JP6583119B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、半導体素子を内蔵した半導体モジュールを用いた電力変換装置に関する。
従来から、電力変換装置等に用いられる半導体モジュールが知られている（下記特許文献１参照）。この半導体モジュールは、例えば、シリコン半導体からなるＩＧＢＴを内蔵している。上記電力変換装置は、上記ＩＧＢＴをスイッチング動作させることにより、電力変換を行うよう構成されている。
近年、損失が低い半導体モジュールの要求が高まっている。そのため、シリコン半導体からなるＩＧＢＴと、ＳｉＣやＧａＮ等のワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴとを並列接続することが検討されている。ＩＧＢＴは、拡散電位が存在するため、比較的電流が少ない領域ではオン抵抗が大きいが、ワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴは、拡散電位が無いためオン抵抗が低い。そのため、上記ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴとを並列接続すれば、半導体モジュールの損失を低減できると考えられる。損失を更に低減するためには、上記ＭＯＳＦＥＴのチップ面積を大きくすればよいと考えられる。
特開２０１４−２２９６４２公報
しかしながら、ワイドバンドギャップ半導体はコストが高いため、ＭＯＳＦＥＴのチップ面積を大きくすると、半導体モジュールの製造コストが上昇する。また、高い電流が流れる領域では、ＩＧＢＴのバイポーラ効果が顕著になり、ＩＧＢＴのオン抵抗が低減する。そのため、高い電流が流れる領域では、ＭＯＳＦＥＴの拡散電位レスによるオン抵抗の低減効果が、相対的に低下する。したがって、チップ面積の大きなＭＯＳＦＥＴを用いると、高い電流を流したときの損失低減効果を充分に発揮しにくい。
本発明は、かかる背景に鑑みてなされたものであり、製造コストを低減でき、より損失を低減できる半導体モジュールを用いた電力変換装置を提供しようとするものである。
本発明の一態様は、半導体モジュール（１）と、該半導体モジュールの動作制御を行う制御回路部（６０）とを備えた電力変換装置（６）であって、
上記半導体モジュールは、
シリコン半導体からなるＩＧＢＴ（２）と、
上記シリコン半導体よりもバンドギャップが広いワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴ（３）とを備え、
上記ＩＧＢＴと上記ＭＯＳＦＥＴとを互いに並列に接続して半導体素子対（４）を形成してあり、
上記ＩＧＢＴの方が上記ＭＯＳＦＥＴよりも面積が大きく、
上記ＭＯＳＦＥＴの方が上記ＩＧＢＴよりもオン抵抗が小さく、上記半導体素子対に流れる電流が相対的に低い低電流領域（ＡL）と、上記ＩＧＢＴの方が上記ＭＯＳＦＥＴよりもオン抵抗が小さく、上記低電流領域よりも上記半導体素子対に流れる電流が高い高電流領域（ＡH）との、２つの領域にわたって動作するよう構成されており、
上記制御回路部は、還流電流が発生する期間に上記ＭＯＳＦＥＴをオンし、該ＭＯＳＦＥＴに上記還流電流を流すよう構成されている、電力変換装置にある。
本発明の他の態様は、半導体モジュール（１）と、該半導体モジュールの動作制御を行う制御回路部（６０）とを備えた電力変換装置（６）であって、
上記半導体モジュールは、
シリコン半導体からなるＩＧＢＴ（２）と、
上記シリコン半導体よりもバンドギャップが広いワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴ（３）とを備え、
上記ＩＧＢＴと上記ＭＯＳＦＥＴとを互いに並列に接続して半導体素子対（４）を形成してあり、
上記ＩＧＢＴの方が上記ＭＯＳＦＥＴよりも面積が大きく、
上記ＭＯＳＦＥＴの方が上記ＩＧＢＴよりもオン抵抗が小さく、上記半導体素子対に流れる電流が相対的に低い低電流領域（ＡL）と、上記ＩＧＢＴの方が上記ＭＯＳＦＥＴよりもオン抵抗が小さく、上記低電流領域よりも上記半導体素子対に流れる電流が高い高電流領域（ＡH）との、２つの領域にわたって動作するよう構成されており、
