JP3804978B2 - 変換器回路、少なくとも１つのスイッチングデバイスを有する回路結合構成および回路モジュール - Google Patents

Description

発明の技術分野と先行技術
本発明は、少なくとも１つのスイッチングデバイスと、スイッチングデバイスがオフになると導通になり、スイッチングデバイスがオンになると逆方向にバイアスされる少なくとも１つのダイオードとを有する変換器回路と、本発明の独立特許請求の範囲による回路結合およびモジュールとに関する。
本発明は、とくに高圧の用途に使用される変換器回路で発生する課題で占められているがそれに限定されるものではなく、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ、交流電圧を直流電圧に変換する整流器、直流電圧を、それより高いか低い直流電圧に変換する直流変換器などのように、あらゆるタイプの変換器回路を対象としている。
このような変換器回路は、たとえば、電動機などの負荷に接続され、変換器回路で得られた電圧がこの負荷に供給される。本回路のダイオードは、いわゆるフリーホイーリングダイオード（freewheeling diode）として使用され、変換器回路の能力を改善して、スイッチングデバイスのスイッチングに基づく回路の突然変化を平滑化することにより、目的とする特性をもつ電圧を発生させ、スイッチングデバイスがオフになると、前記負荷に必要な電流を流すことを引き受けることによりスイッチングデバイスを保護するものである。
これらのダイオードは、これまでにもこのような変換器回路に使用されており、重要な問題を発生させるなど、何らかの欠点をもつシリコンでつくられているものがほとんである。実際にこれらのダイオードは、変換器回路の回路全体の性能に制約を加えるデバイスである。何故かというと、スイッチング損失が大きいためスイッチング性能に本質的な制約があることと、動的電子なだれに基づく破壊の危険とがあるからである。高圧では、スイッチング損失が大きい拡散ｐｎ接合ダイオードが使用される。
主な問題点が発生するのは、回路の前記スイッチングデバイスがオンになり、ダイオードが逆方向にバイアスされる場合である。このタイプのダイオードは、比較的多数の逆回復電荷（reverse recovery charge）をもっている。つまりデバイスのｎ領域およびｐ領域に過剰電子および過剰ホールが多量に蓄積されるので、ダイオードが逆方向にバイアスされていると、この電荷は消滅しなければならない。このことは、ダイオードのターンオフ状態における飽和電流あるいは漏洩電流よりわずかに大きな逆方向電流が、ある時間ダイオードを流れることを意味している。この逆方向電流が流れると、スイッチング損失が大きくなるとともに熱放散が大きくなる。何故かというと、スイッチングデバイスがオンになり、ダイオードがオフになると、この逆方向電流が流れている間ダイオードにかかる電圧が大きいからである。また、このダイオードを流れる逆方向電流は、スイッチングデバイス内のターンオン損失を大きくする。その上シリコンダイオードは、比較的低温ですぐに不安定になる。前記スイッチングデバイスのスイッチング周波数を高くすると、この変換器回路によって得られる電流の品質は向上するがスイッチング損失も増加するので、スイッチング周波数は、変換器回路の各種デバイスが過熱のため破壊しないような低レベルに維持されなければならない。その上ダイオードの逆阻止電圧が高くなっている場合、ダイオードに過剰電荷キャリアが残っていると、動的電子なだれのためダイオードが破壊するかもしれない。したがって、通常はスイッチングデバイスのターンオン速度を減速する必要があるが、こうすること自体、最適性能の回路にするためには良いことではない。また、スイッチングデバイスがオフになる場合の問題点もあるが、たいていは大きな問題ではない。この場合、ダイオードは、非常に速く大きくなる電流でオンになる。高圧電力デバイスとして使用される大形シリコンダイオードは、ダイオードに必要な量の過剰電荷キャリアが発生する前にダイオードがターンオンすると、すぐに抵抗が大きくなり、順方向回復と呼ぶ現象の高圧が発生する。この電圧オーバーシュートは、パワーエレクロトニクス回路にはマイナス効果となって望ましくない損失を発生させることがあり、その上ダイオードにストレスを加えてダイオードの寿命を限定し、変換器回路全体の信頼性に影響を及ぼす。また、この順方向回復は、スイッチングデバイスにも電圧オーバーシュートを発生させる。ダイオードがスナバダイオードとして使用される場合、特にスイッチングデバイスがＧＴＯの場合、この順方向回復オーバーシュートがスイッチングデバイスの制約要因となることが多い。
