JP3161589B2 - 電力変換器のゲート駆動回路 - Google Patents
電力変換器のゲート駆動回路Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- H02M7/538—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
Landscapes
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、絶縁ゲート形バ
イポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）のような電圧駆動形
スイッチングデバイスのゲート駆動回路に関する。
イポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）のような電圧駆動形
スイッチングデバイスのゲート駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６にかかる電圧駆動形スイッチングデ
バイスと、ゲート駆動回路からなるチョッパ回路の従来
例を示す。すなわち、ＩＧＢＴ１ａとこれと逆並列に接
続したダイオード１ｂからなるスイッチング回路１と、
ＩＧＢＴ２ａとこれと逆並列に接続したダイオード２ｂ
からなるスイッチング回路２とを直列に接続し、その両
端を配線インダクタンス１１を介して直流電源９に接続
する。また、スイッチング回路２の両端には負荷インダ
クタンス１０を、スイッチング回路１とスイッチング回
路２の直列回路の両端には、スナバ回路としてのコンデ
ンサ１２をそれぞれ接続する。また、ＩＧＢＴ１ａに対
しては、ゲート駆動回路３が接続される。ゲート駆動回
路３は、直流電源７ａと７ｂを直列に、また、直流電源
７ａの正極側には抵抗８ａを、抵抗８ａの他端にはスイ
ッチ６ａを、スイッチ６ａの他端にはスイッチ６ｂを、
スイッチ６ｂの他端には抵抗８ｂを、抵抗８ｂの他端に
は直流電源７ｂの負極側をそれぞれ接続する。さらに、
スイッチ６ａとスイッチ６ｂの接続点にはＩＧＢＴ１ａ
のゲート端子を、直流電源７ａと７ｂの接続点にはＩＧ
ＢＴ１ｂのエミッタ端子をそれぞれ接続する。
バイスと、ゲート駆動回路からなるチョッパ回路の従来
例を示す。すなわち、ＩＧＢＴ１ａとこれと逆並列に接
続したダイオード１ｂからなるスイッチング回路１と、
ＩＧＢＴ２ａとこれと逆並列に接続したダイオード２ｂ
からなるスイッチング回路２とを直列に接続し、その両
端を配線インダクタンス１１を介して直流電源９に接続
する。また、スイッチング回路２の両端には負荷インダ
クタンス１０を、スイッチング回路１とスイッチング回
路２の直列回路の両端には、スナバ回路としてのコンデ
ンサ１２をそれぞれ接続する。また、ＩＧＢＴ１ａに対
しては、ゲート駆動回路３が接続される。ゲート駆動回
路３は、直流電源７ａと７ｂを直列に、また、直流電源
７ａの正極側には抵抗８ａを、抵抗８ａの他端にはスイ
ッチ６ａを、スイッチ６ａの他端にはスイッチ６ｂを、
スイッチ６ｂの他端には抵抗８ｂを、抵抗８ｂの他端に
は直流電源７ｂの負極側をそれぞれ接続する。さらに、
スイッチ６ａとスイッチ６ｂの接続点にはＩＧＢＴ１ａ
のゲート端子を、直流電源７ａと７ｂの接続点にはＩＧ
ＢＴ１ｂのエミッタ端子をそれぞれ接続する。
【０００３】図６に示すチョッパ回路は、ＩＧＢＴ１ａ
のオン，オフを繰り返すことにより出力電力を調整する
もので、図７にその動作を示す。まず、ゲート駆動回路
３のスイッチ６ａは閉じ、スイッチ６ｂは開き、主スイ
ッチであるＩＧＢＴ１ａのゲート端子に、直流電源７ａ
と抵抗８ａおよびＩＧＢＴ１ａの入力容量で決まる電流
を流し、ゲート・エミッタ間に電荷を充電することで、
ＩＧＢＴ１ａをオンさせる。ＩＧＢＴ１ａがオンする
と、出力にｉO （図６参照）の電流が流れる。この状態
から、ゲート駆動回路３のスイッチ６ａを開き、スイッ
チ６ｂを閉じることで、ＩＧＢＴ１ａのゲート・エミッ
タ間に蓄えられた電荷を放電すると、ＩＧＢＴ１ａがオ
フする。これにより、負荷インダクタンス１０に流れて
いた電流は、ダイオード２ｂを流れ環流する。このよう
に、主スイッチのオン，オフを繰り返すことで、負荷に
供給する電力を調整することができる。
のオン，オフを繰り返すことにより出力電力を調整する
もので、図７にその動作を示す。まず、ゲート駆動回路
３のスイッチ６ａは閉じ、スイッチ６ｂは開き、主スイ
ッチであるＩＧＢＴ１ａのゲート端子に、直流電源７ａ
