JP2002044934A - 半導体電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】半導体電力変換装置に用いられる半導体スイッ
チング素子に大きな電圧が急に印加されても確実に過電
圧から保護する。 【解決手段】絶縁ゲートを有する半導体スイツチング素
子の第１の主端子とゲート回路との間、あるいは第１の
主端子と第２の主端子との間に、互いに直列に接続され
る第１及び第２の分圧回路とを備え、第１及び第２の分
圧回路の直列接続点の電位によって絶縁ゲートの電位を
コントロールし、第１の分圧回路のインピーダンスの値
を第２の分圧回路のインピーダンスの値で割った商の値
が、周波数が高くなるほど低下するようにする。 【効果】電圧の立ち上がりの初期から大きな充電電流に
より絶縁ゲートを充電できるので、電圧を確実にクラン
プできる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は半導体電力変換装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以
下ＩＧＢＴ（Insulated Gate BipolarTransistorの略
記）と記す）を電力変換装置に適用した場合、ターンオ
フ時に配線インダクタンスに蓄えられていたエネルギー
によってサージ電圧が印加される。ターンオフ時のサー
ジ電圧などの過電圧印加による素子破壊を防止する方式
として、例えば、ＩＥＥＥ，ＩＡＳ・国際会議１９９８
会議資料「SeriesConnection of High Voltage IGBT Mo
dules 」で紹介されるようにコレクタ電圧を抵抗などで
分圧し、分圧した点の電位をゲート電圧指令値とするこ
とにより過電圧を抑制するアクティブゲート制御方式が
知られている。

【０００３】通常、本制御方式では、図２に示すように
ＩＧＢＴのゲート電圧が分圧点の電圧となるよう、分圧
点とＩＧＢＴのゲート間をバッファ回路を介して接続す
る。ＩＧＢＴがオン状態の時にオンオフパルス発生器７
が負電位を出力すると、ゲート抵抗８を介してＩＧＢＴ
のゲートに蓄えられた電荷が引き抜かれてゲート電圧が
低下し始め、ターンオフ状態に移行しコレクタ電圧が上
昇する。主配線の漏れインダクタンスに蓄えられたエネ
ルギーにより、サージ過電圧が印加されるような状況に
おいても、本制御方式を用いれば、コレクタ電圧に応じ
た分圧点の電位の上昇に追随して、ゲート−エミッタ間
電圧(ゲート電圧)も高くなり、ＩＧＢＴのインピーダン
スが低下するので、コレクタ電圧の上昇をクランプし
て、素子を過電圧破壊から保護することが可能である。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかし、大容量のＩＧ
ＢＴはゲート容量が大きく、ゲート容量とＩＧＢＴ素子
内部のゲート抵抗のＣＲ時定数に起因するゲートの充電
の遅れなどが無視できなくなり、分圧点の電位にゲート
電位を瞬時に追随させることが困難となる。特に、ター
ンオフ時のコレクタ電圧の上昇率（ｄｖ／ｄｔ）が大き
いと、コレクタ電圧の分圧点の電位（ゲート電圧指令
値）へのゲートの電位のコントロールが間に合わずに、
過電圧保護に失敗する可能性がある。また、素子破壊に
はいたらなくても、図４に示すように、コレクタ電圧３
４に対してゲート電圧３５の制御が遅れることにより、
コレクタ電圧の振動を引き起こすこともある。

【０００５】本発明は、上記の課題に鑑みてなされたも
ので、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子に大きな電
圧が、急に印加された場合においても確実に過電圧保護
を実現する半導体電力変換装置を提供する。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明による半導体電力
変換装置は、絶縁ゲートと第１の主端子と第２の主端子
とを有する半導体スイッチング素子と、この絶縁ゲート
に半導体スイッチング素子をオンオフ制御するための信
号を与えるゲート回路とを備える。さらに、この半導体
電力変換装置は、半導体スイッチング素子の第１の主端
子とゲート回路との間、あるいは半導体スイッチング素
子の第１の主端子と第２の主端子との間に、互いに直列
に接続される第１及び第２の分圧回路を備える。第１及
び第２の分圧回路の直列接続点の電位によって絶縁ゲー
トの電位をコントロールする。ここで、第１の分圧回路
のインピーダンスの値を第２の分圧回路のインピーダン
スの値で割った商の値が、周波数が高くなるほど低下す
る。