発明の要約
本発明の目的は、本明細書の導入部において定義したタイプの変換器回路を提供することであるが、既知の変換器回路に関する上述の短所は極度に改善されている。
本発明によれば、前記ダイオードを炭化シリコン（ＳｉＣ）でつくることによりこの目的を達成することができる。
炭化シリコンは、バンド間のエネルギギャップが大きいために熱的安定性が大きいので、炭化シリコンからつくられたデバイスは、１０００ケルビンまでの高温で動作することができる。その上炭化シリコンは熱伝導度が大きいので、炭化シリコンデバイスを高密度で配置することができる。また炭化シリコンは、降伏フィールドがシリコンより約１０倍も大きいので、デバイスの阻止状態において高い電圧が発生するかもしれない条件で動作する大電力デバイスの材料に適合している。本発明による変換器回路のダイオードは、阻止状態においてある電圧を維持しなければならないが、対応するシリコンダイオードより非常に薄くつくることができる。このことは、この場合、本発明による変換器回路のスイッチングデバイスがオンになると、ｐｎダイオードまたはｐｉｎダイオードの場合、シリコンダイオードに比べて、ダイオードの逆回復電荷が非常に少ないため逆回復時間が短くなるとともにダイオードのスイッチング損失が非常に小さくなる。回路に接続された負荷に流れ込む電流または負荷から流れ出る電流を、単独で実質的に引き受けるように前記炭化シリコンのダイオードが配置されていると、ダイオードのスイッチング損失が極度に減少するだけでなく、スイッチングデバイスをターンオンしたときスイッチングデバイスに発生する熱エネルギも小さくなる。その理由は、ダイオードを流れる回復電流が小さくなったためであるが、この回復電流はスイッチングデバイスに流れて、スイッチングデバイスを流れるターンオン電流に追加されるからである。したがって、スイッチング損失の形で回路に少しの熱が発生するだけである。このことは、所与のスイッチング周波数では回路の構成部品があまりストレスを受けないことを意味しており、この長所を生かして、先行技術によるデバイスと同じ高い周波数に維持するか、または周波数を高くして前記回路の動作性能を向上させることが可能である。さらにダイオードの逆回復電荷が少なくなると、ダイオードの動的電子なだれに対する余裕度をかなり上げることができるであろう。
本発明による変換器回路のスイッチングデバイスがオフになると、ｐｎダイオードまたはｐｉｎダイオードの場合、シリコンダイオードよりかなり薄い炭化シリコンダイオードは、電圧ピークがなくても急速にターンオンする。つまり、炭化シリコンダイオードは非常に小さい順方向回復をもち、ダイオードのターンオンにおける電力損失を小さくし、パワーエレクトロニクス回路における外乱を小さくする。
導入部において説明したとおり、ダイオードの材料として炭化シリコンを使用するアイデアは、これまでダイオードのタイプを高圧の使用から除外していたが、つぎに導入部で考察した問題点を解決するために非常に有利なダイオードのタイプ、すなわちショットキーダイオードを、このタイプの変換器回路に使用可能にする。これまでにも知られており、ほとんどがシリコンでつくられるショットキーダイオードは、次の理由から各種変換器回路のダイオードとして実用的な選択の対象とはならかった。逆方向漏洩電流が問題になる前に、ショットキーダイオードは、逆阻止状態で１００ボルトまたは２００ボルトより高い電圧を維持できない。多数キャリアコンダクタとしてのショットキーダイオードの機能と前記低濃度ドーピング領域とは、抵抗として機能するので、金属に隣接する低濃度ドーピング領域を非常に厚くすることによりショットキーダイオードの降伏電圧を大きくすると、順方向導通状態における損失が大きくなる。