JPH11510000A - 変換器回路、少なくとも１つのスイッチングデバイスを有する回路結合構成および回路モジュール - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 変換器回路には少なくとも１つのスイッチングデバイス（５，６）と、デバイスがオフになると導通になり、デバイスがオンになると逆方向にバイアスされるように配置されたダイオードとがある。前記ダイオードは炭化シリコンでつくられている。

Description

【発明の詳細な説明】 変換器回路、少なくとも１つのスイッチング デバイスを有する回路結合構成および回路モジュール 発明の技術分野と先行技術 本発明は、少なくとも１つのスイッチングデバイスと、スイッチングデバイス がオフになると導通になり、スイッチングデバイスがオンになると逆方向にバイ アスされる少なくとも１つのダイオードとを有する変換器回路と、本発明の独立 特許請求の範囲による回路結合およびモジュールとに関する。 本発明は、とくに高圧の用途に使用される変換器回路で発生する課題で占めら れているがそれに限定されるものではなく、直流電圧を交流電圧に変換するイン バータ、交流電圧を直流電圧に変換する整流器、直流電圧を、それより高いか低 い直流電圧に変換する直流変換器などのように、あらゆるタイプの変換器回路を 対象としている。 このような変換器回路は、たとえば、電動機などの負荷に接続され、変換器回 路で得られた電圧がこの負荷に供給される。本回路のダイオードは、いわゆるフ リーホイーリングダイオード（freewheeling diode）として使用され、変換器回 路の能力を改善して、スイッチングデバイスのスイッチングに基づく回路の突然 変化を平滑化することにより、目的とする特性をもつ電圧を発生させ、スイッチ ングデバイスがオフになると、前記負荷に必要な電流を流すことを引き受けるこ とによりスイッチングデバイスを保護するものである。 これらのダイオードは、これまでにもこのような変換器回路に使用されており 、重要な問題を発生させるなど、何らかの欠点をもつシリコンでつくられている ものがほとんである。実際にこれらのダイオードは、変換器回路の回路全体の性 能に制約を加えるデバイスである。何故かというと、スイッチング損失が大きい ためスイッチング性能に本質的な制約があることと、動的電子なだれに基づく破 壊の危険とがあるからである。高圧では、スイッチング損失が大きい拡散ｐｎ接 合ダイオードが使用される。 主な問題点が発生するのは、回路の前記スイッチングデバイスがオンになり、 ダイオードが逆方向にバイアスされる場合である。このタイプのダイオードは、 比較的多数の逆回復電荷（reverse recovery charge ）をもっている。つまりデ バイスのｎ領域およびｐ領域に過剰電子および過剰ホールが多量に蓄積されるの で、ダイオードが逆方向にバイアスされていると、この電荷は消滅しなければな らない。このことは、ダイオードのターンオフ状態における飽和電流あるいは漏 洩電流よりわずかに大きな逆方向電流が、ある時間ダイオードを流れることを意 味している。この逆方向電流が流れると、スイッチング損失が大きくなるととも に熱放散が大きくなる。何故かというと、スイッチングデバイスがオンになり、 ダイオードがオフになると、この逆方向電流が流れている間ダイオードにかかる 電圧が大きいからである。また、このダイオードを流れる逆方向電流は、スイッ チングデバイス内のターンオン損失を大きくする。その上シリコンダイオードは 、比較的低温ですぐに不安定になる。前記スイッチングデバイスのスイッチング 周波数を高くすると、この変換器回路によって得られる電流の品質は向上するが スイッチング損失も増加するので、スイッチング周波数は、変換器回路の各種デ バイスが過熱のため破壊しないような低レベルに維持されなければならない。そ の上ダイオードの逆阻止電圧が高くなっている場合、ダイオードに過剰電荷キャ リアが残っていると、動的電子なだれのためダイオードが破壊するかもしれない 。したがって、通常はスイッチングデバイスのターンオン速度を減速する必要が あるが、こうすること自体、最適性能の回路にするためには良いことではない。 また、スイッチングデバイスがオフになる場合の問題点もあるが、たいていは大 きな問題ではない。この場合、ダイオードは、非常に速く大きくなる電流でオン になる。高圧電力デバイスとして使用される大形シリコンダイオードは、ダイオ ードに必要な量の過剰電荷キャリアが発生する前にダイオードがターンオンする と、すぐに抵抗が大きくなり、順方向回復と呼ぶ現象の高圧が発生する。