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
- アノードリアクトルをヒューズとしたことを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ装置。
- 第１および第２の自己消弧型半導体素子のターンオフ時の電流下降時間に前記第１および第２の自己消弧型半導体素子に印加される電圧の最大値が前記電流下降時間以降に印加される電圧の最大値を超える条件を満足する場合、前記第１および第２の自己消弧型半導体素子の各々に並列に電圧クランプ要素を接続したことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載のインバータ装置。
- ２つの電位Ｐ、Ｎおよびその中間の電位Ｃを有する直流電圧回路と、前記電位Ｐ、電位Ｃもしくは電位Ｎを出力することができる３レベルインバータブリッジを有するインバータ装置において、前記３レベルインバータブリッジは、前記直流電圧回路の電位Ｐの端子と電位Ｎの端子との間に接続された第１から第４の自己消弧型半導体素子の直列接続体と、前記第１から第４の自己消弧型半導体素子の各々に逆並列接続された第１から第４のフリーホイールダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｃの端子と前記第２の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に接続された第１のクランプダイオードと、前記第３の自己消弧型半導体素子のカソード端子と前記直流電圧回路の電位Ｃの端子との間に接続された第２のクランプダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｐの端子と前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に挿入された第１のアノードリアクトルと、前記第１のアノードリアクトルに並列接続された第１のリセットダイオードと第１のリセット抵抗とから構成された直列接続体と、前記第１のリセットダイオードと第１のリセット抵抗との接続点と前記直流電圧回路の電位Ｃの端子との間に接続され前記第１ のリセット抵抗を介して前記直流電圧回路へ放電できる第１のクランプコンデンサと、前記第４の自己消弧型半導体素子のカソード端子と前記直流電圧回路の電位Ｎの端子との間に挿入された第２のアノードリアクトルと、前記第２のアノードリアクトルに並列接続された第２のリセットダイオードと第２のリセット抵抗とから構成された直列接続体と、前記第２のリセットダイオードと第２のリセット抵抗との接続点と前記直流電圧回路の電位Ｃの端子との間に接続され前記第２のリセット抵抗を介して前記直流電圧回路へ放電できる第２のクランプコンデンサと、前記第２の自己消弧型半導体素子と第３の自己消弧型半導体素子との接続点に設けられた出力端子とを備え、前記第１から第４の自己消弧型半導体素子を当該素子の主電極間に存在する寄生容量によって抑制されるオフ電圧上昇率が、当該素子の臨界オフ電圧上昇率以下となる自己消弧型半導体素子とし、
前記第１から第４の自己消弧型半導体素子と第１から第４のフリーホイールダイオードと第１および第２のクランプダイオードとは第１の圧接構造体により非導電体を介することなくその通電方向に圧接して共締めされており、前記第１および第２のリセットダイオードと第１および第２のリセット抵抗とは第２の圧接構造体により通電方向に圧接して共締めされており、前記第１から第４の自己消弧型半導体素子と第１から第４のフリーホイールダイオードと第１および第２のクランプダイオードとは互いに同一の口径とし、前記第１および第２のリセットダイオードは互いに同一の口径でかつ前記第１から第４のフリーホイールダイオードより小さい口径としたことを特徴とするインバータ装置。 - 第１の圧接構造体に共締めされる素子は、第１の自己消弧型半導体素子、第１のフリーホイールダイオード、第２のフリーホイールダイオード、第２の自己消弧型半導体素子、第１のクランプダイオード、第２のクランプダイオード、第３の自己消弧型半導体素子、第３のフリーホイールダイオード、第４のフリーホイールダイオード、第４の自己消弧型半導体素子の順序で、かつ、前記各素子のアノード端子の向きが全て同一となるように配列されていることを特徴とする請求項５に記載のインバータ装置。
- 第１のクランプコンデンサと第２のクランプコンデンサは１つのパッケージに収納されたことを特徴とする請求項５または６に記載のインバータ装置。
- 第１と第２のアノードリアクトルの各々をヒューズとしたことを特徴とする請求項５ないし７のいずれかに記載のインバータ装置。
- ターンオフ時の電流下降時間に印加される電圧の最大値が前記電流下降時間以降に印加される電圧の最大値を超える条件を満足する第１から第４の自己消弧型半導体素子に並列に電圧クランプ要素を接続したことを特徴とする請求項５ないし８のいずれかに記載のインバータ装置。
