DE19604341C2 - Einrichtung zur Ansteuerung von Schaltelementen, insbesondere MOS-FETS in Brückenzweigpaaren - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zur Ansteuerung von Schaltelementen, insbesondere MOS-FETS, in Brückenzweigpaaren.

Wechselrichter setzen eine Gleichspannung, beispielswei­ se die gleichgerichtete und gepufferte Netzspannung, in ein Wechselspannungssignal um. Fig. 4 zeigt schematisch den Aufbau eines Wechselrichters mit einer symmetrischen Halbbrücke aus zwei Schaltelementen T₁ und T₂. Sie wer­ den mit Hilfe von Ansteuersignalen S₁, S₂ einer Ansteu­ erschaltung ein- und ausgeschaltet. Die über einen Kon­ densator C_P gepufferte Zwischenkreis-Gleichspannung U₀ wird mit der durch die Ansteuersignale S₁, S₂ bestimmten Frequenz f_s zerhackt und beispielsweise über einen nach­ geschalteten Resonanzkreis L_R, C_R in eine näherungsweise sinusförmige Schwingung der gewünschten Amplitude umge­ wandelt oder durch eine anschließende Gleichrichtung in eine Gleichspannung umgesetzt.

Als Schaltelemente finden insbesondere bei höheren Ar­ beitsfrequenzen im Bereich ab 100 kHz bevorzugt MOS-Feldeffekttransistoren (MOSFET) Verwendung, sie können als steuerbare Widerstände beschrieben werden (Fig. 6 und 7). Bei verschwindender Steuerspannung U_GS zwischen der Steuerelektrode (Gate) und dem Bezugspotential (Source) ist der Widerstand R_DS zwischen der Drain- und der Source-Elektrode des MOSFETs nahezu unendlich, der Strom durch das Schaltelement also verschwindend gering (einige µA). Wird die Steuerspannung U_GS sprungartig auf Werte um 10 Volt angehoben, so beginnt nach einer Verzö­ gerungszeit t_d,on der Widerstand R_DS zu fallen (Fig. 7). Er nimmt nach einer Schaltzeit t_s,on Werte im Bereich zwischen einigen hundert mΩ und einigen Ω an. Durch den MOSFET fließt der Strom I_DS=U₀/(R_L+R_DS,on). Wird die Steuerspannung nun wieder sprunghaft auf Werte um 0 Volt reduziert, so nimmt der Widerstand R_DS nach einer Verzö­ gerungszeit t_d,off und einer Schaltzeit t_s,off wieder sehr hohe Werte an. Der Strom durch den Transistor wird dadurch verschwindend gering.

Als erste Bedingung für einen verlustarmen Betrieb der Schaltung nach Fig. 4 ist zu nennen, daß die Schaltfre­ quenz f_s der Transistoren zumindest geringfügig höher ist als die Eigenfrequenz f_res des Schwingkreises (f_s<f_res), dieser also eine induktive Last darstellt. Diese Betriebsweise führt zu spannungslosen Einschalt­ vorgängen der Schaltelemente, während im kapazitiven Be­ trieb (f_s<f_res) Inversdioden D₁ bzw. D₂ der Schaltele­ mente T₁ bzw. T₂ beim Einschalten des jeweils anderen Schaltelementes T₂ bzw. T₁ leiten, wodurch insbe­ sondere bei Schaltfrequenzen oberhalb einiger 10 kHz un­ vertretbar hohe Schaltverluste entstehen.

