JP2022183861A - パワー半導体装置 - Google Patents
パワー半導体装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2022183861A JP2022183861A JP2021091366A JP2021091366A JP2022183861A JP 2022183861 A JP2022183861 A JP 2022183861A JP 2021091366 A JP2021091366 A JP 2021091366A JP 2021091366 A JP2021091366 A JP 2021091366A JP 2022183861 A JP2022183861 A JP 2022183861A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching element
- circuit
- semiconductor device
- power semiconductor
- threshold
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/08116—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit in composite switches
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/12—Modifications for increasing the maximum permissible switched current
- H03K17/127—Modifications for increasing the maximum permissible switched current in composite switches
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0006—Arrangements for supplying an adequate voltage to the control circuit of converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
- H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
- H03K17/0828—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in composite switches
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
- H03K2217/0036—Means reducing energy consumption
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
【課題】本開示は、パワー半導体装置の損失低減および短絡耐量の向上を目的とする。
【解決手段】本開示のパワー半導体装置101は、第1スイッチング素子SW1と、第1スイッチング素子SW1に並列接続された第1スイッチング素子SW1より短絡耐量が高い第2スイッチング素子SW2と、第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2を駆動する駆動回路23,24と、第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2に流れる電流の合計である対象電流を、第1閾値および第1閾値より大きい第2閾値と比較する判定回路25,26と、を備える。駆動回路23,24は、判定回路25,26により対象電流が第1閾値以上であると判定されると第1スイッチング素子SW1をオフ状態とし、判定回路25,26により対象電流が第2閾値以上であると判定されると第2スイッチング素子SW2をオフ状態とする。
【選択図】図1
【解決手段】本開示のパワー半導体装置101は、第1スイッチング素子SW1と、第1スイッチング素子SW1に並列接続された第1スイッチング素子SW1より短絡耐量が高い第2スイッチング素子SW2と、第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2を駆動する駆動回路23,24と、第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2に流れる電流の合計である対象電流を、第1閾値および第1閾値より大きい第2閾値と比較する判定回路25,26と、を備える。駆動回路23,24は、判定回路25,26により対象電流が第1閾値以上であると判定されると第1スイッチング素子SW1をオフ状態とし、判定回路25,26により対象電流が第2閾値以上であると判定されると第2スイッチング素子SW2をオフ状態とする。