この電 圧オーバーシュートは、パワーエレクトロニクス回路にはマイナス効果となって 望ましくない損失を発生させることがあり、その上ダイオードにストレスを加え てダイオードの寿命を限定し、変換器回路全体の信頼性に影響を及ぼす。また、 この順方向回復は、スイッチングデバイスにも電圧オーバーシュートを発生させ る。 ダイオードがスナバダイオードとして使用される場合、特にスイッチングデバイ スがＧＴＯの場合、この順方向回復オーバーシュートがスイッチングデバイスの 制約要因となることが多い。 発明の要約 本発明の目的は、本明細書の導入部において定義したタイプの変換器回路を提 供することであるが、既知の変換器回路に関する上述の短所は極度に改善されて いる。 本発明によれば、前記ダイオードを炭化シリコン（ＳｉＣ）でつくることによ りこの目的を達成することができる。 炭化シリコンは、バンド間のエネルギギャップが大きいために熱的安定性が大 きいので、炭化シリコンからつくられたデバイスは、１０００ケルビンまでの高 温で動作することができる。その上炭化シリコンは熱伝導度が大きいので、炭化 シリコンデバイスを高密度で配置することができる。また炭化シリコンは、降伏 フィールドがシリコンより約１０倍も大きいので、デバイスの阻止状態において 高い電圧が発生するかもしれない条件で動作する大電力デバイスの材料に適合し ている。本発明による変換器回路のダイオードは、阻止状態においてある電圧を 維持しなければならないが、対応するシリコンダイオードより非常に薄くつくる ことができる。このことは、この場合、本発明による変換器回路のスイッチング デバイスがオンになると、ｐｎダイオードまたはｐｉｎダイオードの場合、シリ コンダイオードに比べて、ダイオードの逆回復電荷が非常に少ないため逆回復時 間が短くなるとともにダイオードのスイッチング損失が非常に小さくなる。回路 に接続された負荷に流れ込む電流または負荷から流れ出る電流を、単独で実質的 に引き受けるように前記炭化シリコンのダイオードが配置されていると、ダイオ ードのスイッチング損失が極度に減少するだけでなく、スイッチングデバイスを ターンオンしたときスイッチングデバイスに発生する熱エネルギも小さくなる。 その理由は、ダイオードを流れる回復電流が小さくなったためであるが、この回 復電流はスイッチングデバイスに流れて、スイッチングデバイスを流れるターン オン電流に追加されるからである。したがって、スイッチング損失の形で回路に 少しの熱が発生するだけである。このことは、所与のスイッチング周波数では回 路の構成部品があまりストレスを受けないことを意味しており、この長所を生か して、先行技術によるデバイスと同じ高い周波数に維持するか、または周波数を 高くして前記回路の動作性能を向上させることが可能である。さらにダイオード の逆回復電荷が少なくなると、ダイオードの動的電子なだれに対する余裕度をか なり上げることができるであろう。 本発明による変換器回路のスイッチングデバイスがオフになると、ｐｎダイオ ードまたはｐｉｎダイオードの場合、シリコンダイオードよりかなり薄い炭化シ リコンダイオードは、電圧ピークがなくても急速にターンオンする。つまり、炭 化シリコンダイオードは非常に小さい順方向回復をもち、ダイオードのターンオ ンにおける電力損失を小さくし、パワーエレクトロニクス回路における外乱を小 さくする。 導入部において説明したとおり、ダイオードの材料として炭化シリコンを使用 するアイデアは、これまでダイオードのタイプを高圧の使用から除外していたが 、つぎに導入部で考察した問題点を解決するために非常に有利なダイオードのタ イプ、すなわちショットキーダイオードを、このタイプの変換器回路に使用可能 にする。これまでにも知られており、ほとんどがシリコンでつくられるショット キーダイオードは、次の理由から各種変換器回路のダイオードとして実用的な選 択の対象とはならかった。逆方向漏洩電流が問題になる前に、ショットキーダイ オードは、逆阻止状態で１００ボルトまたは２００ボルトより高い電圧を維持で きない。多数キャリアコンダクタとしてのショットキーダイオードの機能と前記 低濃度ドーピング領域とは、抵抗として機能するので、金属に隣接する低濃度ド ーピング領域を非常に厚くすることによりショットキーダイオードの降伏電圧を 大きくすると、順方向導通状態における損失が大きくなる。しかし上述のように 、炭化シリコンの降伏フィールドは、シリコンよりも約１０倍も大きいので、炭 化シリコンのショットキーダイオードは非常に薄くつくることができ、逆阻止状 態における電圧をキロボルト範囲に維持することができる。