Die zweite Bedingung an die Ansteuersignale ist die op­ timale Wahl der Totzeiten t_t nach Fig. 5 zwischen den Ansteuersignalen S₁ und S₂. Sind diese zu klein gewählt, so nimmt der Widerstand des einzuschaltenden Transistors bereits ab, bevor derjenige des anderen Tran­ sistors einen nahezu unendlichen Wert erreicht hat. Die Folge sind hohe Querströme durch beide Schaltelemente, die deren Zerstörung zur Folge haben. Ist die Totzeit zu groß gewählt, so erhöht sich der Anteil der Blindströme im Resonanzkreis, diese belasten die Schaltelemente und führen somit ebenfalls zu erhöhten Verlustleistungen. Die optimalen Totzeiten ergeben sich nach Fig. 7 nach t_t,opt=t_d,off+t_s,off-t_d,on aus Abschaltverzöge­ rungszeit, Abschaltzeit und Einschaltverzögerungszeit. Insbesondere bei hohen Schaltfrequenzen im Bereich ober­ halb einiger hundert kHz und entsprechend kleinen Verzö­ gerungs- und Schaltzeiten im Bereich einiger zehn Nano­ sekunden kann dieser optimale Wert kaum noch mit der er­ forderlichen Genauigkeit eingestellt werden. Einer stets optimalen Wahl steht weiterhin entgegen, daß sich insbe­ sondere die Abschaltzeit bei einer Erhöhung der Strombe­ lastung der Schaltelemente vergrößert. Weitere Abhängig­ keiten der Zeitkonstanten bestehen von der wiederum be­ lastungsabhängigen Temperatur der Halbleiter. Die Tot­ zeiten t_t in den Ansteuersignalen müssen daher für den Betriebszustand maximaler Leistungsentnahme aus dem Wechselrichter ausgelegt werden. Im Teillastbetrieb wird somit kein optimaler Wirkungsgrad erreicht.

Eine bekannte Vorrichtung bzw. Schaltung (DE 36 01 451 C2, DE-AS 20 31 367) wird anhand der Fig. 1 und 2 näher beschrieben. Sie besteht aus zwei identischen, gestrichelt umrandeten Baugruppen 1 und 2, die vorteilhaft in Treiberschaltungen in unmittelbarer Nähe von als Schalttransistoren ausgebildeten Schaltelementen T₁ und T₂ integriert sind. Die beiden Schalttransistoren T₁, T₂ bilden ein Brückenzweigpaar. Bei einer Einphasenbrücke werden zwei solcher Brückenzweigpaare in bekannter Weise miteinander kombiniert. Jede Baugruppe 1, 2 enthält eine Schaltung, die jeweils zwei logische Eingangssignale S₁, S₁' und S₂, S₂' mittels ei­ ner UND-Funktion verknüpft. Hierzu ist jede Baugruppe 1, 2 mit einen UND-Glied 3, 4 versehen. Der Ausgang jedes UND-Gliedes 3, 4 ist über jeweils einen Pufferverstärker 5, 6 an die Steuerelektrode des zugehörigen Transistors T₁, T₂ geführt.

Den UND-Gliedern 3, 4 ist eine Ansteuerschaltung 7 vorgeschal­ tet, deren Signale S₁ und S₂ über Potentialtrennglieder 8, 9 den UND-Gliedern 3, 4 zugeführt werden. Die Potentialtrennglieder 8, 9 sind Bestandteil der je­ weiligen Baugruppe 1, 2. Diese logischen Eingangssignale S₁, S₂ weisen keine Totzeiten auf. Wie Fig. 2 zeigt, wird das Ansteuersignal S₁ wieder logisch "0", wenn das Ansteuersignal S₂ logisch "1" wird. Geringfügige Totzei­ ten oder Überschneidungen zwischen den Signalen S₃ und S₂ beeinträchtigen die Funktionsweise der Schaltung nicht.

Parallel zu den Schaltelementen T₁, T₂ ist jeweils ein Komparator K₁ und K₂ geschaltet. Das jeweils zweite Ein­ gangssignal S₁', S₂' ist das Ausgangssignal des jeweils anderen Komparators. Wie Fig. 1 zeigt, wird das Ausgangssignal S₂' des Komparators K₁ der Baugruppe 2 und das Ausgangssignal S₁' des Komparators K₂ der Bau­ gruppe 1 zugeführt. Der Komparator K₁ vergleicht die am vorgeschalteten Transistor T₁ anliegende Spannung U_T1 mit einem Spannungsschwellwert U_S. In gleicher Weise vergleicht der Komparator K₂ die am vorgeschalteten Schalttransistor T₂ anliegende Spannung U_T2 mit dem Spannungsschwellwert U_S. Wird der Spannungsschwellwert U_S überschritten, d. h. ist U_T1<U_S bzw. U_T2<U_S, wird eine logische "1" an den Ausgang des jeweiligen Kompara­ tors K₁, K₂ angelegt. Die Schwellspannung U_S wird vor­ teilhaft so gewählt, daß sie etwas kleiner ist als die halbe Zwischenkreisspannung U₀.