【選択図】図1
Description
本開示は、パワー半導体装置に関する。
特許文献1には、並列接続されたSi-IGBTとSiC-MOSFETとを駆動する駆動装置が開示されている。Si-IGBTは半導体材料としてSiが用いられたIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)である。SiC-MOSFETは半導体材料としてSiCが用いられたMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)である。特許文献1の駆動装置は、Si-IGBTとSiC-MOSFETのいずれかに過電流が流れると、短絡耐量の低いSiC-MOSFETを先にオフ状態に切り替えることによりSiC-MOSFETを保護する。
特許文献1の駆動装置は、SiC-MOSFETをオフ状態に切り替えた後、Si-IGBTもオフ状態に切り替える。そのため、パワー半導体装置の短絡耐量が耐量の低いSiC-MOSFETによって制限されてしまう。
本開示は、上記の問題点を解決するためになされたものであり、パワー半導体装置の損失低減および短絡耐量の向上を目的とする。
本開示のパワー半導体装置は、第1スイッチング素子と、第1スイッチング素子に並列接続された第1スイッチング素子より短絡耐量が高い第2スイッチング素子と、第1スイッチング素子および第2スイッチング素子を駆動する駆動回路と、第1スイッチング素子および第2スイッチング素子に流れる電流の合計である対象電流を、第1閾値および第1閾値より大きい第2閾値と比較する判定回路と、を備え、駆動回路は、判定回路により対象電流が第1閾値以上であると判定されると第1スイッチング素子をオフ状態とし、判定回路により対象電流が第2閾値以上であると判定されると第2スイッチング素子をオフ状態とする。
本開示のパワー半導体装置によれば、第1閾値および第2閾値を適切に設定することにより、損失低減および短絡耐量の向上が実現する。
<A.実施の形態1>
<A-1.構成>
図1は、実施の形態1のパワー半導体装置101の構成を示している。パワー半導体装置101は、スイッチング部SWH,SWLと、制御回路CH,CLとを備える。スイッチング部SWHは上アームを構成する。スイッチング部SWLは下アームを構成する。制御回路CHはスイッチング部SWHを制御する。制御回路CLはスイッチング部SWLを制御する。図1には、パワー半導体装置101のV相の構成のみが示されている。U相、V相およびW相の各相において、スイッチング部SWHとスイッチング部SWLとは直列接続されている。
<A-1.構成>
図1は、実施の形態1のパワー半導体装置101の構成を示している。パワー半導体装置101は、スイッチング部SWH,SWLと、制御回路CH,CLとを備える。スイッチング部SWHは上アームを構成する。スイッチング部SWLは下アームを構成する。制御回路CHはスイッチング部SWHを制御する。制御回路CLはスイッチング部SWLを制御する。図1には、パワー半導体装置101のV相の構成のみが示されている。U相、V相およびW相の各相において、スイッチング部SWHとスイッチング部SWLとは直列接続されている。
スイッチング部SWHとスイッチング部SWLは同じ構成であるため、以下ではスイッチング部SWHの構成のみ説明する。スイッチング部SWHは第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2を備える。第1スイッチング素子SW1と第2スイッチング素子SW2とは並列接続されている。第1スイッチング素子SW1は第2スイッチング素子SW2より短絡耐量が小さい。本実施の形態において、第1スイッチング素子SW1はSiC-MOSFETであり、第2スイッチング素子SW2はSi-IGBTである。第1スイッチング素子SW1にはボディダイオードが形成されている。SiC-MOSFETのドレイン電極とSi-IGBTのコレクタ電極が接続され、SiC-MOSFETのソース電極とSi-IGBTのエミッタ電極が接続されている。なお、第1スイッチング素子SW1はSiC-MOSFETに限らず、SiC以外のワイドバンドギャップ半導体を用いたMOSFETであってもよい。
制御回路CHは、パワー半導体装置101の外部から入力された入力信号VINHに基づきスイッチング部SWHの第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2のゲート端子に制御信号を出力し、スイッチング部SWHの第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2のオン状態とオフ状態とを切り替える。