このため、材料に依 存してシリコンよりも高濃度で炭化シリコンにドーピングする可能性と組み合わ せると、順方向導通状態におけるショットキーダイオードの抵抗は十分許容可能 なレベルに減少する。したがって、ショットキーダイオードの他の特性から利点 を 引き出し、ショットキーダイオードを変換器回路における使用に十分合致させる ことが可能である。すなわち、主として多数キャリアが流れるため、オフになる ときの逆回復の挙動およびオンになるときの順方向電圧オーバーシュートは実際 には存在しない。したがって、本発明は、炭化シリコンダイオードについて言及 する場合、ショットキーダイオードも含んでいるものとする。 本発明の好適実施例によれば、前記炭化シリコンダイオードは、前記スイッチ ングデバイスがオフになると、ａ）回路に接続された負荷に、または、ｂ）前記 負荷からの、いずれかに流れる電流と、ターンオン状態の前記スイッチングデバ イスに流れる電流と、のすべてを単独で実質的に引き受けるように配置されてい る。この場合、ターンオン状態の前記スイッチングデバイスを流れる電流のかな りの部分を引き受けるのに他のダイオードは不必要なので、上で考察した先行技 術による変換器回路における短所は発生せず、本発明による炭化シリコンダイオ ードを提供することによる利点を本当に長所を生かすことが可能である。 本発明の別の好適実施例によれば、スイッチングデバイスは炭化シリコンでつ くられており、この好適実施例には、ダイオードとスイッチングデバイスが集積 されたチップが含まれている。この好適実施例は、回路製造段階とコストとを削 減するであろう。 本発明の別の好適実施例によれば、回路はインバータ回路であって、このイン バータ回路は、前記最初に述べたスイッチングデバイスに逆並列に接続された第 ２の炭化シリコンダイオードと、前記最初に述べたダイオードに逆並列に接続さ れた第２のスイッチングデバイスとから成り、ａ）前記第１のスイッチングデバ イスおよび前記第１のダイオードと、ｂ）前記第２のスイッチングデバイスおよ び前記第２のダイオードと、のいずれか一方が、前記負荷に対する電流の供給を 引き受け、他方が前記負荷からの電流を引き受けるように配置されている。この インバータ回路にこの２個の炭化シリコンダイオードを使用することにより、上 記考察に従って改善された回路性能を達成するとともに、直流電圧を交流電圧に 反転させることが可能である。 本発明のさらに別の好適実施例によれば、スイッチングデバイスはゲートター ンオフサイリスタであり、前記炭化シリコンダイオードは、前記スイッチングデ バイスと並列に接続され、ダイオードと直列に接続されてスイッチングデバイス がオフになると充電され、スイッチングデバイスがオンになると放電するコンデ ンサを含む枝路に配置されたスナバダイオードである。前記スナバダイオードは 、サイリスタをターンオンするとき、サイリスタが破壊することを防止するため 直ちに電流を流し始めることが必須であるが、炭化シリコンダイオードは、対応 するシリコンダイオードよりかなり薄くつくることができるため、このような動 作をすることが可能である。その上サイリスタは、電流キャリアおよび電荷キャ リアがスナバダイオードから完全に消滅する前に再びオンになることが可能であ る。このことは、ダイオードがシリコンでなく炭化シリコンでつくられていると 、スナバダイオードが逆方向にバイアスされ、大きなスイッチング損失と動的電 子なだれとを伴う同じ逆回復の問題が発生することを意味している。 また本発明は、少なくとも１つのスイッチングデバイスと、スイッチングデバ イスが１方向にスイッチングすると、順方向にバイアスされて導通になるように 配置された第１のダイオードとをもつ回路を含んでいる。本回路は、前記第１の ダイオードと並列に接続され、前記スイッチングがおこなわれると、２つのダイ オードを流れる電流の大部分を瞬時に引き受けるように設計された第２の炭化シ リコンダイオードをもち、前記部分は時間とともに減衰し、定常導通状態の場合 は２つのダイオードを流れる電流の少部分である。炭化シリコンダイオードが第 １のダイオードと並列に配置されているため、パワーエレクトロニクス回路にお けるマイナス効果、望ましくない損失および前記第１のダイオードに加えられて ダイオードの寿命を限定するストレスによる諸問題は解決されるであろう。炭化 シリコンダイオードは、前記第１のダイオードよりかなり薄くつくることができ るので、前記第１のダイオードがシリコンでつくられていると、この炭化シリコ ンダイオードは非常に低い順方向回復電圧で非常に速くオンになり、前記第１の ダイオードの電圧オーバーシュートがかなり減少するため、最後に述べた問題点 が解決される。