上記ＭＯＳＦＥＴにダイオード（５）を逆並列接続してあり、
上記ＩＧＢＴの面積Ｓ IGBT と、上記ダイオードの面積Ｓ DI と、上記ＭＯＳＦＥＴの面積Ｓ MOS とが、以下の関係を満たすよう構成されており、
Ｓ IGBT ＞Ｓ DI ＞Ｓ MOS
上記制御回路部は、還流電流が流れる期間に、上記ＭＯＳＦＥＴをオンしないよう構成されている、電力変換装置にある。
上記半導体モジュールは、シリコン半導体からなるＩＧＢＴと、ワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴとを並列接続してある。そして、ＩＧＢＴの面積を、ＭＯＳＦＥＴの面積よりも大きくしてある。
そのため、製造コストが高い、ワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴの面積を小さくすることができ、半導体モジュール全体の製造コストを低減できる。
また、上記半導体モジュールは、上記低電流領域と上記高電流領域との、２つの領域にわたって動作するよう構成されている。低電流領域では、ＭＯＳＦＥＴの方がＩＧＢＴよりもオン抵抗が低く、高電流領域では、ＩＧＢＴの方がＭＯＳＦＥＴよりもオン抵抗が低い。
そのため、低電流領域では、電流は、オン抵抗が低いＭＯＳＦＥＴを主に流れることになる。したがって、低電流時の損失を低減できる。上述したように、上記半導体モジュールでは、ＭＯＳＦＥＴの面積を小さくしているが、ＭＯＳＦＥＴは上記低電流領域で主に用いられるため、面積が小さくても大きな問題は生じにくい。
また、高電流領域では、電流は、オン抵抗が低いＩＧＢＴを主に流れることになる。また、上述したように、本態様ではＩＧＢＴの面積を大きくしているため、ＩＧＢＴに高い電流を流しやすい。そのため、高電流が流れるときにおける、半導体モジュールの損失を低減できる。
このように、上記構成にすることにより、低電流領域と高電流領域とのそれぞれにおいて、オン抵抗が小さい素子に電流を主に流すことができる。そのため、広い電流範囲にわたって、半導体モジュールの損失を低減することができる。
以上のごとく、本態様によれば、製造コストを低減でき、より損失を低減できる半導体モジュールを用いた電力変換装置を提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
実施形態１における、半導体モジュールの概念図。 実施形態１における、半導体モジュールの一部透視平面図。 実施形態１における、室温での、ＩＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴの、電流電圧特性を表したグラフ。 実施形態１における、高温での、ＩＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴの、電流電圧特性を表したグラフ。 図３と図４を合せたグラフ。 実施形態１における、電力変換装置の回路図。 実施形態１における、上アームと下アームとを備える、半導体モジュールの概念図。 実施形態２における、半導体モジュールの概念図。 実施形態２における、半導体モジュールの一部透視平面図。 実施形態２における、電力変換装置のタイミング図。 実施形態２における、上アームのＩＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴをオンしたときの、電力変換装置の一部の回路図。 実施形態２における、下アームに還流電流が流れているときの、電力変換装置の一部の回路図。 実施形態３における、半導体モジュールの一部透視平面図。 実施形態３における、電力変換装置のタイミング図。 実施形態３における、上アームのＩＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴをオンしたときの、電力変換装置の一部の回路図。 実施形態３における、下アームに還流電流が流れているときの、電力変換装置の一部の回路図。