制御回路CHは、第1入力回路11、第2入力回路12、第1駆動回路13および第2駆動回路14を備える。第1入力回路11は、入力信号VINHを受け、第1駆動回路13へ入力される信号を生成する。第2入力回路12は、入力信号VINHを受け、第2駆動回路14へ入力される信号を生成する。第1駆動回路13は、第1入力回路11からの信号を受け、第1スイッチング素子SW1のゲート端子に制御信号を出力することにより、第1スイッチング素子SW1のオン状態とオフ状態とを切り替える。第2駆動回路14は、第2入力回路12からの信号を受け、第2スイッチング素子SW2のゲート端子に制御信号を出力することにより、第1スイッチング素子SW1のオン状態とオフ状態とを切り替える。
制御回路CLは、パワー半導体装置101の外部から入力された入力信号VINLに基づきスイッチング部SWLの第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2のゲート端子に制御信号を出力し、スイッチング部SWLの第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2のオン状態とオフ状態とを切り替える。
制御回路CLは、第1入力回路21、第2入力回路22、第1駆動回路23および第2駆動回路24に加えて、第1判定回路25、第2判定回路26、第1保護回路27および第2保護回路28を備える。第1入力回路21、第2入力回路22、第1駆動回路23および第2駆動回路24は、制御回路CHの第1入力回路11、第2入力回路12、第1駆動回路13および第2駆動回路14とそれぞれ同じ構成である。但し、第1入力回路21および第2入力回路22には第1保護回路27および第2保護回路28からの出力が入る。
第1判定回路25および第2判定回路26は、スイッチング部SWLの短絡状態を判定し、第1保護回路27および第2保護回路28にそれぞれ通知する。スイッチング部SWLの第1スイッチング素子SW1のソース電極と第2スイッチング素子SW2のエミッタ電極は、抵抗Rsを介してグランドに接続される。スイッチング部SWLにおいて第1スイッチング素子SW1と第2スイッチング素子SW2の並列接続体に流れる電流である対象電流により、抵抗Rsの両端に電圧降下が発生する。言い換えれば、抵抗Rsは対象電流を電圧に変換する。実施の形態1において対象電流は第1スイッチング素子SW1の主電流と第2スイッチング素子SW2の主電流の合計である。抵抗Rsにより変換された電圧は電圧信号VCINとして第1判定回路25および第2判定回路26に入力される。
第1判定回路25はコンパレータ251を備えて構成される。コンパレータ251の負極には閾値電圧Vref1が入力され、正極には電圧信号VCINが入力される。コンパレータ251は電圧信号VCINを閾値電圧Vref1と比較し、電圧信号VCINが閾値電圧Vref1以上になると、HIGHレベルの信号を出力する。この信号は第1保護回路27の入力端子Sに入力される。このように、第1判定回路25は電圧信号VCINが閾値電圧Vref1以上になったことをもってスイッチング部SWLが短絡状態にあることを判定し、その旨を第1保護回路27に通知する。言い換えれば、第1判定回路25は、対象電流が閾値電圧Vref1に対応する第1閾値以上になったことをもって短絡状態を判定する。実施の形態1において閾値電圧Vref1は、第1スイッチング素子SW1の定格電流に相当する対象電流によって抵抗Rsの両端に発生する電圧降下の値以上に設定される。
第2判定回路26はコンパレータ261を備えて構成される。コンパレータ261の負極には閾値電圧Vref2が入力され、正極には電圧信号VCINが入力される。コンパレータ261は電圧信号VCINを閾値電圧Vref2と比較し、電圧信号VCINが閾値電圧Vref2以上になると、HIGHレベルの信号を出力する。この信号は第2保護回路28の入力端子Sに入力される。このように、第2判定回路26は電圧信号VCINが閾値電圧Vref2以上になったことをもってスイッチング部SWLが短絡状態にあることを判定し、その旨を第2保護回路28に通知する。閾値電圧Vref2は閾値電圧Vref1よりも大きいため、第2判定回路26は第1判定回路25より遅れて短絡状態の判定を行う。言い換えれば、第2判定回路26は、対象電流が閾値電圧Vref2に対応する第2閾値以上になったことをもって短絡状態を判定する。実施の形態1において閾値電圧Vref2は、第2スイッチング素子SW2の定格電流に相当する対象電流によって抵抗Rsの両端に発生する電圧降下の値以上に設定される。
第1保護回路27はフィルタとラッチ回路271とを備えて構成される。フィルタはノイズによる誤判定を防ぐためのものである。ラッチ回路271は第1判定回路25による短絡判定を一定期間保持する。あるフィルタ時間後も電圧信号VCINが閾値電圧Vref1以上の場合に、ラッチ回路271は出力端子QからHIGHレベルの信号を出力し、第1入力回路21に短絡電流が発生していることを通知する。