【０００７】本発明によれば、第１の分圧回路のインピ
ーダンスの値を第２の分圧回路のインピーダンスの値で
割った商の値が周波数が高くなるほど低下するので、半
導体スイッチング素子の第１および第２の主端子間に印
加される電圧の立ち上がりが大きいほど、絶縁ゲートに
与えられる電位が高くなる。従って、印加される電圧の
立ち上がりの初期から大きな充電電流により絶縁ゲート
を充電できるので、半導体スイッチング素子の第１およ
び第２の主端子間の電圧を確実にクランプできる。

【０００８】絶縁ゲートを有する半導体スイッチング素
子としては、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(Insul
ated Gate Bipolar Transistor，ＩＧＢＴと略記）やＭ
ＯＳ電界効果トランジスタ(Metal Oxide Field Effect
Transistor，MOSFETと略記）などが適用できる。ＩＧＢ
Ｔの場合、第１の主端子および第２の主端子は、それぞ
れコレクタ端子およびエミッタ端子である。MOSFETの場
合、第１の主端子および第２の主端子は、それぞれドレ
イン端子およびソース端子である。また、第１および第
２の分圧回路としては、抵抗，コンデンサ，インダクタ
ンスを組み合わせた各種回路を適用できるし、等価回路
的にそのような組み合わせた回路となるような各種回路
でも良い。

【０００９】本発明が適用される半導体電力変換装置と
しては、インバータ装置，コンバータ装置，直流送電用
など電力系統で用いられる各種電力変換装置などがあ
る。

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図面に基
づいて詳細に説明する。なお、実施例を説明する全図に
おいて、同一の機能を有するものには同一の符号をつけ
る。また、電位はエミッタを基準とする。なお、ＩＧＢ
Ｔのコレクタ−エミッタ間に過電圧が印加されるような
条件においては、コレクタ−エミッタ間電圧とコレクタ
−ゲート間電圧はほぼ等しいので、以後は両者ともコレ
クタ電圧と呼ぶことにする。 （実施例１）まず、図１と図３を用いて半導体電力変換
装置の構成を説明する。図３は本発明を適用する半導体
電力変換装置の主要部を、図１は図３のアーム２０の主
要部を示す。アームの構成は次の通りである。ＩＧＢＴ
１に逆並列に環流ダイオード２を接続する。また、ＩＧ
ＢＴ１のゲートには、ゲート抵抗８を経由して、スイッ
チング指令用のオンオフ信号を発生するオンオフパルス
発生器７を接続する。パルス発生器７には電源１３より
電力を供給する。ＩＧＢＴ１のコレクタ端子とゲートド
ライバ内の配線１３Ｎの間には、高圧側分圧抵抗体３及
び低圧側分圧抵抗体が接続されている。さらに、高圧側
分圧抵抗体３に並列にコンデンサ５が接続される。分圧
点９とＩＧＢＴ１のゲートは、バッファ回路６を介して
接続される。バッファ回路６は、図１７に示すような、
ｎｐｎトランジスタ６１とｐｎｐトランジスタ６２をコ
ンプリメンタリに接続し、入力電位（分圧点９の電位）
が出力電位(ＩＧＢＴ１のゲートの電位)より高い時はｎ
ｐｎトランジスタ６１がオンしてかつｐｎｐトランジス
タ６２がオフしてＩＧＢＴ１のゲートに電荷を充電す
る。一方入力電位が低い時は、ｐｎｐトランジスタ６２
がオンしてかつｎｐｎトランジスタ６１がオフしてＩＧ
ＢＴ１のゲートの電荷を放電する。入力電位と出力電位
の差が大きいほど充電及び放電電流は大きい。なお、バ
ッファ回路の構成は図１７に限らず、トランジスタやＭ
ＯＳ−ＦＥＴやＦＥＴをエミッタフォロアもしくはソー
スフォロアに接続して、出力電圧を入力電圧にコントロ
ールし、かつ入出力電圧の差が大きいほど充放電電流が
大きくなる回路であればどんな構成でも良い。