上記半導体モジュールは、電気自動車やハイブリッド車等に搭載するための、車載用電力変換装置に用いることができる。
（実施形態１）
上記半導体モジュールに係る実施形態について、図１〜図７を参照して説明する。図１に示すごとく、本形態の半導体モジュール１は、ＩＧＢＴ２と、ＭＯＳＦＥＴ３とを備える。ＩＧＢＴ２は、シリコン半導体からなる。ＭＯＳＦＥＴ３は、シリコン半導体よりもバンドギャップが広いワイドバンドギャップ半導体からなる。より詳しくは、本形態のＭＯＳＦＥＴ３は、ＳｉＣからなる。
図１に示すごとく、本形態では、ＩＧＢＴ２とＭＯＳＦＥＴ３とを互いに並列に接続して半導体素子対４を形成してある。また、図２に示すごとく、ＩＧＢＴ２の方がＭＯＳＦＥＴ３よりも面積が大きい。
図３に示すごとく、半導体モジュール１は、半導体素子対４に流れる電流が相対的に低い低電流領域ＡLと、該低電流領域ＡLよりも半導体素子対４に流れる電流が高い高電流領域ＡHとの、２つの領域ＡL，ＡHにわたって動作するよう構成されている。低電流領域ＡLでは、ＭＯＳＦＥＴ３の方がＩＧＢＴ２よりもオン抵抗が低い。また、高電流領域ＡHでは、ＩＧＢＴ２の方がＭＯＳＦＥＴ３よりもオン抵抗が低い。
本形態の半導体モジュール１は、図６に示すごとく、電力変換装置６に用いられる。この電力変換装置６は、ハイブリッド車や電気自動車等の車両に搭載するための、車載用電力変換装置である。
図２に示すごとく、本形態の半導体モジュール１は、ＩＧＢＴ２及びＭＯＳＦＥＴ３を内蔵した本体部１０と、該本体部１０から突出した一対のパワー端子１１ａ，１１ｂと、複数の制御端子１２とを備える。図１に示すごとく、一対のパワー端子１１ａ，１１ｂのうち一方のパワー端子１１ａは、ＩＧＢＴ２のコレクタ及びＭＯＳＦＥＴ３のドレインに接続している。他方のパワー端子１１ｂは、ＩＧＢＴ２のエミッタ及びＭＯＳＦＥＴ３のソースに接続している。また、一部の制御端子１２は、ＩＧＢＴ２及びＭＯＳＦＥＴ３のゲートに接続している。この制御端子１２を介して、ＩＧＢＴ２及びＭＯＳＦＥＴ３のゲートに電圧を加えるよう構成されている。
図３に、室温（２５℃）における、ＩＧＢＴ２及びＭＯＳＦＥＴ３の、電流電圧特性を示す。図３のグラフは、ＩＧＢＴ２及びＭＯＳＦＥＴ３のゲートに一定の電圧を加えた状態で、コレクタ−エミッタ間、又はドレイン−ソース間に加わる電圧と、これらの間に流れる電流との関係を調べたものである。このグラフから、ＭＯＳＦＥＴ３は、電流が高くなるに従って、ドレイン-ソース間電圧Ｖdsが一定の傾きで上昇することが分かる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ３は、ドレイン電流Idにかかわらず、オン抵抗が一定であることが分かる。
これに対して、ＩＧＢＴ２のコレクタ電流Ｉcは、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖceがある高さに達すると、急に上昇することが分かる。つまり、ＩＧＢＴ２は、オン抵抗が一定でなく、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖceがある高さに達すると、急に低下することが分かる。
したがって、半導体モジュール１全体に流れる電流が相対的に低い低電流領域ＡLでは、ＭＯＳＦＥＴ３の方が、オン抵抗が小さい。また、低電流領域ＡHより高い電流が流れる高電流領域ＡHでは、ＩＧＢＴ２の方が、オン抵抗が小さい。
一方、図４に示すごとく、ＩＧＢＴ２及びＭＯＳＦＥＴ３は、温度が上昇すると、オン抵抗が上昇する。ＩＧＢＴ２は、温度上昇に伴うオン抵抗の上昇率が比較的小さい。これに対して、ＭＯＳＦＥＴ３は、温度上昇に伴うオン抵抗の上昇率が、ＩＧＢＴ２よりも高い。つまり、ＭＯＳＦＥＴ３は、温度が上昇すると、オン抵抗が急に高くなる。
図５に、図３と図４とを重ねたグラフを示す。同図から、半導体モジュール１が低電流領域ＡLにおいて動作し、温度が相対的に低い状態（グラフでは室温：２５℃）では、ＭＯＳＦＥＴ３のオン抵抗ＲMOSRTと、ＩＧＢＴ２のオン抵抗ＲIGBTRTとが以下の関係を満たすことが分かる。
ＲMOSRT＜ＲIGBTRT