と抵抗８ａおよびＩＧＢＴ１ａの入力容量で決まる電流
を流し、ゲート・エミッタ間に電荷を充電することで、
ＩＧＢＴ１ａをオンさせる。ＩＧＢＴ１ａがオンする
と、出力にｉO （図６参照）の電流が流れる。この状態
から、ゲート駆動回路３のスイッチ６ａを開き、スイッ
チ６ｂを閉じることで、ＩＧＢＴ１ａのゲート・エミッ
タ間に蓄えられた電荷を放電すると、ＩＧＢＴ１ａがオ
フする。これにより、負荷インダクタンス１０に流れて
いた電流は、ダイオード２ｂを流れ環流する。このよう
に、主スイッチのオン，オフを繰り返すことで、負荷に
供給する電力を調整することができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記のような
チョッパ回路では、次のような問題がある。つまり、Ｉ
ＧＢＴ１ａのオン直後、ダイオード２ｂは負荷インダク
タンス１０に流れる環流電流によってオンしているの
で、ＩＧＢＴ１ａ→ダイオード２ｂの電流経路が形成さ
れ、ＩＧＢＴ１ａの電流上昇率ｄｉ／ｄｔが大きいと、
ダイオード２ｂの電流は急激に減少し始める。次に、ダ
イオード２ｂは逆回復に入り、電流を遮断するので、配
線インダクタンス１１の影響により、そのインダクタン
スＬと電流上昇率ｄｉ／ｄｔとを乗じた値に、直流中間
電圧Ｅｄを加えた値の、図７に示されるようなサージ電
圧が、ダイオード２ｂに印加されることになる。このた
め、このサージ電圧に耐え得る素子を用いることが必要
になる。しかし、耐圧の大きな素子を用いると、コスト
高になるだけでなく、順電圧降下が大きくなり、定常損
失が大きくなって変換効率が低下するという問題が発生
する。
チョッパ回路では、次のような問題がある。つまり、Ｉ
ＧＢＴ１ａのオン直後、ダイオード２ｂは負荷インダク
タンス１０に流れる環流電流によってオンしているの
で、ＩＧＢＴ１ａ→ダイオード２ｂの電流経路が形成さ
れ、ＩＧＢＴ１ａの電流上昇率ｄｉ／ｄｔが大きいと、
ダイオード２ｂの電流は急激に減少し始める。次に、ダ
イオード２ｂは逆回復に入り、電流を遮断するので、配
線インダクタンス１１の影響により、そのインダクタン
スＬと電流上昇率ｄｉ／ｄｔとを乗じた値に、直流中間
電圧Ｅｄを加えた値の、図７に示されるようなサージ電
圧が、ダイオード２ｂに印加されることになる。このた
め、このサージ電圧に耐え得る素子を用いることが必要
になる。しかし、耐圧の大きな素子を用いると、コスト
高になるだけでなく、順電圧降下が大きくなり、定常損
失が大きくなって変換効率が低下するという問題が発生
する。
【０００５】別の方法として図示のように、スイッチン
グ回路の直列回路と並列に、図６に示すようなスナバ回
路１２を設け、サージ電圧を吸収する方法もある。しか
し、スナバ回路の損失による変換効率の低下や、スナバ
回路を設けたことによる装置の大型化やコストアップと
いった問題が発生する。さらに別の方法として、はね上
がり電圧を抑えるために、ゲート抵抗を大きくし、ＩＧ
ＢＴの電圧減少率ｄｖ／ｄｔを小さくする方法もある
が、こうするとスイッチング速度が遅くなり、スイッチ
ング損失が増加する。スイッチング損失が増加すると、
冷却フィンが大型化して装置全体も大型化し、コストア
ップになるという問題がある。したがって、この発明の
課題は、装置を大型化せず、しかも変換効率を低下させ
ることなくコストダウンを図ることにある。
グ回路の直列回路と並列に、図６に示すようなスナバ回
路１２を設け、サージ電圧を吸収する方法もある。しか
し、スナバ回路の損失による変換効率の低下や、スナバ
回路を設けたことによる装置の大型化やコストアップと
いった問題が発生する。さらに別の方法として、はね上
がり電圧を抑えるために、ゲート抵抗を大きくし、ＩＧ
ＢＴの電圧減少率ｄｖ／ｄｔを小さくする方法もある
が、こうするとスイッチング速度が遅くなり、スイッチ
ング損失が増加する。スイッチング損失が増加すると、
冷却フィンが大型化して装置全体も大型化し、コストア
ップになるという問題がある。したがって、この発明の
課題は、装置を大型化せず、しかも変換効率を低下させ
ることなくコストダウンを図ることにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】 このような課題を解決
するため、請求項１の発明では、電圧駆動形スイッチン
グデバイスとダイオードとを逆並列接続した第１，第２
のスイッチング回路の直列回路の両端には直流電源を接
続し、この第１，第２のスイッチング回路の直列接続点
から出力を取り出す電力変換器において、前記第１のス