第2保護回路28はフィルタとラッチ回路281を備えて構成される。フィルタはノイズによる誤判定を防ぐためのものである。ラッチ回路281は第2判定回路26による短絡判定を一定期間保持する。あるフィルタ時間後も電圧信号VCINが閾値電圧Vref2以上の場合に、ラッチ回路281は出力端子QからHIGHレベルの信号を出力し、第2入力回路22に短絡電流が発生していることを通知する。
第1入力回路21には、入力信号VINLとラッチ回路271からの出力信号とが入力される。ラッチ回路271の出力がLOWレベルの場合、第1入力回路21の出力信号VINL1は入力信号VINLを幾らか遅延したものとなる。ラッチ回路271の出力がHIGHレベルの場合、第1入力回路21の出力信号VINL1は入力信号VINLに関わらずLOWレベルとなる。第1駆動回路23は、LOWレベルの入力を受けるとLOWレベルの信号をスイッチング部SWLの第1スイッチング素子SW1のゲート端子に出力する。これにより、第1スイッチング素子SW1がオフ状態となる。
第2入力回路22には、入力信号VINLと、ラッチ回路281からの出力信号とが入力される。ラッチ回路281の出力がLOWレベルの場合、第2入力回路22の出力信号VINL2は入力信号VINLに同期し、入力信号VINLがLOWレベルならLOWレベル、入力信号VINLがHIGHレベルならHIGHレベルとなる。第2入力回路22では第1入力回路21と異なり入力信号に対して出力信号の遅延が生じないか、生じたとしても遅延量が第1入力回路21に比べて小さい。従って、スイッチング部SWLのオン時には第2スイッチング素子SW2が第1スイッチング素子SW1より先にオン状態になる。これにより、短絡耐量の低い第1スイッチング素子SW1に過電流が流れることを防ぐことができる。
ラッチ回路281の出力がHIGHレベルの場合、第2入力回路22の出力信号VINL2は入力信号VINLに関わらずLOWレベルとなる。第2駆動回路24は、LOWレベルの入力を受けるとLOWレベルの信号をスイッチング部SWLの第2スイッチング素子SW2のゲート端子に出力する。これにより、第2スイッチング素子SW2がオフ状態となる。上述の通り、第2判定回路26は第1判定回路25に遅れて短絡状態の判定を行うため、第2スイッチング素子SW2は、第1スイッチング素子SW1よりも遅れてオフ状態になる。これにより、短絡耐量の低い第1スイッチング素子SW1に過電流が流れることを防ぐことができる。
ラッチ回路271,281の出力端子Qから出力されるHIGHレベルの信号を短絡通知信号とも称する。短絡通知信号の出力から一定期間後、ラッチ回路271,281のリセット端子Rにはリセット信号が入力される。これにより、ラッチ回路271,281の出力端子Qの信号はHIGHレベルからLOWレベルに変化する。言い換えれば、第1保護回路27および第2保護回路28は短絡判定を解除する。そして、スイッチング部SWLは通常のスイッチング動作に復帰する。
<A-2.動作>
図2および図3は、パワー半導体装置101の短絡動作時のシーケンスを示している。図2は、短絡電流が大きくスイッチング部SWLの第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2が共にオフ状態となる場合を示している。
図2および図3は、パワー半導体装置101の短絡動作時のシーケンスを示している。図2は、短絡電流が大きくスイッチング部SWLの第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2が共にオフ状態となる場合を示している。
短絡電流が第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2に発生すると、第1スイッチング素子SW1に発生した短絡電流と、第2スイッチング素子SW2に発生した短絡電流の和が抵抗Rsに流れ、抵抗Rsの両端に電圧降下が発生する。この電圧降下に相当する電圧値が電圧信号VCINとなって第1判定回路25および第2判定回路26に入力される。電圧信号VCINが閾値電圧Vref1以上になると、第1判定回路25がHIGHレベルの信号を出力する。第1判定回路25の出力が一定期間HIGHレベルを続けると、すなわち電圧信号VCINが閾値電圧Vref1以上である期間が一定期間継続すると、第1保護回路27はHIGHレベルの信号、すなわち短絡通知信号を第1入力回路21に出力する。これにより、第1入力回路21の出力はLOWレベルとなり、第1駆動回路23の出力はLOWレベルとなる。その結果、第1スイッチング素子SW1はオフ状態になる。