【００１１】半導体電力変換装置では、２直列接続され
たアーム２０が３並列され、それぞれ直流電圧源２１に
接続されている。対となったアームの各中点は、負荷２
２に接続されている。

【００１２】次に、動作を説明する。電源１３からパル
ス発生器７の動作に必要な電力を供給し、ＰＷＭやＰＡ
Ｍ制御により制御したドライブ信号をパルス発生器７よ
り発生させる。発生したドライブ信号をゲート抵抗８を
介してＩＧＢＴ１のゲートに入力してＩＧＢＴ１をオン
もしくはオフさせることにより、アーム２０をオンオフ
させて、交流電圧を作り出し、負荷２２に印加される。
アーム短絡を防止するため、対となったアームは同時に
オンさせない（例えば、アーム２０(Ｐ)とアーム２０
(Ｎ)）。

【００１３】ここでアーム２０(Ｎ)とアーム２０(Ｐ)を
交互にオンオフ制御して、アーム２０(Ｐ)へのドライブ
信号がオン状態、アーム２０(Ｎ)がオフ状態である時に
着目する。アーム２０(Ｐ)がオン状態において電流は、
直流電圧源２１からアーム２０(Ｐ)、インダクタンス負
荷２２といった経路で流れる。アーム２０(Ｐ)をターン
オフさせると、アーム２０(Ｐ)には、主回路（直流電圧
源２１→アーム２０(Ｐ)−アーム２０(Ｎ)→直流電圧源
２１）の経路に存在する配線インダクタンス２３に発生
する電圧が、直流電圧源２１の電圧に重畳される。した
がってアーム２０(Ｐ)を構成するＩＧＢＴ１のコレクタ
−エミッタ間の電圧が跳ね上がる。

【００１４】図５と図６を使って、ターンオフ時のＩＧ
ＢＴのコレクタ電圧及びゲート電圧波形をより詳細に説
明する。ＩＧＢＴ１がオンしている状況において、パル
ス発生器７よりオフ信号を発生させると（パルス発生器
７より負電位を出力する）、ＩＧＢＴ１のゲートに蓄え
られた電荷がゲート抵抗８を介して引き抜かれて、ＩＧ
ＢＴ１はターンオフ状態に移行して、コレクタの電位３
１が上昇する(図５)。図６のように、高圧側分圧抵抗体
３とコンデンサ５の並列体のインピーダンス９１は周波
数が高くなるほど低下し、低圧側分圧抵抗体４のインピ
ーダンスは周波数に依存しないので、分圧点９の電位９
３は、周波数が高くなるほど高くなる。したがって、コ
レクタ電圧のｄｖ／ｄｔが高くなるほど、ＩＧＢＴ１の
コレクタ電位の立ち上がり時点での分圧点９の電位３３
の跳ね上がりが大きくなる。分圧点９の電位３３の跳ね
上がりが大きいと、バッファ回路６の入出力電位の差が
大きくなるので、ＩＧＢＴ１のゲートは急速に充電され
て、コレクタ電圧に過電圧（配線インダクタンス２３に
発生する電圧に直流電圧源２１の電圧に重畳した電圧）
が印加される前に、ゲート電圧３２をしきい値まで上昇
させることが可能である。ゲート電圧３２がしきい値を
超えるとＩＧＢＴ１のインピーダンスが低下して、コレ
クタ電圧をクランプできる。さらに、コレクタ電圧のｄ
ｖ／ｄｔが大きいほどＩＧＢＴ１のコレクタ電圧の立ち
上がり時点での分圧点９の電位３３の跳ね上がりが大き
くなり、それに応じてＩＧＢＴ１のゲートへの充電速度
も速くなるので、コレクタ電圧のｄｖ／ｄｔが大きな場
合においても確実にコレクタ電圧をクランプできる。 （実施例２）第２の実施例は、図３に示す電力変換装置
のアーム２０が図７のような構成となる。本実施例は、
第１の実施例において、低圧側分圧抵抗４がエミッタ端
子の間よりゲートとドライバ内の配線１３Ｎに接続され
ていたのに対して、ＩＧＢＴ１のエミッタ電位に接続さ
れたことを特徴とする。実施例１ではコレクタ電圧とゲ
ート電圧の関係が図８の４２のようであったのに対し
て、実施例２ではコレクタ電圧とゲート電圧の関係が４
１のようになり、コレクタ電位に対するゲート電位が高
くなるので実施例１より、ＩＧＢＴのゲートへの充電量
が少なくすむ長所がある。 （実施例３）実施例１乃至２は、高圧側の分圧抵抗体に
コンデンサを接続したことを特徴としていたが、必ずし
も電気部品としてのコンデンサが接続されている必要は
なく、等価回路として実施例１から３と同等の回路とな
れば良い。例えば、巻線抵抗体４５などでは、巻線間に
コンデンサ成分５１が付随する（図９）のでこれを利用
してもよい。また、絶縁物５６中に導電粒子５５が分散
している抵抗体４６（図１０）、例えば厚膜抵抗体など
では導電粒子５５間に寄生容量５７が存在する。これら
の寄生容量が十分大きければ、コレクタ電圧のｄｖ／ｄ
ｔが大きい時に分圧抵抗体３のインピーダンスを低下さ
せることができ、実施例１と同等な動作をさせることが
可能である。