イッチング回路に接続されてその電圧駆動形スイッチン
グデバイスを充放電させる充放電回路と、前記第１，第
２のスイッチング回路の直列回路に挿入されて第２のス
イッチング回路のダイオードに逆回復電流が流れること
をその極性変化から検出する電流検出器と、この電流検
出器による検出信号を電気的に絶縁して前記充放電回路
に伝達する絶縁回路とを設け、前記第１のスイッチング
回路の電圧駆動形スイッチングデバイスのターンオン時
に、前記電流検出器が第２のスイッチング回路のダイオ
ードの逆回復電流を検出したときは、その検出信号を前
記絶縁回路を介して前記充放電回路に伝達し、前記第１
のスイッチング回路の電圧駆動形スイッチングデバイス
のゲート充電速度を遅らせるようにしている。この請求
項1の発明においては、前記電流検出器は、第１，第２
のスイッチング回路の直列回路に挿入する代わりに、第
２のスイッチング回路のダイオードと直列に接続するこ
とができる（請求項２の発明）。また、請求項1または
２の発明においては、前記電流検出器の代わりに、第２
のスイッチング回路のダイオードと並列に接続されてそ
のダイオードの逆電圧を検出する電圧検出器を用いるこ
とができる（請求項３の発明）。
するため、請求項１の発明では、電圧駆動形スイッチン
グデバイスとダイオードとを逆並列接続した第１，第２
のスイッチング回路の直列回路の両端には直流電源を接
続し、この第１，第２のスイッチング回路の直列接続点
から出力を取り出す電力変換器において、前記第１のス
イッチング回路に接続されてその電圧駆動形スイッチン
グデバイスを充放電させる充放電回路と、前記第１，第
２のスイッチング回路の直列回路に挿入されて第２のス
イッチング回路のダイオードに逆回復電流が流れること
をその極性変化から検出する電流検出器と、この電流検
出器による検出信号を電気的に絶縁して前記充放電回路
に伝達する絶縁回路とを設け、前記第１のスイッチング
回路の電圧駆動形スイッチングデバイスのターンオン時
に、前記電流検出器が第２のスイッチング回路のダイオ
ードの逆回復電流を検出したときは、その検出信号を前
記絶縁回路を介して前記充放電回路に伝達し、前記第１
のスイッチング回路の電圧駆動形スイッチングデバイス
のゲート充電速度を遅らせるようにしている。この請求
項1の発明においては、前記電流検出器は、第１，第２
のスイッチング回路の直列回路に挿入する代わりに、第
２のスイッチング回路のダイオードと直列に接続するこ
とができる（請求項２の発明）。また、請求項1または
２の発明においては、前記電流検出器の代わりに、第２
のスイッチング回路のダイオードと並列に接続されてそ
のダイオードの逆電圧を検出する電圧検出器を用いるこ
とができる（請求項３の発明）。
【０００７】 また、請求項４の発明では、電圧駆動形
スイッチングデバイスとダイオードとを逆並列接続した
第１，第２のスイッチング回路の直列回路の両端には直
流電源を接続し、この第１，第２のスイッチング回路の
直列接続点から出力を取り出す電力変換器において、前
記第１のスイッチング回路に接続されてその電圧駆動形
スイッチングデバイスを充放電させる充放電回路と、前
記第２のスイッチング回路のダイオードと直列に飽和磁
束の小さい可飽和リアクトルを接続するとともにこれに
２次巻線を施し前記ダイオードに逆回復電流が流れるこ
とをその２次巻線電圧から検出する電流検出・絶縁回路
とを設け、前記第１のスイッチング回路の電圧駆動形ス
イッチングデバイスのターンオン時に、前記電流検出・
絶縁回路が第２のスイッチング回路のダイオードの逆回
復電流を検出したときは、その検出信号を前記充放電回
路に伝達し、前記第１のスイッチング回路の電圧駆動形
スイッチングデバイスのゲート充電速度を遅らせるよう
にしている。この請求項４の発明においては、前記電流
検出・絶縁回路を、前記第２のスイッチング回路のダイ
オードと直列に接続された配線インダクタンスに対し並
列に接続することができる（請求項５の発明）。
スイッチングデバイスとダイオードとを逆並列接続した
第１，第２のスイッチング回路の直列回路の両端には直
流電源を接続し、この第１，第２のスイッチング回路の
直列接続点から出力を取り出す電力変換器において、前
記第１のスイッチング回路に接続されてその電圧駆動形
スイッチングデバイスを充放電させる充放電回路と、前
記第２のスイッチング回路のダイオードと直列に飽和磁
束の小さい可飽和リアクトルを接続するとともにこれに
２次巻線を施し前記ダイオードに逆回復電流が流れるこ