また、半導体モジュール１が高電流領域ＡHにおいて動作し、発熱によって、上記低電流領域ＡLにおいて動作した場合よりも温度が高くなった（１５０℃：ＨＴ）状態では、ＭＯＳＦＥＴ３のオン抵抗ＲMOSHTと、ＩＧＢＴ２のオン抵抗ＲIGBTHTとが、以下の関係を満たすことが分かる。
ＲIGBTHT＜ＲMOSHT
次に、上記電力変換装置６の説明をする。図６に示すごとく、本形態では、複数の半導体モジュール１を用いて、電力変換装置６を構成してある。個々の半導体モジュール１は、ＩＧＢＴ２とＭＯＳＦＥＴ３とを備える。また、電力変換装置６は、平滑用のコンデンサ１９と、制御回路部６０とを備える。この制御回路部６０によって、ＩＧＢＴ２及びＭＯＳＦＥＴ３をスイッチング動作させている。これにより、直流電源８から供給される直流電力を交流電力に変換し、交流負荷８０を駆動している。これによって、上記車両を走行させている。
図６に示すごとく、個々のＭＯＳＦＥＴ３には、ボディダイオード３０が形成されている。ＩＧＢＴ２やＭＯＳＦＥＴ３をスイッチング動作させると、交流負荷８０のインダクタンスの影響を受けて、ボディダイオード３０に還流電流が流れる。
本形態の作用効果について説明する。図１に示すごとく、本形態の半導体モジュール１は、シリコン半導体からなるＩＧＢＴ２と、ワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴ３とを並列接続してある。そして、図２に示すごとく、ＩＧＢＴ２の面積を、ＭＯＳＦＥＴ３の面積よりも大きくしてある。
そのため、製造コストが高い、ワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴ３の面積を小さくすることができ、半導体モジュール１全体の製造コストを低減できる。
また、図３に示すごとく、本形態の半導体モジュール１は、低電流領域ＡLと高電流領域ＡHとの、２つの領域にわたって動作するよう構成されている。低電流領域ＡLでは、ＭＯＳＦＥＴ３の方がＩＧＢＴ２よりもオン抵抗が低く、高電流領域ＡHでは、ＩＧＢＴの方がＭＯＳＦＥＴよりもオン抵抗が低い。
そのため、低電流領域ＡLでは、電流は、オン抵抗が低いＭＯＳＦＥＴ３を主に流れることになる。したがって、半導体モジュール１の、低電流時の損失を低減できる。上述したように、本形態では、ＭＯＳＦＥＴ３の面積を小さくしているが、ＭＯＳＦＥＴ３は低電流領域ＡLで主に用いられるため、面積が小さくても大きな問題は生じにくい。
また、高電流領域ＡHでは、電流は、オン抵抗が低いＩＧＢＴ２を主に流れることになる。上述したように、本形態ではＩＧＢＴ２の面積を大きくしているため、ＩＧＢＴ２に高い電流を流しやすい。そのため、高電流が流れるときにおける、半導体モジュール１の損失を低減できる。
このように、上記構成を採用することにより、低電流領域ＡLと高電流領域ＡHとのそれぞれにおいて、オン抵抗が小さい素子に電流を主に流すことができる。そのため、広い電流範囲にわたって、半導体モジュール１の損失を低減することができる。
また、本形態では、図５に示すごとく、半導体モジュール１が低電流領域ＡLにおいて動作し、温度が相対的に低い状態（グラフでは室温：２５℃）では、ＭＯＳＦＥＴ３のオン抵抗ＲMOSRTと、ＩＧＢＴ２のオン抵抗ＲIGBTRTとが以下の関係を満たす。
ＲMOSRT＜ＲIGBTRT
また、半導体モジュール１が高電流領域ＡHにおいて動作し、発熱によって温度が相対的に高くなった（１５０℃：ＨＴ）状態では、ＭＯＳＦＥＴ３のオン抵抗ＲMOSHTと、ＩＧＢＴ２のオン抵抗ＲIGBTHTとが、以下の関係を満たす。
ＲIGBTHT＜ＲMOSHT
つまり、高電流領域ＡHで動作して、半導体モジュール１の温度が高くなった場合、ＭＯＳＦＥＴ３の方がＩＧＢＴ２よりもオン抵抗の上昇率が高いため、ＭＯＳＦＥＴ３に電流がより流れにくくなる。そのため、オン抵抗がより小さく、面積が大きいＩＧＢＴ２に、電流が流れやすくなる。したがって、高電流領域ＡHで動作したとき、半導体モジュール１が高温になっても、面積が大きいＩＧＢＴ２に電流を主に流し続けることができ、半導体モジュール１の損失が低い状態を維持できる。