その後、短絡電流が増加して電圧信号VCINが閾値電圧Vref2以上になると、第2判定回路26がHIGHレベルの信号を出力する。第2判定回路26の出力が一定期間HIGHレベルを続けると、すなわち電圧信号VCINが閾値電圧Vref2以上である期間が一定期間継続すると、第2保護回路28はHIGHレベルの信号、すなわち短絡通知信号を第2入力回路22に出力する。これにより、第2入力回路22の出力はLOWレベルとなり、第2駆動回路24の出力はLOWレベルとなる。その結果、第2スイッチング素子SW2はオフ状態になる。ここで、短絡電流が発生してから第1スイッチング素子SW1がオフ状態になるまでの時間T1は、短絡電流が発生してから第2スイッチング素子SW2がオフ状態になるまでの時間T2より短い。
図3は、短絡電流が図2の例よりも小さく、スイッチング部SWLの第1スイッチング素子SW1のみがオフ状態となる場合を示している。Vref1<VCIN<Vref2となる場合、パワー半導体装置101は第1スイッチング素子SW1のみをオフ状態とし、第2スイッチング素子SW2のみ通電する。
<A-3.効果>
実施の形態1のパワー半導体装置101は、第1スイッチング素子SW1と、第1スイッチング素子SW1に並列接続された第1スイッチング素子SW1より短絡耐量が高い第2スイッチング素子SW2と、第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2を駆動する駆動回路23,24と、第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2に流れる電流の合計である対象電流を、第1閾値および第1閾値より大きい第2閾値と比較する判定回路25,26と、を備え、駆動回路23,24は、判定回路25,26により対象電流が第1閾値以上であると判定されると第1スイッチング素子SW1をオフ状態とし、判定回路25,26により対象電流が第2閾値以上であると判定されると第2スイッチング素子SW2をオフ状態とする。従って、パワー半導体装置101によれば、判定回路25,26における第1閾値および第2閾値を適切に設定することによって、短絡電流が流れた際には第1スイッチング素子SW1のみを遮断することができる。その結果、短絡耐量の低い第1スイッチング素子SW1の破壊を防ぎつつ、パワー半導体装置101全体の短絡耐量を第2スイッチング素子SW2によって決定することができる。その結果、パワー半導体装置101全体の短絡耐量を高く設計することが容易となる。
実施の形態1のパワー半導体装置101は、第1スイッチング素子SW1と、第1スイッチング素子SW1に並列接続された第1スイッチング素子SW1より短絡耐量が高い第2スイッチング素子SW2と、第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2を駆動する駆動回路23,24と、第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2に流れる電流の合計である対象電流を、第1閾値および第1閾値より大きい第2閾値と比較する判定回路25,26と、を備え、駆動回路23,24は、判定回路25,26により対象電流が第1閾値以上であると判定されると第1スイッチング素子SW1をオフ状態とし、判定回路25,26により対象電流が第2閾値以上であると判定されると第2スイッチング素子SW2をオフ状態とする。従って、パワー半導体装置101によれば、判定回路25,26における第1閾値および第2閾値を適切に設定することによって、短絡電流が流れた際には第1スイッチング素子SW1のみを遮断することができる。その結果、短絡耐量の低い第1スイッチング素子SW1の破壊を防ぎつつ、パワー半導体装置101全体の短絡耐量を第2スイッチング素子SW2によって決定することができる。その結果、パワー半導体装置101全体の短絡耐量を高く設計することが容易となる。
<B.実施の形態2>
<B-1.構成>
図4は、実施の形態2のパワー半導体装置102の構成を示している。パワー半導体装置102は、実施の形態1のパワー半導体装置101と同様、スイッチング部SWH,SWLと、制御回路CH,CLとを備えるが、図4には下アームに関するスイッチング部SWLおよび制御回路CLの構成のみを示している。パワー半導体装置102の上アームに関するスイッチング部SWHおよび制御回路CHの構成は、パワー半導体装置101におけるものと同様である。
<B-1.構成>
図4は、実施の形態2のパワー半導体装置102の構成を示している。パワー半導体装置102は、実施の形態1のパワー半導体装置101と同様、スイッチング部SWH,SWLと、制御回路CH,CLとを備えるが、図4には下アームに関するスイッチング部SWLおよび制御回路CLの構成のみを示している。パワー半導体装置102の上アームに関するスイッチング部SWHおよび制御回路CHの構成は、パワー半導体装置101におけるものと同様である。
パワー半導体装置102のスイッチング部SWLにおいて、第1スイッチング素子SW1はメインセルSW11とセンスセルSW12に分けられる。そして、センスセルSW12の電流と第2スイッチング素子SW2のセンス電流の合計値が、抵抗Rsenseによって電圧値に変換され、電圧信号VCINとなる。これ以外の点で、パワー半導体装置102は実施の形態1のパワー半導体装置101と同様である。