とをその２次巻線電圧から検出する電流検出・絶縁回路
とを設け、前記第１のスイッチング回路の電圧駆動形ス
イッチングデバイスのターンオン時に、前記電流検出・
絶縁回路が第２のスイッチング回路のダイオードの逆回
復電流を検出したときは、その検出信号を前記充放電回
路に伝達し、前記第１のスイッチング回路の電圧駆動形
スイッチングデバイスのゲート充電速度を遅らせるよう
にしている。この請求項４の発明においては、前記電流
検出・絶縁回路を、前記第２のスイッチング回路のダイ
オードと直列に接続された配線インダクタンスに対し並
列に接続することができる（請求項５の発明）。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の実施の形態を示
す回路図である。スイッチング回路２と直列に電流検出
器４を挿入し、これと直列に絶縁回路５を接続する。こ
の絶縁回路５の出力はゲート駆動回路３に与えられ、ス
イッチ６ｃを開くようにする。すなわち、ＩＧＢＴ１ａ
をオンさせるときには、スイッチ６ａと６ｃを閉じ、ス
イッチ６ｂを開く。こうして、ＩＧＢＴ１ａのゲート・
エミッタ間に、抵抗８ａと抵抗８ｃとの並列抵抗値で電
荷を充電する。ＩＧＢＴ１ａがオンすると、直流中間コ
ンデンサ９の正電極からＩＧＢＴ１ａ，電流検出器４お
よびダイオード２ｂを通って直流中間コンデンサ９の負
電極の経路で電流が流れる。そして、上記電流が“０”
になって、逆向きに電流が流れ始めたとき、すなわち、
ダイオード２ｂが逆回復電流を流し始めたとき、電流検
出器４は絶縁回路５に信号を出力する。
す回路図である。スイッチング回路２と直列に電流検出
器４を挿入し、これと直列に絶縁回路５を接続する。こ
の絶縁回路５の出力はゲート駆動回路３に与えられ、ス
イッチ６ｃを開くようにする。すなわち、ＩＧＢＴ１ａ
をオンさせるときには、スイッチ６ａと６ｃを閉じ、ス
イッチ６ｂを開く。こうして、ＩＧＢＴ１ａのゲート・
エミッタ間に、抵抗８ａと抵抗８ｃとの並列抵抗値で電
荷を充電する。ＩＧＢＴ１ａがオンすると、直流中間コ
ンデンサ９の正電極からＩＧＢＴ１ａ，電流検出器４お
よびダイオード２ｂを通って直流中間コンデンサ９の負
電極の経路で電流が流れる。そして、上記電流が“０”
になって、逆向きに電流が流れ始めたとき、すなわち、
ダイオード２ｂが逆回復電流を流し始めたとき、電流検
出器４は絶縁回路５に信号を出力する。
【０００９】この信号を受けた絶縁回路５は、信号を絶
縁してゲート駆動回路３に伝達し、ゲート充電速度を遅
らせるべくスイッチ６ｃを開く。スイッチ６ｃが開かれ
ると、ＩＧＢＴ１ａに充電されるゲート電流は抵抗８ａ
のみとなり、抵抗８ａと抵抗８ｃとの並列抵抗値よりも
大きくなるため、ゲート電流は減少する。ゲート電流が
減少すると、ＩＧＢＴ１ａのスイッチング速度が遅くな
り、ＩＧＢＴ１ａに電圧が生じる。直流中間コンデンサ
９から流れ込む電流は、ＩＧＢＴ１ａが電圧を持つこと
で増加量が減少するため、ダイオード２ｂに掛かるサー
ジ電圧が減少，抑制される。ダイオードの逆回復期間が
終了すると、電流検出器４に電流が流れなくなるため、
信号がなくなる。その結果、絶縁回路５の信号もなくな
ってスイッチ６ｃは閉じ、通常動作に復帰する。なお、
上記抵抗８ａと抵抗８ｃとの並列抵抗値は標準抵抗値と
し、抵抗８ａはこの標準抵抗値の約１０倍程度に選定す
る。
縁してゲート駆動回路３に伝達し、ゲート充電速度を遅
らせるべくスイッチ６ｃを開く。スイッチ６ｃが開かれ
ると、ＩＧＢＴ１ａに充電されるゲート電流は抵抗８ａ
のみとなり、抵抗８ａと抵抗８ｃとの並列抵抗値よりも
大きくなるため、ゲート電流は減少する。ゲート電流が
減少すると、ＩＧＢＴ１ａのスイッチング速度が遅くな
り、ＩＧＢＴ１ａに電圧が生じる。直流中間コンデンサ
９から流れ込む電流は、ＩＧＢＴ１ａが電圧を持つこと
で増加量が減少するため、ダイオード２ｂに掛かるサー
ジ電圧が減少，抑制される。ダイオードの逆回復期間が
終了すると、電流検出器４に電流が流れなくなるため、
信号がなくなる。その結果、絶縁回路５の信号もなくな
ってスイッチ６ｃは閉じ、通常動作に復帰する。なお、
上記抵抗８ａと抵抗８ｃとの並列抵抗値は標準抵抗値と
し、抵抗８ａはこの標準抵抗値の約１０倍程度に選定す
る。
【００１０】図２はこの発明の第２の実施の形態を示す
回路図である。図１との相違点は、電流検出器４をダイ
オード２ｂにのみ直列に接続した点にある。このように
しても、その基本動作は図１と全く同様なので、説明は
省略する。なお、このようにすることで、ＩＧＢＴ２ａ