以上のごとく、本態様によれば、製造コストを低減でき、より損失を低減できる半導体モジュールを提供することができる。
なお、本形態では、ＭＯＳＦＥＴ３を構成するワイドバンドギャップ半導体としてＳｉＣを用いたが、本発明はこれに限るものではなく、ＧａＮやダイヤモンド等を用いることもできる。
また、図１に示すごとく、本形態の半導体モジュール１は、ＩＧＢＴ２とＭＯＳＦＥＴ３をそれぞれ１個内蔵しているが、本発明はこれに限るものではない。すなわち、図７に示すごとく、ＩＧＢＴ２とＭＯＳＦＥＴ３をそれぞれ２個内蔵し、上アームと下アームとにおいて、それぞれ、ＩＧＢＴ２及びＭＯＳＦＥＴ３を並列接続してもよい。
以下の実施形態においては、図面に用いた符号のうち、実施形態１において用いた符号と同一のものは、特に記さない限り、実施形態１と同様の構成要素等を表す。
（実施形態２）
本形態は、半導体モジュール１内の回路構成を変更した例である。図８に示すごとく、本形態では、ＭＯＳＦＥＴ３にダイオード５を逆並列接続してある。このダイオード５は、ワイドバンドギャップ半導体（ＳｉＣ）からなるショットキーバリアダイオードである。
図９に示すごとく、本形態では、ＩＧＢＴ２の面積ＳIGBTと、ＭＯＳＦＥＴ３の面積ＳMOSと、ダイオード５の面積ＳDIとが、以下の関係を満たす。
ＳIGBT＞ＳMOS＞ＳDI
また、本形態では、実施形態１と同様に、半導体モジュール１を用いて、電力変換装置１（図６参照）を構成してある。この電力変換装置１の一部の回路図を、図１１、図１２に示す。図１１に示すごとく、例えば上アームの半導体素子１Hをオンすると、電流がＩＧＢＴ２及びＭＯＳＦＥＴ３を流れ、交流負荷８０に流れる。その後、図１２に示すごとく、上アームの半導体素子１Hをオフすると、交流負荷８０のインダクタンスの影響により、下アームのダイオード５Lに還流電流ＩFが流れる。また、下アームのボディダイオード３０Lにも、僅かに還流電流ＩFが流れる。本形態では、還流電流ＩFが発生するときに、ＭＯＳＦＥＴ３（図では下アームのＭＯＳＦＥＴ３L）をオンする。これにより、還流電流ＩFをＭＯＳＦＥＴ３に流すよう構成してある。
図１０に、電力変換装置１のタイミング図の一部を示す。同図に示すごとく、上アームのＩＧＢＴ２H及びＭＯＳＦＥＴ３Hを所定期間（ｔ０〜ｔ１、ｔ４〜ｔ５）オンすると、その期間、電流ＩH（図１１参照）が流れる。また、例えば時刻ｔ１においてＩＧＢＴ２H及びＭＯＳＦＥＴ３Hをオフし、所定時間が経過した後、時刻ｔ２において、下アームのＭＯＳＦＥＴ３Lをオンする。さらに、時刻ｔ３においてＭＯＳＦＥＴ３Lをオフし、所定時間経過した後、時刻ｔ４において、上アームのＩＧＢＴ２H、及びＭＯＳＦＥＴ３Hを再びオンする。このような動作を繰り返す。これらのオンオフ動作は、上記制御回路部６０（図６参照）によって制御される。
ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４の間（デッドタイム）は、還流電流ＩFは、主にダイオード５を流れる。また、時刻ｔ２〜ｔ３の間は、下アームのＭＯＳＦＥＴ３Lがオンしているため、還流電流ＩFは、オン抵抗が小さいＭＯＳＦＥＴ３Lを主に流れる。
本形態の作用効果について説明する。本形態では、図８に示すごとく、ＭＯＳＦＥＴ３にダイオード５を逆並列接続してある。そのため、還流電流ＩFを低抵抗でより多く流すことが可能になる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ３のボディダイオード３０に流すことができる電流の量は少ない。そのため、実施形態１（図１参照）のように、ダイオード５を設けないことも可能であるが、この場合、充分な量の還流電流ＩFを流すと、抵抗値が高いため、損失が増えることが考えられる。これに対して、本形態のように別部品のダイオード５を設ければ、還流電流ＩFを充分に流すことが可能になる。
また、本形態では、ダイオード５を、ワイドバンドギャップ半導体からなるショットキーバリアダイオードとしている。ショットキーバリアダイオードは、リカバリ電流が流れない。そのため、ショットキーバリアダイオードを用いることにより、リカバリ損失を低減することが可能になる。