<B-2.効果>
すなわち、実施の形態2のパワー半導体装置102において、判定回路25,26における判定に用いられる電圧信号VCINの基となる対象電流は、第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2に流れるセンス電流の合計である。これにより、パワー半導体装置102は電圧信号VCINを自身の内部で生成することができる。そのため、パワー半導体装置102によれば、実施の形態1のパワー半導体装置101の効果に加えて、外部入力端子を削減することができる。
すなわち、実施の形態2のパワー半導体装置102において、判定回路25,26における判定に用いられる電圧信号VCINの基となる対象電流は、第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2に流れるセンス電流の合計である。これにより、パワー半導体装置102は電圧信号VCINを自身の内部で生成することができる。そのため、パワー半導体装置102によれば、実施の形態1のパワー半導体装置101の効果に加えて、外部入力端子を削減することができる。
<C.実施の形態3>
<C-1.構成>
実施の形態3のパワー半導体装置は、図1に示した実施の形態1のパワー半導体装置101、または図2に示した実施の形態2のパワー半導体装置102と同様の構成である。実施の形態1,2では、スイッチング部SWLにおける第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2の並列接続体に短絡電流などの過電流が流れる場合に、第1スイッチング素子SW1を優先的にオフ状態とすることについて説明した。この第1スイッチング素子SW1を優先的にオフ状態とする動作は、過電流が流れる場合に限らずパワー半導体装置の通常のスイッチング動作時にも有効である。そこで、実施の形態3では、第1判定回路25における閾値電圧Vref1がスイッチング部SWLの短絡動作ではなく通常の動作領域に設定される。
<C-1.構成>
実施の形態3のパワー半導体装置は、図1に示した実施の形態1のパワー半導体装置101、または図2に示した実施の形態2のパワー半導体装置102と同様の構成である。実施の形態1,2では、スイッチング部SWLにおける第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2の並列接続体に短絡電流などの過電流が流れる場合に、第1スイッチング素子SW1を優先的にオフ状態とすることについて説明した。この第1スイッチング素子SW1を優先的にオフ状態とする動作は、過電流が流れる場合に限らずパワー半導体装置の通常のスイッチング動作時にも有効である。そこで、実施の形態3では、第1判定回路25における閾値電圧Vref1がスイッチング部SWLの短絡動作ではなく通常の動作領域に設定される。
図5は、第1スイッチング素子SW1および第2スイッチング素子SW2に流れる電流とオン電圧との関係を示している。オン電圧は、第1スイッチング素子SW1においてドレイン-ソース間オン電圧VDS(on)であり、第2スイッチング素子SW2においてコレクタ-エミッタ間飽和電圧VCE(sat)である。図5において、IRは第1スイッチング素子SW1の定格電流であり、I1は定格電流IRより小さい予め定められた電流値であり、I2は定格電流IRの2倍の電流を示している。
図5において、同一電流に対して第1スイッチング素子SW1のドレイン-ソース間オン電圧VDS(on)が第2スイッチング素子SW2のコレクタ-エミッタ間飽和電圧VCE(sat)より小さくなる領域を低電流領域Aとし、低電流領域Aにおける上限電流をI1とする。低電流領域AではMOSFETのオン抵抗がIGBTのオン抵抗よりも小さいため、IGBTよりMOSFETに電流が多く流れる。
一方、同一電流に対して第1スイッチング素子SW1のドレイン-ソース間オン電圧VDS(on)が第2スイッチング素子SW2のコレクタ-エミッタ間飽和電圧VCE(sat)より大きくなる領域を高電流領域と称する。低電流領域Aは、パワー半導体装置の使用動作条件下において損失改善に最も寄与する。従って、第1スイッチング素子SW1がオン抵抗の小さいSiC-MOSFETなどのワイドバンドギャップ素子である場合、低電流領域Aでは第1スイッチング素子SW1に電流を多く流すことで、パワー半導体装置としての損失が改善される。
また、高電流領域では第2スイッチング素子SW2であるSi-IGBTに多くの電流が流れるため、第1スイッチング素子SW1にワイドバンドギャップ半導体ヲ用いることによる損失改善効果は小さい。