を流れる電流が電流検出器４を流れないため、図１の場
合よりも電流検出器４を小型のものにすることが可能と
なる。
回路図である。図１との相違点は、電流検出器４をダイ
オード２ｂにのみ直列に接続した点にある。このように
しても、その基本動作は図１と全く同様なので、説明は
省略する。なお、このようにすることで、ＩＧＢＴ２ａ
を流れる電流が電流検出器４を流れないため、図１の場
合よりも電流検出器４を小型のものにすることが可能と
なる。
【００１１】図３はこの発明の第３の実施の形態を示す
回路図である。ここでは、ダイオード２ｂと直列に２次
巻線を持つ可飽和リアクトル４ａを挿入し、その出力を
２次巻線を介してゲート駆動回路３に伝達する。この場
合、ＩＧＢＴ１ａがオンするとダイオード２ｂに電流が
流れ、ダイオード２ｂの電流が逆回復期間に入ると、可
飽和リアクトル４ａの２次側に正電圧が生じるので、こ
れによりスイッチ６ｃを開くことで、ダイオード２ｂに
掛かるサージ電圧を抑制することができる。つまり、可
飽和リアクトル４ａは電流検出と絶縁の機能を持つ電流
検出・絶縁回路ということができ、図１のものより小型
化を図ることが可能となる。なお、可飽和リアクトル４
ａをダイオード２ｂにのみ直列に挿入したが、ダイオー
ド２ｂとＩＧＢＴ２ａとの逆並列回路に対して直列に挿
入することもできる。
回路図である。ここでは、ダイオード２ｂと直列に２次
巻線を持つ可飽和リアクトル４ａを挿入し、その出力を
２次巻線を介してゲート駆動回路３に伝達する。この場
合、ＩＧＢＴ１ａがオンするとダイオード２ｂに電流が
流れ、ダイオード２ｂの電流が逆回復期間に入ると、可
飽和リアクトル４ａの２次側に正電圧が生じるので、こ
れによりスイッチ６ｃを開くことで、ダイオード２ｂに
掛かるサージ電圧を抑制することができる。つまり、可
飽和リアクトル４ａは電流検出と絶縁の機能を持つ電流
検出・絶縁回路ということができ、図１のものより小型
化を図ることが可能となる。なお、可飽和リアクトル４
ａをダイオード２ｂにのみ直列に挿入したが、ダイオー
ド２ｂとＩＧＢＴ２ａとの逆並列回路に対して直列に挿
入することもできる。
【００１２】図４はこの発明の第４の実施の形態を示す
回路図である。これは、図３と同様の可飽和リアクトル
４ａの１次側を、ダイオード２ｂの配線インダクタンス
１３と並列に接続した点が特徴である。この場合、ダイ
オード２ｂを流れる電流は、可飽和リアクトル４ａの１
次側と配線インダクタンス１３に分流し、可飽和リアク
トル４ａにはその分流比に応じた電流が流れる。すなわ
ち、ダイオード２ｂが逆回復期間に入ると、可飽和リア
クトル４ａの２次側に正電圧が生じるので、これにより
スイッチ６ｃを開くことで、ダイオード２ｂに掛かるサ
ージ電圧を抑制することができる。つまり、可飽和リア
クトル４ａは電流検出と絶縁の機能を持つ電流検出・絶
縁回路ということができ、ダイオード２ｂに流れる電流
の数分の１が可飽和リアクトル４ａに流れるため、図３
のものよりさらに小型化を図ることが可能となる。な
お、この場合も可飽和リアクトル４ａをダイオード２ｂ
の配線インダクタンス１３にのみ並列に挿入したが、ダ
イオード２ｂとＩＧＢＴ２ａとの逆並列回路の配線イン
ダクタンスに対して並列に挿入することができる。
回路図である。これは、図３と同様の可飽和リアクトル
４ａの１次側を、ダイオード２ｂの配線インダクタンス
１３と並列に接続した点が特徴である。この場合、ダイ
オード２ｂを流れる電流は、可飽和リアクトル４ａの１
次側と配線インダクタンス１３に分流し、可飽和リアク
トル４ａにはその分流比に応じた電流が流れる。すなわ
ち、ダイオード２ｂが逆回復期間に入ると、可飽和リア
クトル４ａの２次側に正電圧が生じるので、これにより
スイッチ６ｃを開くことで、ダイオード２ｂに掛かるサ
ージ電圧を抑制することができる。つまり、可飽和リア
クトル４ａは電流検出と絶縁の機能を持つ電流検出・絶
縁回路ということができ、ダイオード２ｂに流れる電流
の数分の１が可飽和リアクトル４ａに流れるため、図３
のものよりさらに小型化を図ることが可能となる。な
お、この場合も可飽和リアクトル４ａをダイオード２ｂ
の配線インダクタンス１３にのみ並列に挿入したが、ダ
イオード２ｂとＩＧＢＴ２ａとの逆並列回路の配線イン
ダクタンスに対して並列に挿入することができる。
【００１３】図５はこの発明の第５の実施の形態を示す
回路図である。同図からも明らかなように、この例はダ
イオード２ｂと並列に、ダイオード２ｂの逆電圧検出回