- ２つの電位Ｐ、Ｎおよびその中間の電位Ｃを有する直流電圧回路と、前記電位Ｐ、電位Ｃもしくは電位Ｎを出力することができる３レベルインバータブリッジを有するインバータ装置において、前記３レベルインバータブリッジは、前記直流電圧回路の電位Ｐの端子と電位Ｎの端子との間に接続された第１から第４の自己消弧型半導体素子の直列接続体と、前記第１から第４の自己消弧型半導体素子の各々に逆並列接続された第１から第４のフリーホイールダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｃの端子と前記第２の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に接続された第１のクランプダイオードと、前記第３の自己消弧型半導体素子のカソード端子と前記直流電圧回路の電位Ｃの端子との間に接続された第２のクランプダイオードと、前記直流電圧回路の電位Ｐの端子と前記第１の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に挿入された第１のアノードリアクトルと、前記第１のアノードリアクトルに並列接続された第１のリセットダイオードと第１のリセット抵抗とから構成された直列接続体と、前記第１のリセットダイオードと第１のリセット抵抗との接続点と前記直流電圧回路の電位Ｃの端子との間に接続され前記第１のリセット抵抗を介して前記直流電圧回路へ放電できる第１のクランプコンデンサと、前記第４の自己消弧型半導体素子のカソード端子と前記直流電圧回路の電位Ｎの端子との間に挿入された第２のアノードリアクトルと、前記第２のアノードリアクトルに並列接続された第２のリセットダイオードと第２のリセット抵抗とから構成された直列接続体と、前記第２のリセットダイオードと第２のリセット抵抗との接続点と前記直流電圧回路の電 位Ｃの端子との間に接続され前記第２のリセット抵抗を介して前記直流電圧回路へ放電できる第２のクランプコンデンサと、前記第１のリセットダイオードと第１のリセット抵抗との接続点と前記第３の自己消弧型半導体素子のアノード端子との間に接続された第１のバイパスダイオードと、前記第２のリセットダイオードと第２のリセット抵抗との接続点と前記第２の自己消弧型半導体素子のカソード端子との間に接続された第２のバイパスダイオードと、前記第２の自己消弧型半導体素子と第３の自己消弧型半導体素子との接続点に設けられた出力端子とを備え、前記第１から第４の自己消弧型半導体素子を当該素子の主電極間に存在する寄生容量によって抑制されるオフ電圧上昇率が、当該素子の臨界オフ電圧上昇率以下となる自己消弧型半導体素子としたことを特徴とするインバータ装置。
- 第１と第２のアノードリアクトルの各々をヒューズとしたことを特徴とする請求項１０に記載のインバータ装置。
- ターンオフ時の電流下降時間に印加される電圧の最大値が前記電流下降時間以降に印加される電圧の最大値を超える条件を満足する第１から第４の自己消弧型半導体素子に並列に電圧クランプ要素を接続したことを特徴とする請求項１０または１１に記載のインバータ装置。
- 第１から第４の自己消弧型半導体素子と第１から第４のフリーホイールダイオードと第１および第２のクランプダイオードとは第１の圧接構造体により非導電体を介することなくその通電方向に圧接して共締めされており、第１および第２のリセットダイオードと第１および第２のバイパスダイオードと第１および第２のリセット抵抗とは第２の圧接構造体により通電方向に圧接して共締めされており、前記第１から第４の自己消弧型半導体素子と第１から第４のフリーホイールダイオードと第１および第２のクランプダイオードとは互いに同一の口径とし、前記第１および第２のリセットダイオードと第１および第２のバイパスダイオードとは互いに同一の口径でかつ前記第１から第４のフリーホイールダイオードより小さい口径としたことを特徴とする請求項１０ないし１２のいずれかに記載のインバータ装置。
- 第１の圧接構造体に共締めされる素子は、第１の自己消弧型半導体素子、第１のフリーホイールダイオード、第２のフリーホイールダイオード、第２の自己消弧型半導体素子、第１のクランプダイオード、第２のクランプダイオード、第３の自己消弧型半導体素子、第３のフリーホイールダイオード、第４のフリーホイールダイオード、第４の自己消弧型半導体素子の順序で、かつ、前記各素子のアノード端子の向きが全て同一となるように配列されていることを特徴とする請求項１３に記載のインバータ装置。
- 第１のバイパスダイオードおよび第２のバイパスダイオードは、それぞれ第１および第２のリセットダイオードに適用されているものと同一のダイオードを２個直列接続してなるものであることを特徴とする請求項１３または１４に記載のインバータ装置。
- 第１のクランプコンデンサと第２のクランプコンデンサとは１つのパッケージに収納されたことを特徴とする請求項１３ないし１５のいずれかに記載のインバータ装置。
- 自己消弧型半導体素子を、主電流を全てゲート回路へ転流させてターンオフするゲート転流型ターンオフサイリスタとしたことを特徴とする請求項１ないし１６のいずれかに記載のインバータ装置。
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