WO2006003936A1

WO2006003936A1 - スナバ回路及びスナバ回路を有するパワー半導体装置

Info

Publication number: WO2006003936A1
Application number: PCT/JP2005/011951
Authority: WO
Inventors: Katsunori Asano; Yoshitaka Sugawara
Original assignee: The Kansai Electric Power Co., Inc.
Priority date: 2004-07-01
Filing date: 2005-06-29
Publication date: 2006-01-12
Also published as: JPWO2006003936A1; EP1768244A1; US20080043500A1

Abstract

　従来のインバータの保護回路としてのスナバ回路は、アノードリアクトル、Ｓｉダイオード及び抵抗を有するが、動作中のＳｉダイオードの接合温度を１２５°C以下に保たなければならないので大型のヒートシンクを設ける必要があり、部品数が多いとともに小型化が困難であった。　アノードリアクトルの電磁エネルギを環流させるスナバ回路のダイオードに、ヒートシンクを必要としないか、又は小型のヒートシンクで十分なワイドギャップ半導体（ＳｉＣ）のダイオードを用いる。ＳｉＣダイオードの電流密度を常温動作時の２０～３０倍にすると、オン抵抗が高くなり、スナバ回路の抵抗をこのオン抵抗で肩代わりさせることができる。電流密度の増加でＳｉＣダイオードは高温になる。しかしＳｉＣダイオードは３００°C近くの温度でも支障なく動作可能であるので大型のヒートシンクを必要としない。

Description

明細書

スナバ回路及びスナバ回路を有するパワー半導体装置

技術分野

[0001] 本発明はスナバ回路及びこのスナバ回路を有する自己消弧型半導体素子を用いるパワー半導体装置に関する。背景技術

[0002] ゲートターンオフサイリスタ（以下、 GTOと略記する）などの自己消弧型の半導体素子には、この半導体素子をオン'オフするときにその力ソードとアノード間に印加される電圧及び素子を流れる電流の急峻な立上がりを抑制するために、スナバ回路と呼ばれる保護回路が設けられている。スナバ回路は半導体素子に印加される急峻な立上がりの電圧及び電流あるいは過電圧によって、半導体素子が障害をうけるのを防止する機能を有する。スナバ回路には、前記の半導体素子に並列に接続される「並列スナバ回路」と直列に接続される「直列スナバ回路」とがある。並列スナバ回路及び直列スナバ回路は、必要に応じていずれか一方又は両方が用いられる。

[0003] 図 7は GTOをスイッチング素子として用いた典型的な従来の三相インバータ装置の回路図である。図において、直流 DCの正端子 20aと負端子 20bとの間に、直列スナバ回路 14a、第 1のスイッチング回路 15a及び第 2のスイッチング回路 16aの直列接続体が接続されている。同様にして正端子 20aと負端子 20b間に、直列スナバ回路 1 4b、第 1及び第 2のスイッチング回路 15b、 16bの直列接続体、及び直列スナバ回路 14c、第 1及び第 2のスイッチング回路 15c、 16cの直列接続体がそれぞれ接続され、三相のインバータ装置を構成している。なお第 1のスイッチング回路 15b、 15cは第 1のスイッチング回路 15aと同じであり、第 2のスイッチング回路 16b、 16cは第 2のスイッチング回路 16aと同じであるので、それぞれブロックで表示し、詳細な回路図を省略している。第 1及び第 2のスイッチング回路 15aと 16aの接続点 17a、第 1及び第 2 のスイッチング回路 15bと 16bの接続点 17b、並びに第 1及び第 2のスイッチング回路 15cと 16cの接続点 17cから三相の交流 (AC)が出力される。直列スナバ回路 14a、 14b、及び 14cは全て同じ構成を有し同じ動作をするので、代表として直列スナバ回路 14aについて詳細に説明する。また第 1及び第 2のスイッチング回路 15a、 15b、 1 5c、 16a、 16b、 16cはすべて同じ構成を有し、同じ動作をするので、代表として第 1 のスイッチング回路 15a (以下、スイッチング回路 15aと記す）について詳細に説明する。

[0004] 直列スナバ回路 14aは、インダクタであるアノードリアタトル laに、シリコン半導体（S i)のダイオード 2aと抵抗 3aの直列接続体が並列に接続された構成を有する。

[0005] スイッチング回路 15aは、スイッチング素子として Siの GT04を有し、 GT04のァノード'力ソード間にフリーホイーリングダイオード 5が逆並列に接続されている。 GT04 のアノード '力ソード間には更に、ダイオード 8と抵抗 9の並列接続体に、コンデンサ 1 0を直列に接続した並列スナバ回路が接続されている。 GT04のゲート端子には図示を省略した既知の制御回路力制御信号が印加される。この制御信号によりスイツチング回路 15a〜15c、 16a〜 16cは所定のタイミングでオン'オフし、直流 DCを交流に変換して交流 ACを出力する。

[0006] GT04がターンオンすると、直流 DCからの電流力アノードリアタトル la及び GTO 4を経て流れる。直列スナバ回路 14aにおいて、アノードリアタトル laは GT04がターンオンするときの電流の立上がり（diZdt)を緩やかにする。

[0007] GT04がターンオフすると、アノードリアタトル laに蓄えられていた電磁エネルギーによる電流はダイオード 2aと抵抗 3aを経て流れ、抵抗 3aによって消費される。

[0008] 並列スナバ回路において、 GT04がターンオンすると、コンデンサ 10は抵抗 9を経て放電する。 GT04がターンオフすると、コンデンサ 10はダイオード 8を経て流れる電流により充電される。すなわち、アノードリアタトル laのインダクタンス及び回路の配線のインダクタンスにより流れ続けようとする電流はダイオード 8を経てコンデンサ 10 に流入して、 GT04のアノード '力ソード間に発生する過電圧は抑制される。コンデンサ 10の電荷は抵抗 9を経て徐々に放電される。

特許文献 1 :特開 2000— 166248号公報

特許文献 2：特開平 8 - 196083号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題 [0009] 前記従来のインバータ装置の直列スナバ回路 14aでは、アノードリアタトル laに電磁エネルギー環流用のダイオード 2aと抵抗 3aを必要とすることから、部品数が比較的多いという問題がある。またダイオード 2a及び 8はシリコンダイオードであるので、動作中の接合温度を 125°C以下に保つ必要がある。このために、ダイオード 2a及び 8には大型の空冷又は水冷のヒートシンクを設けファン等で冷却している。さらに、ダィオード 2a及び 8を発熱の大きヽ GT04から離して設け、温度が高くならな、ように設計している。し力しながらダイオード 2a及び 8を GT04から離して設けると、スぺース効率が低下してインバータ装置が大きくなり、当分野で求められている小型化に対応できなくなる。また各素子を接続する配線の長さが長くなり、配線によるインダクタンスの増加が避けられな、。インダクタンスの増大によりスナバ回路の時定数が増加して動作速度が低下するとスナバ回路の機能が低下する。