しかし上述のように、炭化シリコンの降伏フィールドは、シリコンよりも約１０倍も大きいので、炭化シリコンのショットキーダイオードは非常に薄くつくることができ、逆阻止状態における電圧をキロボルト範囲に維持することができる。このため、材料に依存してシリコンよりも高濃度で炭化シリコンにドーピングする可能性と組み合わせると、順方向導通状態におけるショットキーダイオードの抵抗は十分許容可能なレベルに減少する。したがって、ショットキーダイオードの他の特性から利点を引き出し、ショットキーダイオードを変換器回路における使用に十分合致させることが可能である。すなわち、主として多数キャリアが流れるため、オフになるときの逆回復の挙動およびオンになるときの順方向電圧オーバーシュートは実際には存在しない。したがって、本発明は、炭化シリコンダイオードについて言及する場合、ショットキーダイオードも含んでいるものとする。
本発明の好適実施例によれば、前記炭化シリコンダイオードは、前記スイッチングデバイスがオフになると、ａ）回路に接続された負荷に、または、ｂ）前記負荷からの、いずれかに流れる電流と、ターンオン状態の前記スイッチングデバイスに流れる電流と、のすべてを単独で実質的に引き受けるように配置されている。この場合、ターンオン状態の前記スイッチングデバイスを流れる電流のかなりの部分を引き受けるのに他のダイオードは不必要なので、上で考察した先行技術による変換器回路における短所は発生せず、本発明による炭化シリコンダイオードを提供することによる利点を本当に長所を生かすことが可能である。
本発明の別の好適実施例によれば、スイッチングデバイスは炭化シリコンでつくられており、この好適実施例には、ダイオードとスイッチングデバイスが集積されたチップが含まれている。この好適実施例は、回路製造段階とコストとを削減するであろう。
本発明の別の好適実施例によれば、回路はインバータ回路であって、このインバータ回路は、前記最初に述べたスイッチングデバイスに逆並列に接続された第２の炭化シリコンダイオードと、前記最初に述べたダイオードに逆並列に接続された第２のスイッチングデバイスとから成り、ａ）前記第１のスイッチングデバイスおよび前記第１のダイオードと、ｂ）前記第２のスイッチングデバイスおよび前記第２のダイオードと、のいずれか一方が、前記負荷に対する電流の供給を引き受け、他方が前記負荷からの電流を引き受けるように配置されている。このインバータ回路にこの２個の炭化シリコンダイオードを使用することにより、上記考察に従って改善された回路性能を達成するとともに、直流電圧を交流電圧に反転させることが可能である。
本発明のさらに別の好適実施例によれば、スイッチングデバイスはゲートターンオフサイリスタであり、前記炭化シリコンダイオードは、前記スイッチングデバイスと並列に接続され、ダイオードと直列に接続されてスイッチングデバイスがオフになると充電され、スイッチングデバイスがオンになると放電するコンデンサを含む枝路に配置されたスナバダイオードである。前記スナバダイオードは、サイリスタをターンオンするとき、サイリスタが破壊することを防止するため直ちに電流を流し始めることが必須であるが、炭化シリコンダイオードは、対応するシリコンダイオードよりかなり薄くつくることができるため、このような動作をすることが可能である。その上サイリスタは、電流キャリアおよび電荷キャリアがスナバダイオードから完全に消滅する前に再びオンになることが可能である。このことは、ダイオードがシリコンでなく炭化シリコンでつくられていると、スナバダイオードが逆方向にバイアスされ、大きなスイッチング損失と動的電子なだれとを伴う同じ逆回復の問題が発生することを意味している。