【００１５】絶縁物５６中に導電粒子５５が分散してい
る抵抗体（図１０）の等価回路はＣとＲの直並列回路で
示されるので、絶縁物５６中に導電粒子５５が分散して
いる抵抗体４６のインピーダンスの周波数特性は図６と
同等となり、図２の高圧側分圧抵抗３を絶縁物５６中に
導電粒子５５が分散している抵抗体４６に置き換えれ
ば、その等価回路は図１と同等となり、実施例１と同様
な動作が可能である。

【００１６】一方、巻線抵抗体４５では等価回路にＬが
存在するので、巻線抵抗体４５を図２の高圧側分圧抵抗
３と置き換えても、実施例１と同様な動作をするとはか
ぎらない。巻線抵抗体のインピーダンス９１の周波数特
性は図１１のようになる。巻線の間隔を狭くして寄生Ｃ
の容量を増やし、巻線数を少なくして寄生Ｌを小さくす
るなどの対策により、直流時のインピーダンスに対する
高周波でのインピーダンスの増加を無視できる程度（例
えば１０％以下）に抑え、かつ、コレクタ電圧のｄｖ／
ｄｔに相当する周波数領域において、インピーダンスが
直流時よりも低くなるようにすれば、実施例１と同様に
ＩＧＢＴ１のゲートへの充電を早めて、コレクタ電圧を
クランプする効果を期待できる。なお、ゲート電圧の低
下に伴いコレクタ電圧が上昇するので、コレクタ電圧の
立ち上がりは、ゲートの電荷の引き抜き速度によって決
まる。ゲートの電荷は、ゲート抵抗（素子内部のゲート
抵抗とドライバのゲート抵抗８）を経由して引き抜かれ
るので、ゲート電圧は、大略ゲート抵抗とゲート容量か
らなる時定数で低下する。コレクタ電圧はしきい値前後
のゲート電圧の変化により大きく変化するので、コレク
タ電圧の立ち上がりに相当する周波数はゲート容量とゲ
ート抵抗値からなる時定数の周期を持つ交流より高い。
したがって、ゲート容量とゲート抵抗体８のＣＲ時定数
の逆数よりも高い周波数において、抵抗体のインピーダ
ンスが直流時のインピーダンスよりも低下すればよい。 （実施例４）複数の電気部品により、コレクタ電圧が分
圧される場合、必ずしもすべての抵抗体に並列にコンデ
ンサが接続される必要はない。例えば、図１２では、分
圧抵抗３２には並列にコンデンサが接続されない。しか
し、図１３に示すように、分圧点より高圧側の分圧回路
（抵抗体３１，抵抗体３２，コンデンサ５）の合成イン
ピーダンス９１の周波数依存性は周波数が高くなるほど
低下し、分圧点の電位９は周波数が高くなるほど増大す
る。したがって、実施例１と同様に、確実にコレクタ電
圧をクランプできる。分圧点よりも高圧側の分圧回路の
合成インピーダンスを分圧点よりも低圧側の分圧回路の
合成インピーダンスで割った商の値すなわち、分圧点９
の電位が、周波数が高くなるほど低下するような分圧回
路であれば、分圧回路はどのような回路形態でもよい。 （実施例５）図１４は第５の実施例の回路方式を示す。
高圧側の分圧回路が容量を持たず（抵抗体３のみの場
合）、低圧側の分圧抵抗体に直列にインダクタンス１５
を接続すると、図１５に示すように、分圧点よりも高圧
側の分圧回路の合成インピーダンス９１は周波数によら
ず一定で、分圧点よりも低圧側の分圧回路の合成インピ
ーダンス９２は周波数とともに増加するので、分圧点よ
りも高圧側の分圧回路の合成インピーダンスを分圧点よ
りも低圧側の分圧回路の合成インピーダンスで割った商
の値、すなわち分圧点９の電位は、周波数が高くなるほ
ど低下する。したがって、実施例１と同様な効果を得る
ことができる。 （実施例６）図１６は第６の実施例の回路方式を示す。
実施例１乃至６はアームが１直列のＩＧＢＴで構成され
ているのに対し、ＩＧＢＴが多直列に接続されたことを
特徴とする。