課題を解決するための手段

[0010] 本発明のパワー半導体装置は、電源力もの電流をオン'オフする少なくとも 1つのスイッチング部、前記スイッチング部と前記電源との間に接続されたインダクタ、前記電流の流れ方向に逆方向になるように前記インダクタに並列に接続されたワイドギヤップ半導体を用いたワイドギャップ半導体ダイオード素子を有する。

この発明によれば、スイッチング部と電源との間に接続されたインダクタとワイドギヤップ半導体ダイオード素子の並列接続体は直列スナバ回路として働く。スイッチング部のターンオン時には直列スナバ回路のインダクタによって電流の立上りが緩やかになり、スイッチング部を保護する効果がある。

[0011] スイッチング部のターンオフ時には、インダクタに蓄えられた電磁エネルギーによる電流が環流用のワイドギャップ半導体ダイオード素子を流れ、ワイドギャップ半導体ダイオード素子にぉ、て熱に変わり消滅する。ワイドギャップ半導体ダイオード素子の温度は上昇するが、ワイドギャップ半導体ダイオード素子は常温よりはるかに高い温度で動作可能であるので、冷却手段が簡略ィ匕されるか不要になる。ワイドギャップ半導体ダイオード素子は、例えばシリコンダイオードに比べるとオン抵抗を高くして使うことができる。この高いオン抵抗により前記電磁エネルギーによる電力は熱に変わる。例えばシリコンダイオードを用いるスナバ回路ではシリコンダイオードに直列に抵抗を接続する必要があるが、本発明では前記抵抗の機能をワイドギャップ半導体ダイオード素子が分担する。

本発明の他の観点のパワー半導体装置は電源力の電流をオン'オフする少なくとも 1つのスイッチング部、前記スイッチング部と前記電源との間に接続されたインダクタ、前記電流の流れ方向に逆方向になるように前記インダクタに並列に接続された、ワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体ダイオード素子と抵抗との直列接続体を有する。

[0012] この発明によれば、スイッチング部と電源との間に接続されたインダクタと、前記インダクタに並列に接続された抵抗とワイドギャップ半導体ダイオード素子の直列接続体は直列スナバ回路として働く。スイッチング部のターンオン時には直列スナバ回路のインダクタによって電流の立上りが緩やかになり、スイッチング部を保護する効果がある。

[0013] スイッチング部のターンオフ時には、インダクタに蓄えられた電磁エネルギーによる電流がワイドギャップ半導体ダイオード素子を経て抵抗に流れ、ワイドギャップ半導体ダイオード素子と抵抗にぉ、て熱に変わり消滅する。ワイドギャップ半導体ダイオード素子の温度は上昇するが、ワイドギャップ半導体ダイオード素子は常温よりはるかに高い温度で動作可能であるので、冷却手段が簡略化されるか不要になる。高温動作時のワイドギャップ半導体ダイオード素子は、例えばシリコンダイオードに比べるとォン抵抗が高い。この高いオン抵抗により前記電磁エネルギーによる電力は熱に変わる。本発明では前記抵抗の機能をワイドギャップ半導体ダイオード素子が分担するので、抵抗の値を小さくすることができる。

また、スイッチング部がターンオフする際には、アノードリアタトルの端子間に電圧が発生し、アノードリアタトルの電磁エネルギ環流用のダイオードに変位電流が流れ、その電流はアノードリアタトルを通って流れる電流に重畳され、スイッチング部の電流上昇率が大きくなる力そのダイオードにワイドギャップ半導体ダイオードを用いると、 Siダイオードに比べチップ面積を小さくできるので、その静電容量は小さくなり、変位電流を小さくでき、スイッチング部の電流上昇率を小さくできる。そのため、他方スイツチング部のフリーホイールダイオードの逆回復時間を遅くできるので、スイッチング部の電圧の上昇率も低減できる。

[0014] 本発明の他の観点のパワー半導体装置は、電源の一方の端子に一端が接続されたインダクタ、前記インダクタに並列に接続された、前記電源の出力電流の方向に逆方向の第 1のワイドギャップ半導体ダイオードと抵抗との直列接続体を有する。前記ィンダクタの他端に第 1のスイッチング回路の一端が接続され、前記第 1のスイッチング回路の他端に第 2のスイッチング回路の一端が接続されて、る。第 2のスイッチング回路の他端は前記電源の他方の端子に接続されて、る。前記抵抗と前記第 1のワイドギャップ半導体ダイオード素子との接続点と、前記電源の他端との間にクランプコンデンサが接続されて、る。前記抵抗と前記第 1のワイドギャップ半導体ダイオード素子との接続点と、前記第 1及び第 2のスイッチング回路の接続点との間に第 1のスナノコンデンサが接続されている。前記第 1及び第 2のスイッチング回路の接続点と、前記電源の他方の端子との間に、第 2のスナバコンデンサと順方向の第 2のワイドギヤップ半導体ダイオードとの直列接続体が接続されている。

この発明によれば、前記の作用効果に加えて、第 1のスナバコンデンサは、第 1のスイッチング回路のターンオフ時に第 1のスイッチング回路に印加される過電圧を抑制する。また、第 2のスナバコンデンサは第 2のスイッチング回路のターンオフ時に第 2 のスイッチング回路に印加される過電圧を抑制する。

[0015] 本発明の他の観点のパワー半導体装置は、電源の一方の端子に接続された少なくとも 1つのインダクタ、前記インダクタのそれぞれに並列に接続された、前記電源の出力電流の方向に逆方向の第 1のワイドギャップ半導体ダイオードと抵抗との直列接続体を有する。前記インダクタのそれぞれに第 1のスイッチング回路が直列に接続されている。前記第 1のスイッチング回路のそれぞれに第 2のスイッチング回路が直列に接続されている。前記第 2のスイッチング回路のそれぞれと、前記電源の他方の端子との間に第 2のインダクタが接続されている。前記第 2のインダクタに並列に、逆方向の第 2のワイドギャップ半導体ダイオードと第 2の抵抗との直列接続体が接続されている。また前記第 1の抵抗と第 1のワイドギャップ半導体ダイオードの接続点と、前記第 2の抵抗と第 2のワイドギャップ半導体ダイオードとの接続点との間にコンデンサが接続されている。この発明によれば、第 1のスイッチング回路と電源の間及び第 2のスイッチング回路と電源の間にそれぞれ直列スナバ回路が設けられている。これにより、第 1及び第 2 のスイッチング回路の動作にアンバランスが生じにくい。そのため回路の動作が安定になる効果がある。