また本発明は、少なくとも１つのスイッチングデバイスと、スイッチングデバイスが１方向にスイッチングすると、順方向にバイアスされて導通になるように配置された第１のダイオードとをもつ回路を含んでいる。本回路は、前記第１のダイオードと並列に接続され、前記スイッチングがおこなわれると、２つのダイオードを流れる電流の大部分を瞬時に引き受けるように設計された第２の炭化シリコンダイオードをもち、前記部分は時間とともに減衰し、定常導通状態の場合は２つのダイオードを流れる電流の少部分である。炭化シリコンダイオードが第１のダイオードと並列に配置されているため、パワーエレクトロニクス回路におけるマイナス効果、望ましくない損失および前記第１のダイオードに加えられてダイオードの寿命を限定するストレスによる諸問題は解決されるであろう。炭化シリコンダイオードは、前記第１のダイオードよりかなり薄くつくることができるので、前記第１のダイオードがシリコンでつくられていると、この炭化シリコンダイオードは非常に低い順方向回復電圧が非常に速くオンになり、前記第１のダイオードの電圧オーバーシュートがかなり減少するため、最後に述べた問題点が解決される。回路が定常導通状態にある場合、電流の大部分は前記第１のダイオードを流れるであろうから、非常に狭い面積で第２の炭化シリコンダイオードをつくることができる。炭化シリコン電力ダイオードがターンオンしたときの特定の差動抵抗は、対応するシリコンダイオードよりもかなり小さいので、かかる小さい面積の前記第２のダイオードでも、ターンオンしたときの電圧オーバーシュートを減少させることができるであろう。
また本発明には、電気回路に接続するための端子をもつ密閉容器の中に配置されたいくつかのスイッチングデバイスと、少なくとも１つの炭化シリコンダイオードとからなるデバイスモジュールが含まれている。デバイスモジュール内で使用される炭化シリコンダイオードは、炭化シリコンの特性のため、このダイオードがシリコンでつくられている場合に比較して前記デバイスの熱放散を小さくしており、簡単な冷却装置を使用することができるとともに、モジュールの中にデバイスを高密度で配置することが可能である。
かかるモジュールが変換器回路に配置するように設計されている本発明の好適実施例によれば、このモジュールは、並列に接続されたスイッチングデバイスと、これらのスイッチングデバイスに逆並列に接続された少なくとも１つの炭化シリコンダイオードから成り、これらのスイッチングデバイスのゲートはグループ毎に接続されている。かかるモジュールは変換器回路の一部として便利に使用され、この回路では、各スイッチングデバイスが負荷に流れ込む電流または負荷から流れ出る電流の一部を引き受け、上記考察のように、スイッチングデバイスがオン、オフする場合に発生する問題点を解決するために炭化シリコンダイオードを使用できるであろう。炭化シリコンダイオードを使用することができるため、かかるモジュールは、ダイオードがシリコンでつくられている場合よりも損失および熱放散が小さくなるので、構成部品の過熱と破壊の危険を伴わずに非常に小型かつ高密度にすることが可能になるであろう。
本発明の好適機能および利点は、他の従属特許請求の範囲と以下の説明から明瞭であろう。
【図面の簡単な説明】
添付の図面を参照しながら、以下、例として記述した本発明の好適実施例の説明が続く。図面中、
図１は、本発明の第１の好適実施例による変換器回路の回路図である。
図２は、本発明の第２の好適実施例による変換器回路の回路図である。
図３は、本発明の第３の好適実施例を示す。
図４は、本発明の第４の好適実施例による変換器回路の一部の回路図である。
図５は、図４に従ってつくられた本発明の好適実施例によるモジュールの部分的断面を示す模式図である。
本発明の好適実施例の詳細な説明
インバータ回路の形で本発明の好適実施例による変換器回路の回路図が図１に示されている。より正確には、図１に示す回路は、１相を駆動するように配置されている。つまり、負荷に対する３相電源装置の１つのレッグ（leg）を構成している。本回路は、それぞれプラス電極２およびマイナス電極３をもつ直流電圧電源装置１を構成している。直流電源装置１の直流電圧は、インバータ回路により、ここではインダクタンスで示されている１相の負荷４を駆動する交流電圧に反転されなければならない。