回路が定常導通状態にある場合、電流の大部分は前記第１のダイ オードを流れるであろうから、非常に狭い面積で第２の炭化シリコンダイオード をつくることができる。炭化シリコン電力ダイオードがターンオンしたときの特 定の差動抵抗は、対応するシリコンダイオードよりもかなり小さいので、かかる 小さい面積の前記第２のダイオードでも、ターンオンしたときの電圧オーバーシ ュートを減少させることができるであろう。 また本発明には、電気回路に接続するための端子をもつ密閉容器の中に配置さ れたいくつかのスイッチングデバイスと、少なくとも１つの炭化シリコンダイオ ードとからなるデバイスモジュールが含まれている。デバイスモジュール内で使 用される炭化シリコンダイオードは、炭化シリコンの特性のため、このダイオー ドがシリコンでつくられている場合に比較して前記デバイスの熱放散を小さくし ており、簡単な冷却装置を使用することができるとともに、モジュールの中にデ バイスを高密度で配置することが可能である。 かかるモジュールが変換器回路に配置するように設計されている本発明の好適 実施例によれば、このモジュールは、並列に接続されたスイッチングデバイスと 、これらのスイッチングデバイスに逆並列に接続された少なくとも１つの炭化シ リコンダイオードから成り、これらのスイッチングデバイスのゲートはグループ 毎に接続されている。かかるモジュールは変換器回路の一部として便利に使用さ れ、この回路では、各スイッチングデバイスが負荷に流れ込む電流または負荷か ら流れ出る電流の一部を引き受け、上記考察のように、スイッチングデバイスが オン、オフする場合に発生する問題点を解決するために炭化シリコンダイオード を使用できるであろう。炭化シリコンダイオードを使用することができるため、 かかるモジュールは、ダイオードがシリコンでつくられている場合よりも損失お よび熱放散が小さくなるので、構成部品の過熱と破壊の危険を伴わずに非常に小 型かつ高密度にすることが可能になるであろう。 本発明の好適機能および利点は、他の従属特許請求の範囲と以下の説明から明 瞭であろう。 図面の簡単な説明 添付の図面を参照しながら、以下、例として記述した本発明の好適実施例の説 明が続く。図面中、 図１は、本発明の第１の好適実施例による変換器回路の回路図である。 図２は、本発明の第２の好適実施例による変換器回路の回路図である。 図３は、本発明の第３の好適実施例を示す。 図４は、本発明の第４の好適実施例による変換器回路の一部の回路図である。 図５は、図４に従ってつくられた本発明の好適実施例によるモジュールの部分 的断面を示す模式図である。 本発明の好適実施例の詳細な説明 インバータ回路の形で本発明の好適実施例による変換器回路の回路図が図１に 示されている。より正確には、図１に示す回路は、１相を駆動するように配置さ れている。つまり、負荷に対する３相電源装置の１つのレッグ（leg ）を構成し ている。本回路は、それぞれプラス電極２およびマイナス電極３をもつ直流電圧 電源装置１を構成している。直流電源装置１の直流電圧は、インバータ回路によ り、ここではインダクタンスで示されている１相の負荷４を駆動する交流電圧に 反転されなければならない。この回路は、ここではＩＧＢＴ（Insulated Gate B ipolar Transistor：絶縁ゲートバイポーラー形トランジスタ）で示されている 第１のスイッチングデバイス５、スイッチングデバイス５と直列に接続された別 のＩＧＢＴの形をした第２のスイッチングデバイス６、第１のスイッチングデバ イス５と直列に接続され、第２のスイッチングデバイス６と逆並列に接続された 第１の炭化シリコンダイオード７および第１の炭化シリコンダイオード７と第２ のスイッチングデバイス６との並列接続と直列に接続され、第１のスイッチング デバイス５と逆並列に接続された第２の炭化シリコンダイオード８から構成され ている。ＩＧＢＴは、たとえばＭＯＳ制御サイリスタ（ＭＣＴ）などの他のＢｉ ＭＯＳスイッチングデバイスと置き換えてもよい。この場合、２つのダイオード ７、８は、いわゆるフリーホイーリングダイオードの機能をもつ高圧電力ダイオ ードである。このインバータ回路の機能は以下のとおりである。負荷４に対して 回路により発生した交流電圧の第１の正の半周期中に、第１のスイッチングデバ イス５は高周波でオン、オフする。第１のスイッチングデバイス５が導通状態の 場合、第１のスイッチングデバイス５の両端の電圧降下は小さく電源装置の電圧 降下の主要部分は、第１の炭化シリコンダイオード７の両端にかかっているから 、ダイオード７は逆阻止状態にある。ＩＧＢＴ５およびダイオード７の両端の電 圧降下は、それぞれ、たとえば数ボルトおよび１キロボルトまたは数キロボルト になるであろう。