発明の効果

[0016] 本発明によれば、直列スナバ回路のアノードリアタトルの電磁エネルギーによる電流を環流するための環流ダイオードに、ワイドギャップ半導体によるダイオードを用いている。ワイドギャップ半導体のダイオードは常温よりはるかに高い温度で使用可能なので、冷却用のヒートシンクの小型化が可能になる。場合によってはヒートシンクは不要になるため、スナバ回路が小型になり、ひいてはパワー半導体装置の小型化ができる。

また前記環流ダイオードが、スイッチング回路に設けられる並列スナバ回路のダイオードとしても働く構成にしたものでは、スイッチング回路の部品点数が減少し、パヮ一半導体装置の小型化と信頼性の向上につながる。

また、環流用ダイオードにワイドギャップ半導体ダイオードを用いると、チップ面積を小さくできるので、その静電容量が小さくなり、スイッチング部がターンオンする時の環流用ダイオードの変位電流を小さくでき、スイッチング部の電流上昇率を小さくできる。さらに、他方スイッチング部の電圧上昇率を小さくできる。

[0017] また、スイッチング素子及びフリーホイーリングダイオードをワイドギャップ半導体で構成したものでは、スイッチング素子及びフリーホイーリングダイオードを 1つのパッケージ内に収納し、常温よりも高い高温度で動作させる。これにより、ヒートシンクなどの冷却手段が不要又は小型化されるので、パワー半導体装置の構成が簡単になり小型化が可能になるとともに、前記高温度の環境においても動作可能なパワー半導体装置を実現することができる。

図面の簡単な説明

[0018] [図 1]図 1は本発明のパワー半導体装置の第 1実施例である三相インバータ装置の回路図である。

[図 2]図 2は本発明のパワー半導体装置の第 2実施例である三相インバータ装置の 1 相分のスイッチング回路のみを示す回路図である。

圆 3]図 3は本発明のパワー半導体装置の第 3実施例である三相インバータ装置の 1 相分のスイッチング回路のみを示す回路図である。

[図 4]図 4は本発明のパワー半導体装置の第 4実施例である三相インバータ装置の 1 相分のスイッチング回路のみを示す回路図である。

[図 5]図 5は本発明のパワー半導体装置の第 5実施例である三相インバータ装置の 1 相分のスイッチング回路のみを示す回路図である。

圆 6]図 6は本発明のパワー半導体装置の第 6実施例の、三相インバータ装置に用いる SiCショットキーダイオードの断面図である。

[図 7]図 7は従来のインバータ装置の回路図である。

符号の説明

20a 正端子

20b 負端子

31aゝ 31b、 31c アノードリアク卜ル

32aゝ 32b、 32c SiC— pnダイオード

33b、 33c 抵抗

34a、 34b、 34c GTO

35b、 35c フリーホイーリングダイォ

aoa^ 36b、 36c SiC - GTO

37aゝ 37b、 37c フリーホイーリングダイォ

38a クランプコンデンサ

40a、 41a スナノベコンテンサ

45a 抵抗

46a SiCダイォ、ード

54a, 54b、 54c 直列スナバ回路

55a、 55b、 55c 第 1のスイッチング回路

56a、 56b、 56c 第 2のスイッチング回路

57a, 57b、 57c 点 64a 直列スナバ回路

65a 第 1のスイッチング回路

66a 第 2のスイッチング回路

74a スナバ回路

76a 第 2のスイッチング回路

80 SiCショットキーダイオード

84 力ソード電極

85 アノード電極

発明を実施するための最良の形態

[0020] 以下、本発明のパワー半導体装置の好適な実施例を図 1から図 6を参照して説明する。

《第 1実施例》

[0021] 本発明の第 1実施例のパワー半導体装置である三相インバータ装置を図 1を参照して説明する。図において、直流入力 DC (直流電源）の正端子 20aと負端子 20bの間に、直列スナバ回路 54a、第 1のスイッチング回路 55a及び第 2のスイッチング回路 56aがこの順序で接続された直列接続体が接続されている。同様にして、直列スナバ回路 54b、第 1のスイッチング回路 55b及び第 2のスイッチング回路 56bの直列接続体が正端子 20aと負端子 20bに接続されている。また、直列スナバ回路 54c、第 1 のスイッチング回路 55c、及び第 2のスイッチング回路 56cの直列接続体が正端子 20 aと負端子 20bの間に接続されている。直列スナバ回路 54a、第 1及び第 2のスィッチング回路 55a、 56aは、必ずしも上記の順番で正端子 20aと負端子 20b間に接続される必要はなぐ任意の順番で接続してもよい。このことは他の直列スナバ回路 54b 、 54c、第 1のスイッチング回路 55b、 55c、第 2のスイッチング回路 56b、 56c【こつ!ヽても同様である。

[0022] 第 1のスイッチング回路 55aは、スイッチング素子である Si又は SiC半導体の GT03 4aと、 Si又は SiC半導体のフリーホイーリングダイオード 35aとの逆並列接続体で構成されている。第 1及び第 2のスイッチング回路 55b、 55c、 56a〜56cも第 1のスイツチング回路 55aと同じ構成を有する。各第 1のスイッチング回路 55a〜55c、第 2のスイッチング回路 56a〜56cは図示を省略した既知の制御回路力もそれぞれの GTO のゲートに印加される制御信号により制御される。そして第 1のスイッチング回路 55a と第 2のスイッチング回路 56aとの接続点 57a、第 1のスイッチング回路 55bと第 2のスイッチング回路 56bとの接続点 57b、第 1のスイッチング回路 55cと第 2のスイッチング回路 56cの接続点 57cから交流出力 ACが得られる。図 1の回路は、交流出力 ACの端子に交流を入力することによりコンバータとしても動作させることができる。この場合直流入力 DCの正端子 20a、負端子 20bに直流出力が得られる。この動作は、実施例 2から 5においても同様に可能である。

[0023] 直列スナバ回路 54a、 54b、 54cは同じ構成を有しかつ同じ動作をするので以下代表として直列スナバ回路 54aについて詳細に説明する。また第 1のスイッチング回路 55a〜55c、及び第 2のスイッチング回路 56a〜56cは同じ構成を有し同じ動作をするので、代表として第 1のスイッチング回路 55a (以下、単にスイッチング回路 55aと記す）について詳細に説明する。