この回路は、ここではＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲートバイポーラー形トランジスタ）で示されている第１のスイッチングデバイス５、スイッチングデバイス５と直列に接続された別のＩＧＢＴの形をした第２のスイッチングデバイス６、第１のスイッチングデバイス５と直列に接続され、第２のスイッチングデバイス６と逆並列に接続された第１の炭化シリコンダイオード７および第１の炭化シリコンダイオード７と第２のスイッチングデバイス６との並列接続と直列に接続され、第１のスイッチングデバイス５と逆並列に接続された第２の炭化シリコンダイオード８から構成されている。ＩＧＢＴは、たとえばＭＯＳ制御サイリスタ（ＭＣＴ）などの他のＢｉＭＯＳスイッチングデバイスと置き換えてもよい。この場合、２つのダイオード７、８は、いわゆるフリーホイーリングダイオードの機能をもつ高圧電力ダイオードである。このインバータ回路の機能は以下のとおりである。負荷４に対して回路により発生した交流電圧の第１の正の半周期中に、第１のスイッチングデバイス５は高周波でオン、オフする。第１のスイッチングデバイス５が導通状態の場合、第１のスイッチングデバイス５の両端の電圧降下は小さく電源装置の電圧降下の主要部分は、第１の炭化シリコンダイオード７の両端にかかっているから、ダイオード７は逆阻止状態にある。ＩＧＢＴ５およびダイオード７の両端の電圧降下は、それぞれ、たとえば数ボルトおよび１キロボルトまたは数キロボルトになるであろう。ＩＧＢＴ５からの電流は負荷４に送られる。ＩＧＢＴ５がオフになると、負荷のインダクタンスのため、負荷４は前と同じ電流を要求し、第１の炭化シリコンダイオード７は、ＩＧＢＴ５のターンオフと同じｄＩ／ｄｔでオンになるであろう。スイッチング損失を小さく維持するためには、ＩＧＢＴを急速にオフにすることが望ましいが、そうすると第１の炭化シリコンダイオード７を流れる電流は急速に増加する。ダイオード７は炭化シリコン（ＳｉＣ）でつくられているので、ダイオード７は薄く、降伏フィールドは十分に大きい。したがって、ダイオード７は電圧ピークがなくても急速にオンになるので、回路の中に外乱がなく回路の損失は非常に小さいであろう。ＩＧＢＴ５が完全にオフになると、負荷４に対する電流はダイオード７を介して供給される。再びＩＧＢＴ５がオンになると、ダイオード７は、ＩＧＢＴ５がオンになるときと同じｄＩ／ｄｔでオフになるであろう。ＩＧＢＴ５が完全にオンになっている場合、ＩＧＢＴ５の両端の電圧は低く、主電圧、つまり１キロボルトまたは数キロボルトの高い電圧でダイオード７を逆方向にバイアスする。ダイオード７に現れる過剰電子および過剰ホールの形をした逆回復電荷は、ダイオードと逆方向でダイオードに導かれ、ダイオードにスイッチング損失を発生させ、ＩＧＢＴ５のターンオン・スイッチング損失を大きくする。その理由は、この電流がＩＧＢＴ５に流れるターンオン電流に加えられるからである。しかし、炭化シリコンダイオードは、たとえば対応するシリコンダイオードに比較して逆回復電荷が非常に少ないので、現在の状態におけるこれらの損失は非常に小さい。したがって、ＩＧＢＴ５と同様、ダイオード７の損失は、極度に減少する。このように、シリコンダイオードを使用するよりも損失を大きくせずにスイッチングを高い周波数で実行することができるので、回路の性能が改善されるであろう。前記半周期におけるＩＧＢＴ５のスイッチングは、この半周期を短い時間の刻みにして多数回実行される。負荷４に供給する交流電圧の第２の負の半周期を発生させるため、第２のＩＧＢＴ６がオン、オフして電流が負荷４からＩＧＢＴ６および第２のダイオード８へ交互に引き出される。第２のＩＧＢＴ６と第２のダイオード８との挙動は、上で考察したとおり、第１のＩＧＢＴ５および第１のダイオード７がオン、オフしたときと同じである。
図２の回路図は、本発明の第２の好適実施例によるインバータ回路を示しており、このインバータ回路は、負荷４、ＧＴＯ、つまりゲートターンオフサイリスタの形をした第１のスイッチングデバイス５’、シリコン、炭化シリコンまたは他の適切な材料でつくられた第１のフリーホイーリングダイオード７’、第２のスイッチングデバイス６’およびシリコン、炭化シリコンまたは他の適切な材料でつくられた第２のフリーホイーリングダイオード８’から構成されている。本回路は、図１による回路と同じように、ＧＴＯ５’、６’がオン、オフすると、同じように機能するダイオード７’、８’によって直流電圧を反転するようになっている。また本回路には、炭化シリコンでつくられ、それぞれＧＴＯ５’、６’と並列に接続されたいわゆるスナバダイオード９’、１０’が含まれている。各スナバダイオードは、コンデンサ１１’、１２’と直列に接続されている。各ＧＴＯに並列に接続された枝路には、寄生漂遊インダクタンス１３’と抵抗１４’および寄生漂遊インダクタンス１５’と抵抗１６’がそれぞれ含まれている。またこの回路には抵抗２８’と漂遊インダクタンス２９’とが含まれている。