路１４を設けて構成される。これにより、ダイオード２
ｂが逆回復期間に入ると、ダイオード２ｂに逆電圧が生
じるので、これを逆電圧検出回路１４により検出し、絶
縁回路５により絶縁してゲート駆動回路３に伝達するこ
とにより、上記と同様にしてダイオード２ｂに掛かるサ
ージ電圧を抑制することが可能となる。この回路によれ
ば、ダイオード電流を検出するための回路が不要とな
り、検出回路の通電損失が殆ど発生しない。
回路図である。同図からも明らかなように、この例はダ
イオード２ｂと並列に、ダイオード２ｂの逆電圧検出回
路１４を設けて構成される。これにより、ダイオード２
ｂが逆回復期間に入ると、ダイオード２ｂに逆電圧が生
じるので、これを逆電圧検出回路１４により検出し、絶
縁回路５により絶縁してゲート駆動回路３に伝達するこ
とにより、上記と同様にしてダイオード２ｂに掛かるサ
ージ電圧を抑制することが可能となる。この回路によれ
ば、ダイオード電流を検出するための回路が不要とな
り、検出回路の通電損失が殆ど発生しない。
【００１４】この発明は、上記のようなチョッパ回路だ
けでなく、直流電源７ｃの代わりにゲート駆動回路３を
接続し、スイッチング回路１とスイッチング回路２との
直列回路を持つインバータ回路にも適用可能なことはい
うまでもない。
けでなく、直流電源７ｃの代わりにゲート駆動回路３を
接続し、スイッチング回路１とスイッチング回路２との
直列回路を持つインバータ回路にも適用可能なことはい
うまでもない。
【００１５】
【発明の効果】請求項１の発明によれば、対向アームの
ダイオードの逆回復電流を検出し、その検出信号を絶縁
して伝達し、スイッチング素子のゲート充電速度を遅ら
せるようにしたので、下記のような効果がもたらされ
る。 （イ）ダイオードの逆回復時のみゲート充電速度を遅ら
せることで、従来方法と比べてほぼ同等のスイッチング
速度が得られる。スイッチング速度がほぼ同等でサージ
電圧を抑制できるので、スイッチング損失の増加を極力
抑えることができる。 （ロ）サージ電圧を抑制できるので、高耐圧の素子を使
用する必要がない。一般に、低耐圧素子の方が高耐圧素
子より順電圧が低く高速スイッチング特性を持つため、
装置の変換効率が向上する。 （ハ）サージ電圧抑制のためのスナバ回路が不要とな
り、装置が小型化する。また、スナバ回路の損失が
“０”になるので、変換効率が向上する。 なお、図１〜図５に示すスナバ回路１２は、ＩＧＢＴ１
ａのオフ時のはね上がり電圧を抑制するために設けられ
ている。
ダイオードの逆回復電流を検出し、その検出信号を絶縁
して伝達し、スイッチング素子のゲート充電速度を遅ら
せるようにしたので、下記のような効果がもたらされ
る。 （イ）ダイオードの逆回復時のみゲート充電速度を遅ら
せることで、従来方法と比べてほぼ同等のスイッチング
速度が得られる。スイッチング速度がほぼ同等でサージ
電圧を抑制できるので、スイッチング損失の増加を極力
抑えることができる。 （ロ）サージ電圧を抑制できるので、高耐圧の素子を使
用する必要がない。一般に、低耐圧素子の方が高耐圧素
子より順電圧が低く高速スイッチング特性を持つため、
装置の変換効率が向上する。 （ハ）サージ電圧抑制のためのスナバ回路が不要とな
り、装置が小型化する。また、スナバ回路の損失が
“０”になるので、変換効率が向上する。 なお、図１〜図５に示すスナバ回路１２は、ＩＧＢＴ１
ａのオフ時のはね上がり電圧を抑制するために設けられ
ている。
【００１６】請求項２の発明によれば、ダイオードの電
流経路にのみ電流検出器を接続することで、ダイオード
に逆並列に接続されたＩＧＢＴの電流に影響されないよ
うにできるため、電流検出器を小型化できる。請求項３
の発明によれば、ダイオード電流を検出する電流検出回
路が不要なので、検出回路の通電損失がなくなって低損
失化が可能となり、変換効率を向上させることができ
る。請求項４の発明によれば、可飽和リアクトルを利用
することにより、電流検出，絶縁機能を兼用できるの
で、部品点数が少なくなりコストダウンを図ることがで
きる。請求項５の発明によれば、ダイオード電流を可飽
和リアクトル１次側に分流させ、電流検出器に流れる電
流を少なくするようにしたので、さらに電流検出器を小
型化することができる。
流経路にのみ電流検出器を接続することで、ダイオード
に逆並列に接続されたＩＧＢＴの電流に影響されないよ
うにできるため、電流検出器を小型化できる。請求項３
の発明によれば、ダイオード電流を検出する電流検出回
路が不要なので、検出回路の通電損失がなくなって低損