[0024] 直列スナバ回路 54aは、コイル等のインダクタを含むアノードリアタトル 3 la、及びァノードリアタトル 31aに並列に接続された、 SiC— pnダイオード 32aと抵抗 (環流抵抗) 33aの直列接続体を有する。 SiC— pnダイオード 32aは、ワイドギャップ半導体である炭化け、素（SiC)を用いたワイドギャップ半導体 pnダイオード (以下、 SiCダイォード 32aと略記する）である。ワイドギャップ半導体には、窒化ガリウム (GaN)やダイヤモンド等があるが、本実施例では SiCを用いたものを例に挙げて説明する。アノードリアタトル 31aの一方の端子は正端子 20aに接続され、他方の端子はスイッチング回路 5 5aに接続されている。

[0025] スイッチング回路 55aの GT034aがターンオンすると、直流入力 DCによりアノードリアタトル 3 laを経て GT034aに電流が流れる。アノードリアタトル 31aは GT034aに流入する電流の立上り特性を緩やかにする。

GT034aがターンオフすると、アノードリアタトル 31aに蓄えられていた電磁エネルギ一による電流力 SiCダイオード 32aと抵抗 33aを流れ抵抗 33aによって熱となって消費される。

本実施例の直列スナバ回路 54aに用いられている SiCダイオード 32aは以下に説明する特徴を有する。

[0026] SiCダイオード 32aは、 SiCの持つ耐高温度特性から、 150°Cから 500°C程度の接合温度においても正常に動作する。本実施例においては、図 1に示すインバータ装置が所望の定常交流電力を出力して動作している状態 (以下、定常動作状態という）において、直列スナバ回路 54aの SiCダイオード 32aを流れる電流の電流密度を、定格動作の場合より高く設定する。すなわち、 SiCダイオード 32aの電流密度を、接合温度が常温（100°C以下の温度)で動作するときの電流密度の 5ないし 30倍になるようにする。電流密度を高くすると、 SiCダイオード 32aの接合温度が上昇する。具体的には、定常動作状態において接合部の温度が約 150°Cになるような接合面積を有する SiCダイオードを採用する。このことは、 SiCダイオード 32aを常温で動作させる場合、すなわち定格動作の場合に比べてはるかに小容量で接合面積が小さい、すなわち定格容量の小さい SiCダイオードを用いることになる。

[0027] 発明者の実験によると、電流密度を定格動作時の約 20〜30倍にすれば接合温度は約 250°Cになることが判った。この倍率は SiCダイオード 32aに取付けるヒートシンクの放熱特性や熱抵抗によって変わる。

[0028] SiCダイオード 32aはその電流密度を高くした結果、接合温度が上昇するとともに、オン抵抗も増大する。オン抵抗の増大によりオン電圧も高くなり、例えば 3Vから 20V の範囲にある。オン抵抗の増大により、アノードリアタトル 31aに蓄えられた電磁エネルギ一による電力は SiCダイオード 32aのオン抵抗によっても消費される。従って抵抗 33aで消費されるべき電力が SiCダイオード 32aによって分担消費されることになる。そのため抵抗 33aとして、図 7に示す従来のインバータ装置における直列スナバ回路 14aの抵抗 3aよりも抵抗値が小さくかつ定格容量も小さいものを用いることができる。さらに、 SiCダイオードにより静電容量が小さくなり、 SiCダイオードの変位電流を小さくできるので、スイッチング部のターンオン時の電流上昇率を低減できる。

[0029] SiCダイオード 32aはオフ状態力オン状態に移行する時間（オン時間）が Siダイォード等に比べて短い。そのため GT034aのターンオフ時にアノードリアタトル 31aからの電流を短時間で抵抗 33aに流すことができる。これにより前記ターンオフ時にァノ一ドリアタトル 31aの両端子間に発生する電圧は低い。この電圧は図 7に示す Siダイオード 2aを用いた直列スナバ回路 14aのものより約 40%低減されることが実験により確認された。

[0030] 直列スナバ回路 54aの SiCダイオード 32aの代りに高耐電圧の SiCショットキーダイオードを用いてもよい。 SiCショットキーダイオードは高温では SiC— pnダイオードよりオン抵抗が高い。そのためオン電圧も高く本実施例に用いたものでは約 250°Cのときオン電圧は約 30Vである。このようなオン抵抗の高、SiCショットキーダイオードを S iCダイオード 32aの代りに用いると、抵抗 33aを省くことができる。抵抗 33aは通常ヒートシンクを備えているので、抵抗 33aを省くことによりそのヒートシンクも不要となり、部品の削減とスペースの削減効果は大きくインバータ装置を小型化する上で有効である。

[0031] 本実施例の具体例において、直流入力 DCの電圧が 1000V、 GT034aを流れる電流が 50Aのとき、 GT034aが 50Aの電流を遮断したとき GT034aに発生する過電圧は約 40Vであった。図 7に示す従来例のように、直列スナバ回路 14aに Siダイォード 2aを用いた構成では、前記と同じ条件の直流電圧 1000V、 50Aの電流を遮断したとき過電圧は約 380Vである。従って本実施例における過電圧は従来例のものの約 10分の 1である。

[0032] 本実施例の図 1に示すスイッチング回路 55aでは、 GT034aとフリーホイーリングダィオード 35aを一点鎖線で示す 1つのパッケージ内に収納して、 GT034aとフリーホイーリングダイオード 35a間の接続導線の短縮ィ匕を図っている。導線の短縮化によりインダクタンスが低減されてインバータ装置の高周波化が可能になる。また GT034a とフリーホイーリングダイオード 35aを 1つのパッケージに収納することにより、個別部品を組合せた場合より部品点数が減るので信頼性が向上するとともに、トータルのコストが低減されかつ小型化が図れる。

[0033] 前記パッケージ内に直列スナバ回路 54aの SiCダイオード 32aをも収納する構成（図示省略）にしてもよい。この構成では、スイッチング素子の GT034aに SiC— GTO を用い、かつフリーホイーリングダイオード 35aに SiCダイオードを用いる。すなわちすべての半導体素子を SiC半導体を用いたものとし、 1つのパッケージ内に収納することにより、ノッケージ内のすべての SiCの半導体素子を 250°C程度の高温で動作させることができる。そのため、ノッケージのヒートシンクなどの冷却装置が簡略ィ匕され、構造が簡単になるとともに大幅な小型化が図れる。

[0034] 本実施例の直列スナバ回路 54aはアノードリアタトル 31aに、 SiCダイオード 32aと抵抗 33aの直列接続体を並列に接続している力その他の構成として、アノードリアタトル 31aに、 SiCダイオード 32aと電力回生回路の直列接続体を接続した構成においても本実施と同様の効果が得られる。電力回生回路は、抵抗 33aで熱となって消費される電気工ネルギを回収して有効利用を図る回路である。