各ＧＴＯに並列に接続されたスナバダイオード枝路の機能は以下のとおりである。第１のＧＴＯ５’がオフになると、その両端の電圧は増加し始め、スナバダイオードが存在せず、ＧＴＯ５’を流れる電流が大きい間は、この電圧は比較的高いレベルになるので、電力損失は比較的大きいであろう。スナバダイオード９’およびコンデンサ１１’が配置されていると、前記ＧＴＯがターンオフするときのＧＴＯ５’のｄＵ／ｄｔは小さくなるので、ＧＴＯ５’の両端の電圧が上昇中に、スナバダイオードはオンになりコンデンサ１１’は充電される。ＧＴＯ５’がターンオフ状態になると、第１のダイオード７’がオンになって負荷４’に電流を流すので、スナバダイオード９’を流れる電流は無視することができる。ＧＴＯ５’が再びオンになると、コンデンサ１１’は、ダイオード１０’、抵抗２８’および漂遊インダクタンス２９’を介して比較的ゆっくり放電するので、望ましくはコンデンサ１１’は空になって、ＧＴＯ５’が次にオフになる場合、また充電されるようになる。ＧＴＯがオフになるとき、ＧＴＯを保護するためスナバダイオード９’が急速にオンになることが不可欠であるが、スナバダイオードを炭化シリコンでつくることにより、この条件が保証されている。また、スナバダイオード９’内の過剰電荷キャリアと全電流が「消滅」する前に、ＧＴＯ５’がオンになることが発生するかもしれない。このことは、ＧＴＯ５’がオンになるとスナバダイオード９’を介した逆回復電流が存在するが、スナバダイオードが炭化シリコンでつくられている場合、前記逆回復電流が存在することから生じるスイッチング損失は非常に小さいことを意味している。
図３は、２つのダイオード、すなわち、第１の小型炭化シリコンダイオード１７および大形シリコンダイオード１８の並列接続を示している。本発明の実施例によれば、ダイオード７、８、７’、８’およびスナバダイオード９’のどれかを図３に示す前記並列接続に置き換えることができる。前記並列接続に置き換えると、対応するスイッチングデバイスがオフになった場合、小型炭化シリコンダイオードの厚さが薄く電荷キャリアの寿命が短く、さらに順方向回復が小さいため、スイッチングデバイスがオフになった瞬間に、小型炭化シリコンダイオードが２つのダイオードを流れる電流の大部分を引き受けるので、ダイオード１７、１８の両端の電圧オーバーシュートは実質的に存在しない。ダイオード１７を流れる電流のこの部分は時間とともに減衰し、スイッチングデバイスのターンオフ状態の間に２つのダイオードを流れる電流の少部分になる。したがってしばらくすると、ほとんど全ての電流は、非常に多くの電荷キャリアをもつ大形シリコンダイオード１８を流れる。したがって、図３による並列接続を使用すると、ダイオードの順方向回復が大きいことによる悪影響をパワーエレクトロニクス回路に全く与えずに、スイッチングデバイスがオフになったときの導通用に、シリコンダイオード１８が使用できるようになる。かかる配置を使用することは、順方向回復は重要であるが逆回復は重要でない場合の用途に最適である。何故かというと、大形シリコンダイオード１８は、ターンオフするとき大きな逆回復を発生させるからである。かかる使用方法は、スナバダイオードの場合に独特なものであろう。