また、本形態では、低損失を目的にＭＯＳＦＥＴにも積極的に還流電流を流すため、ＩＧＢＴ２の面積ＳIGBTと、ＭＯＳＦＥＴ３の面積ＳMOSと、ダイオード５の面積ＳDIとが以下の関係を満たすよう構成してある。
ＳIGBT＞ＳMOS＞ＳDI
そのため、ダイオード５の面積ＳDIを小さくすることができ、半導体モジュール１の製造コストを低減できる。また、還流電流は、ダイオード５よりも抵抗が小さいＭＯＳＦＥＴ３を流れるので、損失を低減することもできる。
また、本形態の制御回路部６０（図６参照）は、還流電流が流れる期間に、ＭＯＳＦＥＴ３をオンして、該ＭＯＳＦＥＴ３に還流電流が流れるよう構成してある。
このようにすると、ＭＯＳＦＥＴ３に還流電流ＩFを流せるため、ダイオード５の面積を充分小さくすることができ、半導体モジュール１の製造コストを低減できる。また、還流電流はダイオード５よりも抵抗が小さいＭＯＳＦＥＴ３を流れるので、損失を低減することもできる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
（実施形態３）
本形態は、ＭＯＳＦＥＴ３とダイオード５の面積の関係を変更した例である。図１３に示すごとく、本形態の半導体モジュール１は、ＩＧＢＴ２の面積ＳIGBTと、ダイオード５の面積ＳDIと、ＭＯＳＦＥＴ３の面積ＳMOSとが、以下の関係を満たすよう構成されている。
ＳIGBT＞ＳDI＞ＳMOS
また、本形態では、実施形態２と同様に、ダイオード５として、ワイドバンドギャップ半導体からなるショットキーバリアダイオードを用いている。
また、本形態では、実施形態１、２と同様に、半導体モジュール１を用いて電力変換装置６を構成してある（図６参照）。図１５、図１６に、電力変換装置６の一部の回路図を示す。図１５に示すごとく、例えば上アームのＩＧＢＴ２H及びＭＯＳＦＥＴ３Hをオンすると、電流ＩHがこれらの素子を流れ、交流負荷８０に流れる。その後、図１６に示すごとく、上アームのＩＧＢＴ２H、及びＭＯＳＦＥＴ３Hをオフすると、還流電流ＩFが流れる。本形態の制御回路部６（図６参照）は、還流電流ＩFが流れる期間は、ＭＯＳＦＥＴ３をオンしないよう構成されている。そのため、還流電流ＩFは、ダイオード５Lに主に流れる。また、還流電流ＩFの一部は、ボディダイオード３０Lにも流れる。
次に、図１４に、電力変換装置６のタイミング図の一部を示す。同図に示すごとく、上アームのＩＧＢＴ２H及びＭＯＳＦＥＴ３Hをオンすると、この期間（ｔ０〜ｔ１、ｔ４〜ｔ５）は、電流ＩH（図１５参照）が流れる。また、上アームのＩＧＢＴ２H及びＭＯＳＦＥＴ３Hがオフしている期間（ｔ１〜ｔ４、ｔ５〜ｔ８）は、下アームのＭＯＳＦＥＴ３Lはオンされない。そのため、還流電流ＩFはＭＯＳＦＥＴ３Lには流れず、主にダイオード５Lに流れる。
本形態の作用効果について説明する。本形態では、図１３に示すごとく、ＩＧＢＴ２の面積ＳIGBTと、ダイオード５の面積ＳDIと、ＭＯＳＦＥＴ３の面積ＳMOSとが、以下の関係を満たすよう構成されている。
ＳIGBT＞ＳDI＞ＳMOS
そのため、製造コストが特に高い、ワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴ３を小型化でき、半導体モジュール１の製造コストを効果的に低減することができる。
また、本形態の制御回路部６０は、還流電流ＩFが流れている期間は、ＭＯＳＦＥＴ３をオンしないよう構成されている。
したがって、ＭＯＳＦＥＴ３に還流電流ＩFが流れないため、ＭＯＳＦＥＴ３を小型化しやすい。したがって、半導体素子１の製造コストを低減しやすい。また、上述したように本形態では、ダイオード５の面積ＳDIを、ＭＯＳＦＥＴ３の面積ＳMOSよりも大きくしている。そのため、ダイオード５の抵抗を低減でき、ダイオード５に充分に還流電流ＩFを流すことができる。したがって、ＭＯＳＦＥＴ３に還流電流ＩFが流れなくても大きな問題は生じにくい。
その他、実施形態２と同様の構成および作用効果を備える。
１ 半導体モジュール
２ ＩＧＢＴ
３ ＭＯＳＦＥＴ
４ 半導体素子対
ＡL 低電流領域