図 1に示す本実施例において、直列スナバ回路 54aを第 1のスイッチング回路 55a と第 2のスイッチング回路 56aの間に接続しても、同様の効果を得ることができる。《第 2実施例》

[0035] 本発明の第 2実施例のパワー半導体装置である三相インバータ装置を図 2を参照して説明する。図 2は本発明の第 2実施例の三相インバータ装置の 1相分のスィッチング回路を示す。図において、直流入力 DC (直流電源)の正端子 20aと負端子 20b 間に、スナバ回路 64a、第 1のスイッチング回路 65a及び第 2のスイッチング回路 66a の直列接続体が接続されている。実際の三相のインバータ装置では同じ構成を有し同様の動作をする 3相分の 3つの直列接続体が正端子 20aと負端子 20b間に接続されている力簡略ィ匕のため 1相分のみを図示し他の 2相分は図示及び説明を省略している。本実施例の三相インバータ装置は図示を省略した既知の制御回路により制御される力第 1のスイッチング回路 65aと第 2のスイッチング回路 66aは異なるタイミングでオンになり、同時にオンになることはない。

[0036] 図 2において、直列スナバ回路 64aは、アノードリアタトル 31a、及びアノードリアタトル 3 laに並列に接続された、環流ダイオードとして働く SiCダイオード 32aと抵抗 33a との直列接続体を有している。 SiCダイオード 32aと抵抗 33aの接続点と、負端子 20 bとの間にはクランプコンデンサ 38aが接続されている。本実施例では、直列スナバ回路 64aの SiCダイオード 32aは、第 1のスイッチング回路 65aのパッケージ内に収納されている。第 1及び第 2のスイッチング回路 65a及び 66aのスイッチング素子はそれぞれ SiC - GT034a及び SiC - GT036aであり、 SiC半導体を用、た GTOである。スイッチング素子を、ワイドギャップ半導体の SiCを用いた SiC— GT034a及び 3 6aとすることにより、スイッチング速度は Si— GTOに比べて 10倍以上となる。フリーホイーリングダイオードはフリーホイーリングダイオード 35a及びフリーホイーリングダィオード 37aである。第 2のスイッチング回路 66aにおいても、 SiC— GT036aとフリ一ホイーリングダイオード 37aは 1つのパッケージ内に収納されている。

[0037] 本実施例では、 SiCダイオード 32aと抵抗 33aの接続点と、負端子 20b間にクランプコンデンサ 38aを接続したことにより、 SiCダイオード 32aは第 1及び第 2のスィッチング回路 65a及び 66aの直列体に直流入力 DCの電圧より高い過電圧が印加された時にクランプダイオードとしても機能する。 SiCダイオード 32aがクランプダイオードとして働くことにより、クランプダイオードを別に設ける必要がなくなる。そのため第 1のスイッチング回路 65aと直列スナバ回路 64aを含む回路が簡単化され、配線の短縮ィ匕が図れる。その結果配線のインダクタンスが小さくなり、 SiC— GT034aがターンオフするとき、アノードと力ソード間に印加される過電圧を低下させることができる。これにより SiC— GT034aが過電圧により損傷をうけるのを防止することができる。

[0038] 図 2に示すインバータ装置の動作中において、第 1のスイッチング回路 65aのスイツチング素子である SiC— GT034aがターンオフすると、アノードリアタトル 31aや配線のインダクタンスに保持されていた電磁エネルギーによって過電圧が発生する。この過電圧を抑制するために、過電圧による電流をクランプコンデンサ 38aに流してこれを充電する。これによつて SiC— GT034aに過電圧が印加されるのを防止することができる。クランプコンデンサ 38aに充電された余剰な電力は抵抗 33aに流れて消費される。直列スナバ回路 64aの環流用ダイオードに SiCダイオード 32aを用いているので、 SiC - GT034aがターンオフしたときアノードリアタトル 3 laを流れる電流を高速で SiCダイオード 32aを経て環流用の抵抗 33aに流すことができる。そのためアノードリアタトル 31aの電磁エネルギーによる過電圧が SiC— GT034aに印加されるのを防止することができる。また SiCダイオード 32aの大きなオン抵抗により、アノードリアタトル 31aの電磁エネルギーによる電力を消費させることにより、抵抗 33aのみで消費させる場合に比べてより速い速度で電力を減衰させることができる。また SiCダイオード 32aの高速動作によりインバータ装置の駆動周波数を高くすることができる。

また、 SiCダイオードの低静電容量により、スイッチング部の電流上昇率を抑制できるので、他方スイッチング部に印加される電圧の上昇率を抑えることができる。

[0039] 前記の第 1実施例と同様に、本実施例においても、直列スナバ回路 64aの SiCダイオード 32aは約 250°Cの高温においても動作できるようになされている。また、 SiCダィオード 32aと同じパッケージ内の SiC— GT034a及びフリーホイーリングダイオード 35aも、高い電流密度で動作させるので前記 SiCダイオード 32aとほぼ同じ温度になる。 SiCダイオード 32aを高い電流密度で動作させることによって、前記第 1実施例において説明したと同様の作用効果が得られる。また第 1のスイッチング回路 65aと同様に第 2のスイッチング回路 66aをも高温で動作させることができるので、第 1及び第 2のスイッチング回路 65a及び 66aのヒートシンク等が不要になるか又は小型化され、インバータ装置全体の小型化が達成される。第 1及び第 2のスイッチング回路 65a及び 66aをそれぞれパッケージ内に収納することにより部品点数が少なくなるとともに信頼性が向上し、インバータ装置の小型化及びコストの低減が図れる。

[0040] 電流密度を高くすることで直列スナバ回路 64aの SiCダイオード 32aのオン抵抗が高くなるので、抵抗 33aの抵抗を SiCダイオード 32aのオン抵抗で肩代わりさせて、抵抗 33aを除くこともできる。この場合クランプコンデンサ 38aは、 SiCダイオード 32aとフリーホイーリングダイオード 35aの接続点と、負端子 20bとの間に接続する。これにより更なる小型化が図れる。

[0041] 第 1及び第 2のスイッチング回路 65a、 66aをそれぞれのパッケージ内に収納することにより各素子間を接続する接続導体の長さが短縮されるので接続導体のインダクタンスが減少する。前記インダクタンスの減少により、このインダクタンスに起因する過電圧の発生を抑制することができるとともに、インバータ装置の駆動周波数を高くすることが可能になる。