図４は、本発明によるモジュールを示している。このモジュールは、１０個のスイッチングデバイス５”と２つの炭化シリコンダイオード８”とから構成されている。このモジュールは、図１の第１のスイッチングデバイス５と第２の炭化シリコンダイオード８との並列接続と同じ機能をもっている。スイッチングデバイスのゲート１９は、相互に接続されていて、同時に作動されるように意図されている。スイッチングデバイス５”は、負荷に供給するモジュールの全電流を等分した電流、たとえば５０アンペアを流すように意図されており、その場合の全電流は５００アンペアである。２つのダイオード８”は、図１の第２のダイオード８と同じ機能をもっていて、示されていないが本モジュールに接続されている同様なモジュールのスイッチングデバイスがオフになると、これらの２つのダイオードが一緒になって負荷に電流を流すように意図されている。このモジュールの第１の端子２０は電源装置の端子に接続されるように考えられており、このモジュールの第２の端子２１は、このモジュールの横にあり、前記電源装置の他の端子に接続されていない同様なモジュールのスイッチングデバイスとダイオードとに接続されるように考えられており、第３の端子２２は、スイッチングデバイス５”を同時にオン、オフするために用意されている。
図５は、ダイオードおよびスイッチングデバイスを密閉容器２３に配置する方法を示している。各デバイスチップ５”、８”の裏面は、導通板２４に半田付けされて相互に接続されている。スイッチングデバイス５”およびダイオード８”の表面は、導通用ストリップまたはボンディングワイヤによって導通バー２５に接続されており、図５のスイッチングデバイスの左側の列から前記バー２５へのストリップはこの図に示されていない。その上、全スイッチングデバイスのゲートが接続されている第２の導通バー２６がある。端子２０、２１、２２は図５に示されている。チップ５”、８”は望ましくは、各列に４素子をもつ３列に配置されているので、図５の右手の列には２つのダイオード８”と２つのスイッチングデバイス５”がある。導通板２４には、（液体または気体の）冷媒が流れることによりモジュールの半導体デバイスを冷却する冷却用チャネル２７がある。ダイオード８”は炭化シリコンでつくられているため、前記モジュールで発生するスイッチング損失は、先行技術による同形の回路よりかなり小さいので、過熱の危険を伴わなわずに前記デバイスを高密度で配置することが可能である。いわゆる位相レッグ（phase leg）の半分を構成するモジュールを上に説明しかつ図に示したが、本発明は、本タイプのデバイスモジュールにかわりうるデバイスモジュールを含んでいる。たとえば、１つの実施例では、図１の位相レッグの全体、つまり全構成部品５，８および６，７をモジュールに含めることができれば、そのモジュールは図４に示すモジュールを２セット使って構成できるであろう。また、かかるセットまたはパックを６個含めると、変換器の３相すべてが含まれるデバイスモジュールをつくることも可能である。
本発明は、いかなる点においても好適実施例に限定されないことは勿論であるが、本発明の基本的アイデアから逸脱せずに、本発明のいくつかの変形実施例をつくることは当業者には明らかであろう。
インバータ回路の形で変換器回路を図示してきたが、本発明の変換器回路は、整流器またはＤＣ-ＤＣ変換器回路にもなりうるのである。さらにこれらの回路は、最も多くの異なる構成にすることができるので、各図に示す変換器回路は、本発明の範囲と本分野において周知の非常に多数の変換器回路のいくつかにすぎない。
ダイオードおよびスイッチングデバイスがともに炭化シリコンでつくられている場合、１つのダイオードまたは各ダイオードに逆並列で接続されたスイッチングデバイスと同じチップに、そのダイオードを集積することができるので、炭化シリコンでつくられたダイオードおよびスイッチングデバイスのすべてを１つの同じチップに集積することも可能である。

Claims (15)

1. 少なくとも１つのスイッチング・デバイス（５’，６’）と、スイッチング・デバイスがターン・オフになると導通になり、スイッチング・デバイスがターン・オンになると逆バイアスされるように配置されたダイオード（７’，８’，９’，１７）とを有する変換器回路であって、ダイオードは、炭化シリコンからなり、スイッチング・デバイスは、ゲート・ターン・オフ（ＧＴＯ）サイリスタ（５’，６’）であり、炭化シリコン・ダイオードは、スイッチング・デバイスと並列に接続されたスナバ・ダイオード（９’）であり、スナバ・ダイオードは、スナバ・ダイオードと直列に接続されたコンデンサ（１１’）を含み、コンデンサは、スイッチング・デバイスがターン・オフになると充電され、スイッチング・デバイスがターン・オンになると放電するように配置されたことを特徴とする変換器回路。