【００１７】ゲート容量などの素子特性に違いがある素
子が直列に接続されたとする。ゲート容量が小さいなど
の原因によりターンオフのタイミングの早い素子は、他
の素子よりも早くターンオフするので、複数素子分の直
流電圧を背負うこととなり、１直列でのターンオフと比
べて急激にコレクタ電圧が上昇してしまう。

【００１８】しかし、本実施例の回路方式では、分圧点
の電圧がより高くなるので、IGBTのゲートへの充電開始
のタイミングもより早まり、コレクタ電圧の上昇を確実
にクランプして、直列接続したＩＧＢＴ間の電圧分担を
均等化することが可能となる。

【００１９】なお、アーム２０の構成が、実施例２乃至
４の構成の回路を直列接続した構成であっても、本実施
例と同様に直列接続によって生じた急激な電圧上昇を伴
う過電圧を抑制することができる。

【００２０】さらに、実施例１乃至５において、ＩＧＢ
Ｔ１は、パワーMOSFETなどＭＯＳゲートに印加する電圧
によりオンオフを制御する絶縁ゲート型半導体スイッチ
ング素子に置き換えても同様の効果を得ることができ
る。

【００２１】

【発明の効果】本発明によれば、確実にコレクタ電圧の
増大をクランプでき、過電圧保護機能を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例である電力変換器１アー
ム分の主要部である。