《第 3実施例》

[0042] 本発明の第 3実施例のパワー半導体装置である三相インバータ装置を図 3を参照して説明する。図 3は三相インバータ装置の 1相分のスイッチング回路を示す回路図であり、他の 2相分の回路は図示を省略している。図 3において、アノードリアタトル 3 la、 SiCダイオード 32a及び抵抗 33aからなる直列スナバ回路 64aは図 2に示す前記第 2実施例と同じである。第 1のスイッチング回路 65aは、 SiC— GT034aと逆並列接続の SiCのフリーホイ一リングダイオード 35aとを有し、 SiC— GT034a、 SiCダイオード 32a、 35aは 1つのノッケージ内に収納されている。 SiCダイオード 32aの力ソードと負端子 20b間にクランプコンデンサ 38aが接続され、 SiCダイオード 32aの力ソードと SiC— GT034aの力ソード間にスナバコンデンサ 40aが接続されている。 SiCダイオード 32aとスナバコンデンサ 40aは第 1のスイッチング回路 65aの並列スナバ回路を構成している。従って SiCダイオード 32aは直列スナバ回路 64aと並列スナバ回路に共通の要素として機能する。

[0043] 第 2のスイッチング回路 76aは、 SiC— GT036a、 SiC— GT036aに逆並列に接続されたフリーホイーリングダイオード 37a及び SiC— GT036aのアノードと力ソード間に接続された、スナバコンデンサ 41aと SiCダイオード 39aの直列接続体を有する。 SiCダイオード 39aとスナバコンデンサ 41aは、第 2のスイッチング回路 76aの並列スナバ回路を構成している。

[0044] 本実施例においても、前記第 2実施例と同様に SiCダイオード 32a、 35a及び SiC — GT034aは 250°C程度の高温で動作させることができる。第 2のスイッチング回路 76aの SiC— GT036a及び SiCのフリーホイーリングダイオード 37a、 39aは常温で動作させてもよく、また 250°C程度の高、温度で動作させてもよ!、。

[0045] 本実施例の三相インバータ装置では、 SiCダイオード 32aとスナバコンデンサ 40a により、 3^— 0丁034&のターンォフ時に3^— 0丁034&に印加される過電圧を低く抑制することができる。また SiC—ダイオード 39aとスナバコンデンサ 41aにより、 Si C— GT036aのターンオフ時に SiC— GT036aに印加される過電圧を低く抑制することができる。過電圧を吸収するためにスナバコンデンサ 40aに蓄えられたエネルギ一は直列スナバ回路 64aの抵抗 33aで一部分が消費され、残りは電源に戻る。

[0046] 本実施例では、直列スナバ回路 64aのアノードリアタトル 31aの電磁エネルギーを環流するための SiCダイオード 32aが、スナバコンデンサ 40aとの組合せで構成される並列スナバ回路の構成要素を兼ねている。そのため部品点数が減少する。本実施例においても第 1及び第 2のスイッチング回路 65a及び 76aの各要素を 250°C以上の高温で動作させることができるので、ヒートシンクを小型化することができる。これにより、インバータ装置の小型化が可能となる。またスナバコンデンサ 40a、 41aを有する並列スナバ回路を有するので、スイッチング素子として、 Si— GTOよりもスイッチング時間がはるかに短い SiC— GT034a、 36aを用いた第 1及び第 2のスイッチング回路 65a、 76aにおけるターンオフ時の大きな過電圧が効果的に抑制される。

《第 4実施例》

[0047] 図 4は本発明の第 4実施例のパワー半導体装置である三相インバータ装置の 1相分の回路図である。他の 2相分の回路は前記 1相分の回路と同じであるので図示を省略している。

図 4において、直列スナバ回路 64a、第 1及び第 2のスイッチング回路 65a及び 76a は、図 3に示す前記第 3実施例のものと同じである。

[0048] 本実施例においては、第 2のスイッチング回路 76aの SiC— GT036aの力ソードと直流入力 DCの負端子 20b間にもう 1つのアノードリアタトル 43aが接続されている。また SiCダイオード 46aのアノードと負端子 20b間にもう 1つの抵抗 45aが接続されている。直列スナバ回路 64aの SiCダイオード 32aの力ソードと前記 SiCダイオード 46aのアノードとの間にクランプコンデンサ 38aが接続されている。

[0049] 本実施例では、第 1のスイッチング回路 65aのパッケージ内に、 SiC— GT034a、フリーホイーリングダイオード 35a及び SiCダイオード 32aが収納されている。また第 2 のスイッチング回路 76aも 1つのパッケージ内に収納されている。 SiC— GT034a及び 36a、 SiCダイオード 32a、 35a、 37a及び 46aは常温より高い例えば 250。C程度の温度において動作させる。これによりヒートシンクの小型化が可能になりインバータ装置の小型化につながる。

[0050] 本実施例のインバータ装置の動作中において、 SiC— GT034aのターンオフにおいて、 SiCダイオード 32a及びフリーホイーリングダイオード 35aのリカバリー時に、 Si C— GT034a及びフリーホイーリングダイオード 35aに印加される過電圧はクランプコンデンサ 38aによって抑制される。 SiC— GT036aのターンオフにおいて、フリーホイーリングダイオード 37a及び SiCダイオード 46aのリカバリー時に、 SiC— GT036 a及びフリーホイーリングダイオード 37aに印加される過電圧はクランプコンデンサ 38 aによって抑制される。またアノードリアタトル 3 la及び 43aのインダクタンスを所定値にすると、フリーホイーリングダイオード 35a又は 37aのリカバリー回復時に SiC— GT 034a又は 36aに印加される電圧の上昇率を SiC— GT034a、 36aの臨界電圧上昇率よりも低くなるように抑制することができる。これにより SiC— GT034a又は 36aが誤点弧することはなぐ誤点弧により SiC— GT034a、 36aが障害をうけるのを防止することができる。

本実施例のインバータ装置では、第 1のスイッチング回路 65aと正端子 20aの間にアノードリアタトル 31aを設け、かつ第 2のスイッチング回路 76aと負端子 20bの間にァノードリアタトル _43aを設けて、るので、インバータ回路の上下アームにおける過電圧のアンバランスや電圧上昇率の違いを小さくすることができる。

《第 5実施例》

[0051] 図 5は本発明の第 5実施例のパワー半導体装置である三相インバータ装置の 1相分の回路図であり、他の 2相分の回路は図示を省略している。

図 5に示す回路は、図 4に示す前記第 4実施例の回路において、 SiCダイオード 32 aの力ソードと SiC— GT034aの力ソードとの間にスナバコンデンサ 40aを接続し、 Si Cダイオード 46aのアノードと SiC - GT036aのアノードとの間にスナバコンデンサ 4 laを接続している。その他の構成は、図 4に示すものと同じである。