失化が可能となり、変換効率を向上させることができ
る。請求項４の発明によれば、可飽和リアクトルを利用
することにより、電流検出，絶縁機能を兼用できるの
で、部品点数が少なくなりコストダウンを図ることがで
きる。請求項５の発明によれば、ダイオード電流を可飽
和リアクトル１次側に分流させ、電流検出器に流れる電
流を少なくするようにしたので、さらに電流検出器を小
型化することができる。
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図２】この発明の第２の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図３】この発明の第３の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図４】この発明の第４の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図５】この発明の第５の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図６】チョッパ回路の従来例を示す回路図である。
【図７】図６の動作説明図である。
１，２…スイッチ回路、１ａ，１ｂ…ＩＧＢＴ、２ａ，
２ｂ…ダイオード、３…ゲート駆動回路、４…ダイオー
ド電流検出回路、４ａ…過飽和リアクトル、５…絶縁回
路、６ａ，６ｂ…スイッチ、７ａ，７ｂ，７ｃ…電源、
８ａ，８ｂ，８ｃ…抵抗、９…直流中間コンデンサ、１
０…負荷インダクタンス、１１…配線インダクタンス、
１２…スナバ回路、１３…ダイオード配線インダクタン
ス、１４…ダイオード逆電圧検出回路。
２ｂ…ダイオード、３…ゲート駆動回路、４…ダイオー
ド電流検出回路、４ａ…過飽和リアクトル、５…絶縁回
路、６ａ，６ｂ…スイッチ、７ａ，７ｂ，７ｃ…電源、
８ａ，８ｂ，８ｃ…抵抗、９…直流中間コンデンサ、１
０…負荷インダクタンス、１１…配線インダクタンス、
１２…スナバ回路、１３…ダイオード配線インダクタン
ス、１４…ダイオード逆電圧検出回路。
Claims (5)
- 【請求項１】 電圧駆動形スイッチングデバイスとダイ
オードとを逆並列接続した第１，第２のスイッチング回
路の直列回路の両端には直流電源を接続し、この第１，
第２のスイッチング回路の直列接続点から出力を取り出
す電力変換器において、 前記第１のスイッチング回路に接続されてその電圧駆動
形スイッチングデバイスを充放電させる充放電回路と、
前記第１，第２のスイッチング回路の直列回路に挿入さ
れて第２のスイッチング回路のダイオードに逆回復電流
が流れることをその極性変化から検出する電流検出器
と、この電流検出器による検出信号を電気的に絶縁して
前記充放電回路に伝達する絶縁回路とを設け、前記第１
のスイッチング回路の電圧駆動形スイッチングデバイス
のターンオン時に、前記電流検出器が第２のスイッチン
グ回路のダイオードの逆回復電流を検出したときは、そ
の検出信号を前記絶縁回路を介して前記充放電回路に伝
達し、前記第１のスイッチング回路の電圧駆動形スイッ
チングデバイスのゲート充電速度を遅らせることを特徴
とする電力変換器のゲート駆動回路。 - 【請求項２】 前記電流検出器は、第１，第２のスイッ
チング回路の直列回路に挿入する代わりに、第２のスイ
ッチング回路のダイオードと直列に接続することを特徴
とする請求項1に記載の電力変換器のゲート駆動回路。 - 【請求項３】 前記電流検出器の代わりに、第２のスイ
ッチング回路のダイオードと並列に接続されてそのダイ
オードの逆電圧を検出する電圧検出器を用いることを特
徴とする請求項1または２のいずれかに記載の電力変換
器のゲート駆動回路。 - 【請求項４】 電圧駆動形スイッチングデバイスとダイ
オードとを逆並列接続した第１，第２のスイッチング回
路の直列回路の両端には直流電源を接続し、この第１，
第２のスイッチング回路の直列接続点から出力を取り出
す電力変換器において、 前記第１のスイッチング回路に接続されてその電圧駆動
形スイッチングデバイスを充放電させる充放電回路と、
前記第２のスイッチング回路のダイオードと直列に飽和
磁束の小さい可飽和リアクトルを接続するとともにこれ
に２次巻線を施 し前記ダイオードに逆回復電流が流れる
ことをその２次巻線電圧から検出する電流検出・絶縁回
路とを設け、前記第１のスイッチング回路の電圧駆動形
スイッチングデバイスのターンオン時に、前記電流検出
・絶縁回路が第２のスイッチング回路のダイオードの逆