ＩＧＢＴ５からの電流は負荷４に送られる。ＩＧＢＴ５がオフ に なると、負荷のインダクタンスのため、負荷４は前と同じ電流を要求し、第１の 炭化シリコンダイオード７は、ＩＧＢＴ５のターンオフと同じｄＩ／ｄｔでオン になるであろう。スイッチング損失を小さく維持するためには、ＩＧＢＴを急速 にオフにすることが望ましいが、そうすると第１の炭化シリコンダイオード７を 流れる電流は急速に増加する。ダイオード７は炭化シリコン（ＳｉＣ）でつくら れているので、ダイオード７は薄く、降伏フィールドは十分に大きい。したがっ て、ダイオード７は電圧ピークがなくても急速にオンになるので、回路の中に外 乱がなく回路の損失は非常に小さいであろう。ＩＧＢＴ５が完全にオフになると 、負荷４に対する電流はダイオード７を介して供給される。再びＩＧＢＴ５がオ ンになると、ダイオード７は、ＩＧＢＴ５がオンになるときと同じｄＩ／ｄｔで オフになるであろう。ＩＧＢＴ５が完全にオンになっている場合、ＩＧＢＴ５の 両端の電圧は低く、主電圧、つまり１キロボルトまたは数キロボルトの高い電圧 でダイオード７を逆方向にバイアスする。ダイオード７に現れる過剰電子および 過剰ホールの形をした逆回復電荷は、ダイオードと逆方向でダイオードに導かれ 、ダイオードにスイッチング損失を発生させ、ＩＧＢＴ５のターンオン・スイッ チング損失を大きくする。その理由は、この電流がＩＧＢＴ５に流れるターンオ ン電流に加えられるからである。しかし、炭化シリコンダイオードは、たとえば 対応するシリコンダイオードに比較して逆回復電荷が非常に少ないので、現在の 状態におけるこれらの損失は非常に小さい。したがって、ＩＧＢＴ５と同様、ダ イオード７の損失は、極度に減少する。このように、シリコンダイオードを使用 するよりも損失を大きくせずにスイッチングを高い周波数で実行することができ るので、回路の性能が改善されるであろう。前記半周期におけるＩＧＢＴ５のス イッチングは、この半周期を短い時間の刻みにして多数回実行される。負荷４に 供給する交流電圧の第２の負の半周期を発生させるため、第２のＩＧＢＴ６がオ ン、オフして電流が負荷４からＩＧＢＴ６および第２のダイオード８へ交互に引 き出される。第２のＩＧＢＴ６と第２のダイオード８との挙動は、上で考察した とおり、第１のＩＧＢＴ５および第１のダイオード７がオン、オフしたときと同 じである。 図２の回路図は、本発明の第２の好適実施例によるインバータ回路を示してお り、このインバータ回路は、負荷４、ＧＴＯ、つまりゲートターンオフサイリス タの形をした第１のスイッチングデバイス５’、シリコン、炭化シリコンまたは 他の適切な材料でつくられた第１のフリーホイーリングダイオード７’、第２の スイッチングデバイス６’およびシリコン、炭化シリコンまたは他の適切な材料 でつくられた第２のフリーホイーリングダイオード８’から構成されている。本 回路は、図１による回路と同じように、ＧＴＯ５’、６’がオン、オフすると、 同じように機能するダイオード７’、８’によって直流電圧を反転するようにな っている。また本回路には、炭化シリコンでつくられ、それぞれＧＴＯ５’、６ ’と並列に接続されたいわゆるスナバダイオード９’、１０’が含まれている。 各スナバダイオードは、コンデンサ１１’、１２’と直列に接続されている。各 ＧＴＯに並列に接続された枝路には、寄生漂遊インダクタンス１３’と抵抗１４ ’および寄生漂遊インダクタンス１５’と抵抗１６’がそれぞれ含まれている。 またこの回路には抵抗２８’と漂遊インダクタンス２９’とが含まれている。 各ＧＴＯに並列に接続されたスナバダイオード枝路の機能は以下のとおりであ る。第１のＧＴＯ５’がオフになると、その両端の電圧は増加し始め、スナバダ イオードが存在せず、ＧＴＯ５’を流れる電流が大きい間は、この電圧は比較的 高いレベルになるので、電力損失は比較的大きいであろう。スナバダイオード９ ’およびコンデンサ１１’が配置されていると、前記ＧＴＯがターンオフすると きのＧＴＯ５’のｄＵ／ｄｔは小さくなるので、ＧＴＯ５’の両端の電圧が上昇 中に、スナバダイオードはオンになりコンデンサ１１’は充電される。ＧＴＯ５ ’がターンオフ状態になると、第１のダイオード７’がオンになって負荷４’に 電流を流すので、スナバダイオード９’を流れる電流は無視することができる。 ＧＴＯ５’が再びオンになると、コンデンサ１１’は、ダイオード１０’、抵抗 ２８’および漂遊インダクタンス２９’を介して比較的ゆっくり放電するので、 望ましくはコンデンサ１１’は空になって、ＧＴＯ５’が次にオフになる場合、 また充電されるようになる。