従って、実施の形態3では、第1判定回路25における閾値電圧Vref1がI1に相当する値に設定される。すなわち、実施の形態3として実施の形態1の構成を採用する場合は、Vref1=I1×Rsとする。また、実施の形態3として実施の形態2の構成を採用する場合は、Vref1=I1×Rsenseとする。これにより、損失改善に寄与しない高電流領域では第1スイッチング素子であるSiC-MOSFETが積極的にオンしないように制御される。その結果、短絡耐量の低いデバイスの過電流に対する耐量を向上できる。
なお、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。
11 第1入力回路、12 第2入力回路、13 第1駆動回路、14 第2駆動回路、21 第1入力回路、22 第2入力回路、23 第1駆動回路、24 第2駆動回路、25 第1判定回路、26 第2判定回路、27 第1保護回路、28 第2保護回路、101,102 パワー半導体装置、251,261 コンパレータ、271,281 ラッチ回路、CH,CL 制御回路、SW1 第1スイッチング素子、SW2 第2スイッチング素子、SWH,SWL スイッチング部。
Claims (5)
- 第1スイッチング素子と、
前記第1スイッチング素子に並列接続された前記第1スイッチング素子より短絡耐量が高い第2スイッチング素子と、
前記第1スイッチング素子および前記第2スイッチング素子を駆動する駆動回路と、
前記第1スイッチング素子および前記第2スイッチング素子に流れる電流の合計である対象電流を、第1閾値および前記第1閾値より大きい第2閾値と比較する判定回路と、を備え、
前記駆動回路は、前記判定回路により前記対象電流が前記第1閾値以上であると判定されると前記第1スイッチング素子をオフ状態とし、前記判定回路により前記対象電流が前記第2閾値以上であると判定されると前記第2スイッチング素子をオフ状態とする、
パワー半導体装置。 - 前記対象電流は、前記第1スイッチング素子および前記第2スイッチング素子に流れる主電流の合計である、
請求項1に記載のパワー半導体装置。 - 前記対象電流は、前記第1スイッチング素子および前記第2スイッチング素子に流れるセンス電流の合計である、
請求項1に記載のパワー半導体装置。 - 前記判定回路は、前記対象電流を前記第1閾値と比較する第1判定回路と、前記対象電流を前記第2閾値と比較する第2判定回路とを含む、
請求項1から請求項3のいずれか1項に記載のパワー半導体装置。 - 前記第1スイッチング素子は半導体材料としてワイドバンドギャップ半導体を用いた、
請求項1から請求項4のいずれか1項に記載のパワー半導体装置。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2021091366A JP2022183861A (ja) | 2021-05-31 | 2021-05-31 | パワー半導体装置 |
US17/682,227 US11683032B2 (en) | 2021-05-31 | 2022-02-28 | Power semiconductor device |
DE102022107989.9A DE102022107989A1 (de) | 2021-05-31 | 2022-04-04 | Leistungshalbleitervorrichtung |
CN202210581242.9A CN115483914A (zh) | 2021-05-31 | 2022-05-26 | 功率半导体装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2021091366A JP2022183861A (ja) | 2021-05-31 | 2021-05-31 | パワー半導体装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2022183861A true JP2022183861A (ja) | 2022-12-13 |
Family
ID=83997135
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2021091366A Pending JP2022183861A (ja) | 2021-05-31 | 2021-05-31 | パワー半導体装置 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US11683032B2 (ja) |
JP (1) | JP2022183861A (ja) |
CN (1) | CN115483914A (ja) |
DE (1) | DE102022107989A1 (ja) |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP6583119B2 (ja) * | 2016-04-19 | 2019-10-02 | 株式会社デンソー | 電力変換装置 |