【図２】従来技術による電力変換器の１アーム分の主要
部である。

【図３】本発明を適用する電力変換器の主要部である。

【図４】従来技術によるＩＧＢＴの電流・電圧波形であ
る。

【図５】第１の実施例によるＩＧＢＴの電流・電圧波形
である。

【図６】本発明の第１の実施例の説明図である。

【図７】本発明の第２の実施例である電力変換器１アー
ム分の主要部である。

【図８】本発明の第１と第２の実施例である電力変換器
１アーム分の定常時のコレクタ電圧とゲート電圧の関係
を示す。

【図９】本発明の第３の実施例の説明図である。

【図１０】本発明の第３の実施例の説明図である。

【図１１】本発明の第３の実施例の説明図である。

【図１２】本発明の第４の実施例である電力変換器１ア
ーム分の主要部である。

【図１３】本発明の第４の実施例の説明図である。

【図１４】本発明の第５の実施例である電力変換器１ア
ーム分の主要部である。

【図１５】本発明の第５の実施例の説明図である。

【図１６】本発明の第６の実施例である電力変換器１ア
ーム分の主要部である。

【図１７】本発明の第１から６の実施例である電力変換
器の一部であるバッファ回路の構成例である。

【符号の説明】

１…ＩＧＢＴ、２…還流ダイオード、３…高圧側分圧抵
抗、４…低圧側分圧抵抗、５…高圧側分圧抵抗並列コン
デンサ、６…バッファ回路、７…オンオフパルス発生
器、８…ゲート抵抗、９…分圧点、１３オンオフパルス
発生器用電源、１５…インダクタンス、２０…アーム、
２０(Ｐ)…アーム２０(Ｎ)の対アーム、２０(Ｎ)…アー
ム２０(Ｐ)の対アーム、２１…直流電圧源、２２…イン
ダクタンス負荷、２３…寄生インダクタンス、３１…本
発明のＩＧＢＴのターンオフ時コレクタ電圧波形、３２
…本発明のＩＧＢＴのターンオフ時ゲート電圧波形、３
３…本発明のＩＧＢＴのターンオフ時分圧点の電圧波
形、３４…従来技術によるＩＧＢＴのターンオフ時コレ
クタ電圧波形、３５…従来技術によるＩＧＢＴのターン
オフ時ゲート電圧波形、３３…従来技術によるＩＧＢＴ
のターンオフ時分圧点の電圧波形、４１…図１の回路方
式における定常時のコレクタ電圧とゲート電圧の関係、
４２…図６の回路方式における定常時のコレクタ電圧と
ゲート電圧の関係、４３…図７の回路方式における定常
時のコレクタ電圧とゲート電圧の関係、４５…巻線抵抗
体、４６…絶縁物５６中に導電粒子５５が分散している
抵抗体、５１…巻線抵抗体内の寄生容量、５５…導電粒
子、５６…絶縁物、５７…絶縁物５６中に導電粒子５５
が分散している抵抗体の寄生容量、６１…ｎｐｎトラン
ジスタ、６２…ｐｎｐトランジスタ、９１…分圧点より
高圧側の分圧回路の合成インピーダンス、９２…分圧点
より低圧側の分圧回路の合成インピーダンス、９３…分
圧点の電位。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 酒井 洋満 茨城県日立市国分町一丁目１番１号 株式 会社日立製作所電機システム事業所内 (72)発明者 上田 茂太 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 Ｆターム(参考） 5H007 AA06 BB06 CA01 CB01 CB04 CB05 CC07 CC23 DA06 DB03 DC05 FA01 5H740 BA11 BB05 BB09 BB10 HH03 KK01 MM01

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】絶縁ゲートと第１の主端子と、第２の主端
   子と、を有する半導体スイッチング素子と、 前記絶縁ゲートに前記半導体スイッチング素子をオンオ
   フ制御するための信号を与えるゲート回路と、 前記第１の主端子と前記ゲート回路との間、あるいは前
   記第１の主端子と前記第２の主端子との間に、互いに直
   列に接続される第１及び第２の分圧回路と、を備え、 前記第１及び第２の分圧回路の直列接続点の電位によっ
   て前記絶縁ゲートの電位をコントロールし、 前記第１の分圧回路のインピーダンスの値を前記第２の
   分圧回路のインピーダンスの値で割った商の値が、周波
   数が高くなるほど低下する半導体電力変換装置。
2. 【請求項２】請求項１において、前記第１の分圧回路の
   前記インピーダンスの値が周波数が高くなるほど低下
   し、前記第２の分圧回路の前記インピーダンスの値が一
   定である半導体電力変換装置。
3. 【請求項３】請求項１において、周波数が高くなるほ
   ど、前記第１の分圧回路の前記インピーダンスの値が一
   定であり、前記第２の分圧回路の前記インピーダンスの
   値が増加する半導体電力変換装置。
4. 【請求項４】請求項１または請求項２において、前記第
   １の分圧回路が、抵抗体とコンデンサの並列接続を有す
   る半導体電力変換装置。
5. 【請求項５】請求項１または請求項２において、前記第
   １の分圧回路が、絶縁物中に導電粒子が分散した抵抗体
   を有する半導体電力変換装置。
6. 【請求項６】請求項１または請求項２において、前記第
   ２の分圧回路が、抵抗体とインダクタンスの直列接続を
   有する半導体電力変換装置。