本実施例のインバータ装置の動作中にお、て、 SiC— GT034a又は SiC— GTO 36aがターンオフするときに生じる過電圧は、それぞれのスナバコンデンサ 40a又は 41aの充電により低減される。また、フリーホイーリングダイオード 35a又は 37aのリカノリー時に生じる急激な電圧上昇もスナバコンデンサ 40a又は 41aの充電により抑制される。その結果 SiC— GT034a、 36aの誤点弧を防止することができ、誤点弧により SiC - GT034a又は 36aが破壊されたり障害をうけるおそれはな!/、。

[0052] 本実施例においても、 SiC— GT034a、 SiCダイオード 32a及びフリーホイーリングダイオード 35aは 1つのパッケージ内に収納されている。また SiC— GT036a、 SiC ダイオード 46a及びフリーホイーリングダイオード 37aも 1つのパッケージ内に収納されている。各パッケージ内の半導体素子はすべてワイドギャップ半導体の SiCを用いて!、るので常温より高、例えば 250°C程度の温度においても使用可能である。従つてヒートシンクなどの冷却手段を簡略ィ匕できるとともに、場合によっては省くことも可能である。 SiC— GT034a、 SiCダイオード 32a及びフリーホイーリングダイオード 35a を 1つのパッケージ内に収納し、 SiC— GT036a、 SiCダイオード 46a及びフリーホイ一リングダイオード 37aを 1つのパッケージ内に収納することで、それぞれのパッケ一ジ内で素子相互間の接続導体が短縮される。これにより第 1及び第 2のスイッチング回路 65a及び 76aにおける高周波特性が改善されるとともに小型化を図ることができる。

[0053] また、 SiC— GT034a、 SiCダイオード 32a及びフリーホイーリングダイオード 35aを 1つのパッケージ内に収納することにより、これら 3つの素子の温度がほぼ同じになり、動作時の特性がほぼ同じになるという効果も得られる。この効果については第 2のスイッチング回路 76a内の各素子についても同様である。

《第 6実施例》

[0054] 図 6は、本発明の第 6実施例のパワー半導体装置である三相インバータ装置の直列スナバ回路に用いる SiCショットキーダイオードの断面図である。本実施例の SiC ショットキーダイオードは、図 1から図 5に示す前記第 1から第 5実施例の三相インバータ装置において、 SiCダイオード 32a、 39a及び 46aに代えて用いることができる。図 6にお!/、て、高不純物濃度（n + )の n型 4H— SiC半導体の厚さ 300 μ mの基板 81の上に、窒素を不純物として含む低不純物濃度（n—）の、厚さ 50〜： LOO mの n — SiC半導体のドリフト層 82を形成する。ドリフト層 82の不純物濃度は、 1 X 10¹³〜5 X 10¹⁴cm^_3の範囲にするのが望ましい。基板 81の下面にはニッケル (Ni)や金等による力ソード電極 84を設け、ドリフト層 82の上面にはニッケルによるアノード電極 85を設けている。

[0055] 一般に、 SiC半導体ダイオードはドリフト層の層厚を厚くしたり、不純物濃度を低くするとオン抵抗が高くなる。本実施例では、 SiCショットキーダイオード 80のドリフト層 82の層厚を厚くすることによりオン抵抗を高くする。また不純物濃度を低くしてオン抵抗を高くする。本実施例における SiCショットキーダイオード 80は、ドリフト層 82の層厚を 100 m程度にしている。ドリフト層 82の層厚は、この SiCショットキーダイオード 80に印加される逆電圧に耐えるために必要な層厚の 1. 5倍以上の厚さに厚くしてヽる。これにより、オン抵抗も標準的な設計基準により作った SiCショットキーダイオードの約 1. 5倍以上になる。 SiC—pnダイオードもドリフト層の層厚を厚くしたり、不純物濃度を低くするとオン抵抗は増加する。また温度が高くなると、オン抵抗が高くなるが、 SiCショットキーダイオード程高くはならな!、。

[0056] 本実施例の SiCショットキーダイオード 80を、例えば図 1の SiCダイオード 32aの代わりに用いる。 SiCショットキーダイオード 80のオン抵抗による素子内の電力消費が大きいので、ショットキーダイオード 80は発熱して温度が上昇する。ショットキーダイオード 80は高温では SiC— pnダイオードよりオン抵抗が高くなるので、抵抗 33aの抵抗を肩代わりすることができる。場合によっては抵抗 33aを省くことも可能となる。

[0057] 前記の第 1から第 5実施例ではスイッチング素子として SiC— GTOを用いているが、 SiC以外の窒化ガリウム（GaN)やダイヤモンドなどの他のワイドギャップ半導体の G TOであってもよく、この場合でも同様の作用及び効果を得ることができる。また各実施例に用いた GTOはゲートが力ソード側にある構造のものである力ゲートがァノード側にある GTO (図示省略)でも使用可能であり、同様の効果を得ることができる。産業上の利用可能性

[0058] 本発明は、高耐電圧かつ小型のパワー半導体装置に利用可能である。

Claims

請求の範囲

[1] インダクタ、及び

前記インダクタに並列に接続されたワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体ダイオード素子

を有するスナバ回路。

[2] インダクタ、及び

前記インダクタに並列に接続された、ワイドギャップ半導体を用、たワイドギャップ半導体ダイオード素子と抵抗との直列接続体

を有するスナバ回路。

[3] インダクタ、及び

前記インダクタに並列に接続された、ワイドギャップ半導体を用、たワイドギャップ半導体ダイオード素子と電力回生回路との直列接続体

を有するスナバ回路。

[4] 電源からの電流をオン ·オフする少なくとも 1つのスイッチング部、

前記スイッチング部に直列に接続されたインダクタ、及び

を有するパワー半導体装置。

[5] 電源からの電流をオン ·オフする少なくとも 1つのスイッチング部、

前記スイッチング部に直列に接続されたインダクタ、及び

を有するパワー半導体装置。

[6] 電流をオン'オフする第 1のスイッチング部、

前記第 1のスイッチング部に直列に接続された第 2のスイッチング部及び前記第 1又は第 2のスイッチング部に直列に接続されたインダクタ、及び前記インダクタに並列に接続されたワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体ダイオード素子と抵抗との直列接続体を有するパワー半導体装置。