ＡH 高電流領域

Claims (5)

  1. 半導体モジュール（１）と、該半導体モジュールの動作制御を行う制御回路部（６０）とを備えた電力変換装置（６）であって、
    上記半導体モジュールは、
    シリコン半導体からなるＩＧＢＴ（２）と、
    上記シリコン半導体よりもバンドギャップが広いワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴ（３）とを備え、
    上記ＩＧＢＴと上記ＭＯＳＦＥＴとを互いに並列に接続して半導体素子対（４）を形成してあり、
    上記ＩＧＢＴの方が上記ＭＯＳＦＥＴよりも面積が大きく、
    上記ＭＯＳＦＥＴの方が上記ＩＧＢＴよりもオン抵抗が小さく、上記半導体素子対に流れる電流が相対的に低い低電流領域（ＡL）と、上記ＩＧＢＴの方が上記ＭＯＳＦＥＴよりもオン抵抗が小さく、上記低電流領域よりも上記半導体素子対に流れる電流が高い高電流領域（ＡH）との、２つの領域にわたって動作するよう構成されており、
    上記制御回路部は、還流電流が発生する期間に上記ＭＯＳＦＥＴをオンし、該ＭＯＳＦＥＴに上記還流電流を流すよう構成されている、電力変換装置。
  2. 上記ＭＯＳＦＥＴにダイオード（５）を逆並列接続してあり、
    上記ＩＧＢＴの面積Ｓ IGBT と、上記ダイオードの面積Ｓ DI と、上記ＭＯＳＦＥＴの面積Ｓ MOS とが、以下の関係を満たすよう構成されている、請求項１に記載の電力変換装置。
    Ｓ IGBT ＞Ｓ MOS ＞Ｓ DI
  3. 半導体モジュール（１）と、該半導体モジュールの動作制御を行う制御回路部（６０）とを備えた電力変換装置（６）であって、
    上記半導体モジュールは、
    シリコン半導体からなるＩＧＢＴ（２）と、
    上記シリコン半導体よりもバンドギャップが広いワイドバンドギャップ半導体からなるＭＯＳＦＥＴ（３）とを備え、
    上記ＩＧＢＴと上記ＭＯＳＦＥＴとを互いに並列に接続して半導体素子対（４）を形成してあり、
    上記ＩＧＢＴの方が上記ＭＯＳＦＥＴよりも面積が大きく、
    上記ＭＯＳＦＥＴの方が上記ＩＧＢＴよりもオン抵抗が小さく、上記半導体素子対に流れる電流が相対的に低い低電流領域（ＡL）と、上記ＩＧＢＴの方が上記ＭＯＳＦＥＴよりもオン抵抗が小さく、上記低電流領域よりも上記半導体素子対に流れる電流が高い高電流領域（ＡH）との、２つの領域にわたって動作するよう構成されており、
    上記ＭＯＳＦＥＴにダイオード（５）を逆並列接続してあり、
    上記ＩＧＢＴの面積Ｓ IGBT と、上記ダイオードの面積Ｓ DI と、上記ＭＯＳＦＥＴの面積Ｓ MOS とが、以下の関係を満たすよう構成されており、
    Ｓ IGBT ＞Ｓ DI ＞Ｓ MOS
    上記制御回路部は、還流電流が流れる期間に、上記ＭＯＳＦＥＴをオンしないよう構成されている、電力変換装置。
  4. 上記ダイオードは、上記ワイドバンドギャップ半導体からなるショットキーバリアダイオードである、請求項２又は３に記載の電力変換装置。
  5. 上記半導体モジュールが上記低電流領域において動作し、温度が相対的に低い状態では、上記ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗ＲMOSRTと、上記ＩＧＢＴのオン抵抗ＲIGBTRTとが以下の関係を満たし、
    ＲMOSRT＜ＲIGBTRT
    かつ、上記高電流領域において動作し、発熱によって、上記低電流領域において動作した場合よりも温度が高くなった状態では、上記ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗ＲMOSHTと、上記ＩＧＢＴのオン抵抗ＲIGBTHTとが、以下の関係を満たすよう構成されている、請求項１〜４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
    ＲIGBTHT＜ＲMOSHT
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