JP6919292B2 (ja) | 2016-04-19 | 2021-08-18 | 株式会社デンソー | スイッチング素子の駆動回路 |
JP6844587B2 (ja) | 2018-06-08 | 2021-03-17 | 株式会社デンソー | 駆動回路 |
JP7052757B2 (ja) | 2019-03-01 | 2022-04-12 | 株式会社デンソー | スイッチの駆動装置 |
JP7205388B2 (ja) * | 2019-06-03 | 2023-01-17 | 株式会社デンソー | 誘導性負荷制御装置 |
-
2021
- 2021-05-31 JP JP2021091366A patent/JP2022183861A/ja active Pending
-
2022
- 2022-02-28 US US17/682,227 patent/US11683032B2/en active Active
- 2022-04-04 DE DE102022107989.9A patent/DE102022107989A1/de active Pending
- 2022-05-26 CN CN202210581242.9A patent/CN115483914A/zh active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20220385285A1 (en) | 2022-12-01 |
DE102022107989A1 (de) | 2022-12-01 |
US11683032B2 (en) | 2023-06-20 |
CN115483914A (zh) | 2022-12-16 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7180762B2 (en) | Cascoded rectifier | |
US7570086B2 (en) | Switching element drive circuit | |
JP2018198529A (ja) | 半導体デバイスおよびそれを含む電子回路 | |
US20150155863A1 (en) | Semiconductor apparatus | |
US10804791B2 (en) | Driver circuit, circuit arrangement comprising a driver circuit, and inverter comprising a circuit arrangement | |
JP2004521585A (ja) | 高い動作電圧において開閉するための開閉装置 | |
JP2013126278A (ja) | 半導体装置 | |
US9571088B2 (en) | Semiconductor device | |
JP2012526381A (ja) | 非負の温度係数及び関連した制御回路を有するワイド・バンドギャップ・バイポーラ・ターンオフ・サイリスタ | |
US11290102B2 (en) | Protection of a field-effect transistor, which is operated in a switching mode, against an overload current | |
US20190296731A1 (en) | Driving device and power module | |
EP3996276A1 (en) | Power semiconductor switch clamping circuit | |
JP2003069401A (ja) | 半導体電力変換装置 | |
US8670220B2 (en) | Protection circuit for a cascode switch, and a method of protecting a cascode switch | |
CN112636606A (zh) | 为低电压至高电压应用提供双向功率流和功率调节的系统 | |
JP7132099B2 (ja) | 電力変換装置 | |
JP5682587B2 (ja) | 半導体装置 | |
JP2022183861A (ja) | パワー半導体装置 | |
JP5704105B2 (ja) | 半導体装置 | |
CN110661515A (zh) | 一种碳化硅mosfet的栅极驱动器 | |
WO2024047868A1 (ja) | ゲート駆動装置 | |
JP3918778B2 (ja) | 保護回路 | |
CN220525956U (zh) | 固态断路器故障检测装置和包含其的固态断路器 | |
JP2016131465A (ja) | ゲート駆動回路 | |
WO2021199738A1 (ja) | 判定装置及びそれを備えるスイッチシステム |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20230713 |