[7] 電流をオン'オフする第 1のスイッチング部、

前記第 1のスイッチング部に直列に接続された第 2のスイッチング部及び前記第 1のスイッチング部に直列に接続された第 1のインダクタ、

前記第 1のインダクタに並列に接続された、ワイドギャップ半導体を用いたワイドギヤップ半導体ダイオード素子と抵抗との直列接続体

前記第 2のスイッチング部に直列に接続された第 2のインダクタ、及び

前記第 2のインダクタに並列に接続された、ワイドギャップ半導体を用いたワイドギヤップ半導体ダイオード素子と抵抗との直列接続体

を有するパワー半導体装置。

[8] 前記スイッチング部は、前記電流の流れ方向に順方向に接続された半導体スイツチング素子及び前記スイッチング素子に逆並列に接続されたフリーホイーリングダイオードを有する請求項 4に記載のパワー半導体装置。

[9] 前記ワイドギャップ半導体ダイオード素子は、動作中の接合部の温度が常温より高い温度になるように、前記接合部の電流密度が設定されていることを特徴とする請求項 4に記載のパワー半導体装置。

[10] 前記ワイドギャップ半導体ダイオード素子は、動作中の接合部の温度が 150°C以上になるように、前記接合部の電流密度が設定されていることを特徴とする請求項 4 に記載のパワー半導体装置。

[11] 前記スイッチング部は、ワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体スィッチング素子及び前記ワイドギャップ半導体スイッチング素子に逆並列に接続されたワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体フリーホイーリングダイオードを有し、前記ワイドギャップ半導体スイッチング素子、前記ワイドギャップ半導体フリーホイーリングダイオード及び前記ワイドギャップ半導体ダイオード素子を 1つのパッケージ内に設けたことを特徴とする請求項 4に記載のパワー半導体装置。

[12] 前記電源の一方の端子に一端が接続された抵抗の他端と前記ワイドギャップ半導体ダイオード素子との接続点と、前記電源の他端との間にコンデンサを接続したことを特徴とする請求項 6に記載のパワー半導体装置。

[13] 電源の一方の端子に一端が接続されたインダクタ、前記インダクタに並列に接続された、前記電源の出力電流の方向に逆方向の第 1 のワイドギャップ半導体ダイオードと抵抗との直列接続体、

前記インダクタの他端に一端が接続された第 1のスイッチング回路、

前記第 1のスイッチング回路の他端に一端が接続され、他端は前記電源の他方の端子に接続された第 2のスイッチング回路、

前記抵抗と前記第 1のワイドギャップ半導体ダイオード素子との接続点と、前記第 2 のスイッチング回路の他端との間に接続されたクランプコンデンサ、

前記抵抗と前記第 1のワイドギャップ半導体ダイオード素子との接続点と、前記第 1 及び第 2のスイッチング回路の接続点との間に接続された第 1のスナバコンデンサ、及び

前記第 1及び第 2のスイッチング回路の接続点と、前記第 2のスイッチング回路の他端との間に接続された、第 2のスナバコンデンサと順方向の第 2のワイドギャップ半導体ダイオードとの直列接続体

を有するパワー半導体装置。

[14] 電源の一方の端子に接続された少なくとも 1つのインダクタ、

前記インダクタのそれぞれに並列に接続された、前記電源の出力電流の方向に逆方向の第 1のワイドギャップ半導体ダイオードと抵抗との直列接続体、

前記インダクタのそれぞれに直列に接続された第 1のスイッチング回路、前記第 1のスイッチング回路のそれぞれに直列に接続された第 2のスイッチング回路、

前記第 2のスイッチング回路のそれぞれと、前記電源の他方の端子との間に接続された第 2のインダクタ、

前記第 2のインダクタに並列に接続された、逆方向の第 2のワイドギャップ半導体ダィオードと第 2の抵抗との直列接続体、及び

前記第 1の抵抗と第 1のワイドギャップ半導体ダイオードの接続点と、前記第 2の抵抗と第 2のワイドギャップ半導体ダイオードとの接続点との間に接続されたコンデンサを有するパワー半導体装置。

[15] 前記第 1の抵抗と第 1のワイドギャップ半導体ダイオードの接続点と、前記第 1のスイッチング回路と前記第 2のスイッチング回路の接続点との間に接続された第 2のコンデンサ、及び

前記第 2の抵抗と第 2のワイドギャップ半導体ダイオードの接続点と、前記第 1のスイッチング回路と前記第 2のスイッチング回路の接続点との間に接続された第 3のコンデンサ

を更に有する請求項 14記載のパワー半導体装置。

[16] 前記第 1及び第 2のスイッチング部はそれぞれ、前記電流の流れ方向に順方向に接続された半導体スイッチング素子及び前記スイッチング素子に逆並列に接続されたフリーホイーリングダイオードを有する請求項 14に記載のパワー半導体装置。

[17] 前記第 1及び第 2のワイドギャップ半導体ダイオード素子は、動作中の接合部の温度が常温より高、温度になるように、前記接合部の電流密度が設定されて、ることを特徴とする請求項 14に記載のパワー半導体装置。

[18] 前記第 1及び第 2のワイドギャップ半導体ダイオード素子は、動作中の接合部の温度が 150°C以上になるように、前記接合部の電流密度が設定されていることを特徴とする請求項 14に記載のパワー半導体装置。

[19] 前記第 1及び第 2のスイッチング部はそれぞれ、ワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体スイッチング素子及び前記ワイドギャップ半導体スイッチング素子に逆並列に接続されたワイドギャップ半導体を用いたワイドギャップ半導体フリーホイ一リングダイオードを有し、前記ワイドギャップ半導体スイッチング素子、前記ワイドギヤップ半導体フリーホイーリングダイオード及びワイドギャップ半導体ダイオード素子を 1 つのノッケージ内に設けたことを特徴とする請求項 16に記載のパワー半導体装置。

[20] 前記ワイドギャップ半導体ダイオード素子力ワイドギャップ半導体ショットキーダイオードであることを特徴とする請求項 4に記載のパワー半導体装置。

[21] 前記ワイドギャップ半導体ダイオード素子のドリフト層の層厚を、前記ワイドギャップ半導体ダイオード素子の所望の逆耐電圧に対応する厚さよりも厚くしたことを特徴とする請求項 4に記載のパワー半導体装置。

[22] 前記ワイドギャップ半導体ダイオード素子のドリフト層の不純物濃度を薄くしたことを特徴とする請求項 4に記載のパワー半導体装置。インダクタと、前記インダクタに並列に接続された、第 1のワイドギャップ半導体ダイオードと抵抗との直列接続体を有する少なくとも 1つのスナバ回路、

前記スナバ回路に直列に接続された第 1のスイッチング回路、及び

第 1のスイッチング回路と前記スナバ回路のいずれかに直列に接続された第 2のスイッチング回路、

を有するパワー半導体装置。