ＧＴＯがオフになるとき、ＧＴＯを保護するためス ナバダイオード９’が急速にオンになることが不可欠であるが、スナバダイオー ドを炭化シリコンでつくることにより、この条件が保証されている。また、スナ バダイオード９’内の過剰電荷キャリアと全電流が「消滅」する前に、ＧＴＯ５ ’ がオンになることが発生するかもしれない。このことは、ＧＴＯ５’がオンにな るとスナバダイオード９’を介した逆回復電流が存在するが、スナバダイオード が炭化シリコンでつくられている場合、前記逆回復電流が存在することから生じ るスイッチング損失は非常に小さいことを意味している。 図３は、２つのダイオード、すなわち、第１の小型炭化シリコンダイオード１ ７および大形シリコンダイオード１８の並列接続を示している。本発明の実施例 によれば、ダイオード７、８、７’、８’およびスナバダイオード９’のどれか を図３に示す前記並列接続に置き換えることができる。前記並列接続に置き換え ると、対応するスイッチングデバイスがオフになった場合、小型炭化シリコンダ イオードの厚さが薄く電荷キャリアの寿命が短く、さらに順方向回復が小さいた め、スイッチングデバイスがオフになった瞬間に、小型炭化シリコンダイオード が２つのダイオードを流れる電流の大部分を引き受けるので、ダイオード１７、 １８の両端の電圧オーバーシュートは実質的に存在しない。ダイオード１７を流 れる電流のこの部分は時間とともに減衰し、スイッチングデバイスのターンオフ 状態の間に２つのダイオードを流れる電流の少部分になる。したがってしばらく すると、ほとんど全ての電流は、非常に多くの電荷キャリアをもつ大形シリコン ダイオード１８を流れる。したがって、図３による並列接続を使用すると、ダイ オードの順方向回復が大きいことによる悪影響をパワーエレクトロニクス回路に 全く与えずに、スイッチングデバイスがオフになったときの導通用に、シリコン ダイオード１８が使用できるようになる。かかる配置を使用することは、順方向 回復は重要であるが逆回復は重要でない場合の用途に最適である。何故かという と、大形シリコンダイオード１８は、ターンオフするとき大きな逆回復を発生さ せるからである。かかる使用方法は、スナバダイオードの場合に独特なものであ ろう。 図４は、本発明によるモジュールを示している。このモジュールは、１０個の スイッチングデバイス５”と２つの炭化シリコンダイオード８”とから構成され ている。このモジュールは、図１の第１のスイッチングデバイス５と第２の炭化 シリコンダイオード８との並列接続と同じ機能をもっている。スイッチングデバ イスのゲート１９は、相互に接続されていて、同時に作動されるように意図され ている。スイッチングデバイス５”は、負荷に供給するモジュールの全電流を等 分した電流、たとえば５０アンペアを流すように意図されており、その場合の全 電流は５００アンペアである。２つのダイオード８”は、図１の第２のダイオー ド８と同じ機能をもっていて、示されていないが本モジュールに接続されている 同様なモジュールのスイッチングデバイスがオフになると、これらの２つのダイ オードが一緒になって負荷に電流を流すように意図されている。このモジュール の第１の端子２０は電源装置の端子に接続されるように考えられており、このモ ジュールの第２の端子２１は、このモジュールの横にあり、前記電源装置の他の 端子に接続されていない同様なモジュールのスイッチングデバイスとダイオード とに接続されるように考えられており、第３の端子２２は、スイッチングデバイ ス５”を同時にオン、オフするために用意されている。 図５は、ダイオードおよびスイッチングデバイスを密閉容器２３に配置する方 法を示している。各デバイスチップ５”、８”の裏面は、導通板２４に半田付け されて相互に接続されている。スイッチングデバイス５”およびダイオード８” の表面は、導通用ストリップまたはボンディングワイヤによって導通バー２５に 接続されており、図５のスイッチングデバイスの左側の列から前記バー２５への ストリップはこの図に示されていない。その上、全スイッチングデバイスのゲー トが接続されている第２の導通バー２６がある。端子２０、２１、２２は図５に 示されている。チップ５”、８”は望ましくは、各列に４素子をもつ３列に配置 されているので、図５の右手の列には２つのダイオード８”と２つのスイッチン グデバイス５”がある。導通板２４には、（液体または気体の）冷媒が流れるこ とによりモジュールの半導体デバイスを冷却する冷却用チャネル２７がある。ダ イオード８”は炭化シリコンでつくられているため、前記モジュールで発生する スイッチング損失は、先行技術による同形の回路よりかなり小さいので、過熱の 危険を伴わなわずに前記デバイスを高密度で配置することが可能である。