回復電流を検出したときは、その検出信号を前記充放電
回路に伝達し、前記第１のスイッチング回路の電圧駆動
形スイッチングデバイスのゲート充電速度を遅らせるこ
とを特徴とする 電力変換器のゲート駆動回路。 - 【請求項５】 前記電流検出・絶縁回路を、前記第２の
スイッチング回路のダイオードと直列に接続された配線
インダクタンスに対し並列に接続することを特徴とする
請求項４に記載の電力変換器のゲート駆動回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27447796A JP3161589B2 (ja) | 1996-10-17 | 1996-10-17 | 電力変換器のゲート駆動回路 |
| US08/951,228 US5936387A (en) | 1996-10-17 | 1997-10-16 | Gate drive circuit for power converters that reduces surge voltages |
| DE19746112A DE19746112A1 (de) | 1996-10-17 | 1997-10-17 | Stromrichteranordnung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27447796A JP3161589B2 (ja) | 1996-10-17 | 1996-10-17 | 電力変換器のゲート駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10127045A JPH10127045A (ja) | 1998-05-15 |
| JP3161589B2 true JP3161589B2 (ja) | 2001-04-25 |
Family
ID=17542246
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27447796A Expired - Fee Related JP3161589B2 (ja) | 1996-10-17 | 1996-10-17 | 電力変換器のゲート駆動回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5936387A (ja) |
| JP (1) | JP3161589B2 (ja) |
| DE (1) | DE19746112A1 (ja) |
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| EP2242179A1 (en) | 2009-04-17 | 2010-10-20 | Hitachi, Ltd. | Drive circuit of semiconductor device |
| KR102033224B1 (ko) * | 2017-11-22 | 2019-11-08 | 울산과학기술원 | 책 꽂이 장치 및 상기 장치의 북엔드 |
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| JP2002369553A (ja) * | 2001-06-07 | 2002-12-20 | Fuji Electric Co Ltd | 電力用半導体素子のゲート駆動回路 |
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1996
- 1996-10-17 JP JP27447796A patent/JP3161589B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-10-16 US US08/951,228 patent/US5936387A/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-10-17 DE DE19746112A patent/DE19746112A1/de not_active Withdrawn
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| US5936387A (en) | 1999-08-10 |
| JPH10127045A (ja) | 1998-05-15 |
| DE19746112A1 (de) | 1998-04-23 |
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