2. 請求項１記載の変換器回路であって、前記ダイオードは、ショットキー・ダイオードであることを特徴とする変換器回路。
3. 請求項１または２記載の変換器回路であって、前記ダイオード（７’，８’）は、前記スイッチング・デバイス（５’，６’）がターン・オフされると、変換器回路に接続されたａ）負荷（４’）に又はｂ）負荷からのいずれかに流れる電流と、ターン・オン状態になったスイッチング・デバイスに流れる電流とのすべてを単独で受けるように配置されていることを特徴とする変換器回路。
4. 請求項１から３のいずれかに記載の変換器回路であって、前記スイッチング・デバイス（５’，６’）は、シリコンからなることを特徴とする変換器回路。
5. 請求項１から４のいずれかに記載の変換器回路であって、前記変換器回路は、前記ダイオードと前記スイッチング・デバイスの両方が集積されるチップから成ることを特徴とする変換器回路。
6. 請求項１から５のいずれかに記載の変換器回路であって、前記スイッチング・デバイスは、ａ）絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ（５”）と、ｂ）他のＢｉＭＯＳスイッチング・デバイスのいずれかであることを特徴とする変換器回路。
7. 請求項１から６のいずれかに記載の変換器回路であって、変換器回路は、ＤＣ／ＡＣインバータ回路であることを特徴とする変換器回路。
8. 請求項１から７のいずれかに記載の変換器回路であって、前記変換器回路は、ＡＣ／ＤＣ整流器回路であることを特徴とする変換器回路。
9. 請求項１から６のいずれかに記載の変換器回路であって、前記変換器回路は、ＤＣ／ＤＣ変換器回路であることを特徴とする変換器回路。
10. 請求項１から９のいずれかに記載の変換器回路であって、前記ダイオード（７’，８’）は、前記スイッチング・デバイス（５’，６’）と直列に接続され、前記スイッチング・デバイスおよび前記ダイオードの接続における共通点は、前記変換器回路によって変換された電圧によって駆動される負荷（４’）に接続されていることを特徴とする変換器回路。
11. 請求項１０記載の変換器回路であって、前記スイッチング・デバイス（５’，６’）および前記ダイオード（７’，８’）は、電源装置（１）のそれぞれの端子に接続され、この端子の電圧が変換器回路によって変換されることを特徴とする変換器回路。
12. 請求項７、１０または１１記載の回路であって、前記変換器回路は、第１のスイッチング・デバイス（５’）に逆並列で接続された炭化シリコンの第２のダイオード（８’）と、第１のダイオード（７’）に逆並列で接続された第２のスイッチング・デバイス（６’）とから成り、ａ）第１のスイッチング・デバイスおよび第１のダイオードと、ｂ）第２のスイッチング・デバイスおよび第２のダイオードとのいずれか一方は、前記負荷（４’）に対する電流の供給を受け、他方は、負荷（４’）からの電流の供給を受けるように配置されていることを特徴とする変換器回路。
13. 請求項１２記載の変換器回路であって、２つのスイッチング・デバイス（５’，６’）および２つのダイオード（７’，８’）は、前記負荷（４’）に供給する３相電流の１相を駆動するように配置されていることを特徴とする変換器回路。
14. 請求項１、２および４から１３のいずれかに記載の変換器回路であって、前記変換器回路は、前記炭化シリコン・ダイオード（１７）と並列に接続された第２の大形ダイオード（１８）を含み、炭化シリコン・ダイオードは、スイッチング・デバイス（５’，６’）をターン・オフすると、瞬時に２つのダイオードに流れる電流の大部分を受けるように設計され、大部分は、時間とともに減衰しスイッチング・デバイスのターン・オフ状態において２つのダイオードを流れる電流の少部分になることを特徴とする変換器回路。
15. 請求項１４記載の変換器回路であって、大形ダイオード（１８）は、シリコンからなることを特徴とする変換器回路。

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