いわゆ る位相レッグ（phase leg ）の半分を構成するモジュールを上に説明しかつ図に 示したが、本発明は、本タイプのデバイスモジュールにかわりうるデバイスモジ ュールを含んでいる。たとえば、１つの実施例では、図１の位相レッグの全体、 つまり全構成部品５，８および６，７をモジュールに含めることができれば、そ のモジュールは図４に示すモジュールを２セット使って構成できるであろう。ま た、かかるセットまたはパックを６個含めると、変換器の３相すべてが含まれる デバイスモジュールをつくることも可能である。 本発明は、いかなる点においても好適実施例に限定されないことは勿論である が、本発明の基本的アイデアから逸脱せずに、本発明のいくつかの変形実施例を つくることは当業者には明らかであろう。 インバータ回路の形で変換器回路を図示してきたが、本発明の変換器回路は、 整流器またはＤＣ- ＤＣ変換器回路にもなりうるのである。さらにこれらの回路 は、最も多くの異なる構成にすることができるので、各図に示す変換器回路は、 本発明の範囲と本分野において周知の非常に多数の変換器回路のいくつかにすぎ ない。 ダイオードおよびスイッチングデバイスがともに炭化シリコンでつくられてい る場合、１つのダイオードまたは各ダイオードに逆並列で接続されたスイッチン グデバイスと同じチップに、そのダイオードを集積することができるので、炭化 シリコンでつくられたダイオードおよびスイッチングデバイスのすべてを１つの 同じチップに集積することも可能である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 ＦＩ Ｈ０３Ｋ 17/16 Ｈ０１Ｌ 29/91 Ｆ 17/725 29/48 Ｚ (72)発明者 ズダンスキー，レンナルト スウェーデン国 エス−722 23 ベステ ルオース，ベガグ．６ディー.

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．少なくとも１つのスイッチングデバイス（５，６，５’、６’、５”）と 、該スイッチングデバイスがオフになると導通になり、該スイッチングデバイス がオンになると逆方向にバイアスされるように配置されたダイオード（７，８， ７’，８’，９’，８”，１７）とを有する変換器回路であって、該ダイオード は炭化シリコンでつくられていることを特徴とする回路。 ２．請求項１記載の回路であって、前記ダイオードはショットキーダイオード であることを特徴とする回路。 ３．請求項１または請求項２記載の回路であって、前記ダイオード（７，８， ７’，８’，８”）は、前記スイッチングデバイス（５，６，５’、６’、５” ）をオフにすると、ａ）該回路に接続された負荷（４，４”）に、またはｂ）該 回路に接続された負荷から、のいずれかに流れる電流と、ターンオフ状態になっ た前記スイッチングデバイスに流れる電流とのすべてを単独で引き受けるように 配置されていることを特徴とする回路。 ４．請求項１〜３のいずれかに記載の回路であって、前記スイッチングデバイ ス（５，６，５’、６’、５”）は、シリコンのような半導体分野において従来 からつかわれている材料でつくられていることを特徴とする回路。 ５．請求項１〜４のいずれかに記載の回路であって、該スイッチングデバイス はシリコンでつくられていることと、前記回路は、該ダイオードと該スイッチン グデバイスの両方が集積されるチップから成ることとを特徴とする回路。 ６．請求項１〜５のいずれかに記載の回路であって、前記スイッチングデバイ スは、ａ）ＩＧＢＴ（５’、６’、５”）、即ち絶縁ゲートバイポーラ形トラン ジスタと、ｂ）他のＢｉＭＯＳスイッチングデバイスのいずれかであることを特 徴とする回路。 ７．請求項１〜５のいずれかに記載の回路であって、前記スイッチングデバイ スは、ＧＴＯ（５’、６’）、即ちゲートターンオフサイリスタであることを特 徴とする回路。 ８．請求項１〜７のいずれかに記載の回路であって、前記回路はインバータ （ＤＣ→ＡＣ）回路であることを特徴とする回路。 ９．請求項１〜８のいずれかに記載の回路であって、前記回路は整流器（ＡＣ →ＤＣ）回路であることを特徴とする回路。 １０．請求項１〜７のいずれかに記載の回路であって、前記回路はＤＣ→ＤＣ 変換器回路であることを特徴とする回路。 １１．請求項１〜１０のいずれかに記載の回路であって、前記ダイオード（７ ，８，７’，８’）は前記スイッチングデバイス（５，６，５’、６’）と直列 に接続されていることと、前記スイッチングデバイスおよび前記ダイオードの接 続における共通点は、前記回路によって変換された電圧によって駆動される負荷 （４，４’）に接続されていることとを特徴とする回路。 １２．請求項１１記載の回路であって、前記スイッチングデバイス（５，６， ５’、６’）および前記ダイオード（７，８，７’，８’）は、電源装置（１） の夫れ夫れの端子に接続され、この端子の電圧が該回路によって変換されること を特徴とする回路。 １３．請求項８，１１または請求項１２記載の回路であって、前記回路は、前 記最初に述べたスイッチングデバイス（５，５’）に逆並列で接続された炭化シ リコンの第２のダイオード（８，８’）と、前記最初に述べたダイオード（７， ７’）に逆並列で接続された第２のスイッチングデバイス（６，６’）とから成 ることと、ａ）前記第１のスイッチングデバイスおよび前記第１のダイオードと 、ｂ）前記第２のスイッチングデバイスおよび前記第２のダイオードとのいずれ か一方は、前記負荷（４，４’）に対する電流の供給を引き受け、他方は、前記 負荷（４，４’）からの電流の供給を引き受けるように配置されていることとを 特徴とする回路。 １４．請求項１３記載の回路であって、前記２つのスイッチングデバイス（５ ，５’、６，６’）および前記２つのダイオード（７，８，７’，８’）は、前 記負荷（４，４’）に供給する３相電流の１相を駆動するように配置されている ことを特徴とする回路。 １５．請求項１記載の回路であって、該スイッチングデバイスはＧＴＯ（５’ 、６’）、つまりゲートターンオフサイリスタであることと、前記炭化シリコン ダ イオードは、前記スイッチングデバイスと並列に接続され、スナバダイオードと 直列に接続され、該スイッチングデバイスがオフになると充電し、該スイッチン グデバイスがオンになると放電するように配置されたコンデンサ（１１）を含む 枝路に配置されたスナバダイオード（９）であることとを特徴とする回路。 １６．請求項１、２、請求項４〜１５のいずれかに記載の回路であって、前記 回路は、前記炭化シリコンダイオード（１７）と並列に接続された第２の大形ダ イオード（１８）を含んでいることと、該炭化シリコンダイオードは、スイッチ ングデバイス（５，６，５’、６’、５”）をターンオフすると、瞬時に該２つ のダイオードに流れる電流の多数部分を引き受けるように設計されており、前記 部分は、時間とともに減衰して、該スイッチングデバイスのターンオフ状態中に ２つのダイオードを流れる電流の少数部分になることを特徴とする回路。 １７．請求項１６記載の回路であって、大形ダイオード（１８）はシリコンで つくられていることとを特徴とする回路。 １８．少なくとも１つのスイッチングデバイス（５，６，５’、６’、５”） と、該デバイスが１つの方向にスイッチングすると、順方向にバイアスされて導 通になるように配置された第１のダイオード（１８）とをもつ回路であって、第 ２の炭化シリコンダイオード（１７）は、前記第１のダイオードと直列に接続さ れ、前記スイッチングがおこなわれると、瞬時に該２つのダイオードを流れる電 流の多くの部分を引き受けるように設計され、前記部分は時間とともに減衰して 、定常導通状態の場合、該２つのダイオードを流れる電流の少部分であることを 特徴とする回路結合構成。 １９．請求項１８記載の回路であって、第１のダイオード（１８）はシリコン でつくられていることを特徴とする回路結合構成。 ２０．電気回路に接続するための端子（２０〜２２）をもつ密閉容器に配置さ れた、いくつかのスイッチングデバイス（５”）と少なくとも１つの炭化シリコ ンダイオード（８”）とから成るデバイスモジュール。 ２１．請求項２０記載のモジュールであって、前記モジュールは変換器回路に 配置されていることと、前記モジュールには、並列に接続されたスイッチングデ バイス（５”）と該スイッチングデバイスと逆並列に接続された少なくとも１つ の炭化シリコンダイオード（８”）とがあることと、該スイッチングデバイスの ゲート（１９）は、グループごとにまとめて接続されていることとを特徴とする モジュール。 ２２．請求項２１記載のモジュールであって、前記モジュールは、前記スイッ チングデバイス（５”）の１側により、実質的に同じモジュールに前記モジュー ルを接続するための手段（２０，２１）と、該スイッチングデバイスの反対側に 接続されたこのモジュールのダイオード（８”）と他のモジュールのダイオード とから成ることと、他のモジュールに接続されない側でモジュールの該スイッチ ングデバイスと該ダイオードとに接続される各モジュールの端子は、電源装置ご とにある１つの端子に接続されるように配置されていて、該電源装置の電圧は該 回路によって変換されることとを特徴とするモジュール。