Zunächst sind beide Ansteuersignale S₁, S₂ logisch "0" (Fig. 2), Aufgrund der UND-Verknüpfung 3, 4 ist keiner der Schalttransistoren T₁, T₂ eingeschaltet. Die Span­ nungen an den Schalttransistoren T₁, T₂ entsprechen auf­ grund der hochohmigen Symmetriewiderstände R_S, die par­ allel zu den Schalttransistoren T₁, T₂ liegen, der hal­ ben Zwischenkreisspannung U₀. Die Ausgangssignale S₁', S₂' der beiden Komparatoren K₂, K₁ sind somit logisch "1".

Wird beispielsweise das Ansteuersignal S₁ logisch "1", so ist das Ergebnis der UND-Verknüpfung S₁=S_{1 1}' logisch "1" Der Transistor T₁ schaltet somit durch. Die Spannung am Transistor T₁ ist sehr gering, das Ausgangs­ signal S₂' des Komparators K₁ somit logisch "0". Selbst bei einer durch Störungen oder Fehler in der Ansteuer­ schaltung 7 verursachten Ansteuerung des anderen Transistors T₂, wobei das Ansteuersignal S₂ logisch "1" wäre, würde dieser somit nicht eingeschaltet, da sich aufgrund der UND-Verknüpfung 4 die Beziehung S₂''=S₂& S₂'="0" ergibt. Das Steuersignal S₁'' bzw. S₂'' steht am Ausgang des Pufferverstärkers 5 bzw. 6 an und wird dem jeweiligen Schalttransistor T₁ bzw. T₂ zugeführt.

Nach einer Zeitspanne, die vorteilhaft etwas kleiner ge­ wählt wird als die halbe Periodendauer der Resonanzfre­ quenz f_res des Ausgangskreises, wird das Ansteuersignal S₁ wieder abgeschaltet, so daß es logisch "0" wird. Wie Fig. 2 zeigt, nimmt gleichzeitig oder nahezu gleichzei­ tig das Ansteuersignal S₂ den Wert logisch "1" an. Das Signal S₁'' ergibt sich aufgrund der UND-Verknüpfung zu S_{1 1}', das dem Wert logisch "0" entspricht. Dadurch wird die Spannung an der Steuerelektrode des Transistors T₁ abgeschaltet. Während des Zeitintervalls t_d,off + t_s,off, das der Summe aus Abschaltverzögerungs- und Ab­ schaltzeit des Transistors T₁ entspricht, ist die Span­ nung an diesem Transistor T₁ weiterhin kleiner als die halbe Zwischenkreisspannung U₀. Der Ausgang des Kompara­ tors K₁ ist demnach logisch "0". Erst wenn der Wider­ stand des Transistors T₁ auf hohe Werte angestiegen ist und gleichzeitig die Bedingung für ein induktives Ver­ halten des Ausgangskreises erfüllt ist, steigt die Span­ nung am Transistor T₁ schnell auf den vollen Wert der Zwischenkreisspannung U₀ an (Fig. 2). Ein induktives Verhalten des Ausgangskreises liegt vor, wenn der Strom­ fluß durch eine Ausgangsinduktivität L_R (Fig. 1) eines Schwingkreises 10 der Pfeilrichtung I_a in Fig. 1 ent­ spricht. Ein Überschreiten des vollen Wertes der Zwi­ schenkreisspannung U₀ wird durch eine Inversdiode D₂ des Transistors T₂ verhindert. Die Inversdiode D₂ liegt par­ allel zum Schalttransistor T₂. Das Ausgangssignal des Kornparators K₁ wird somit logisch "1", so daß der Tran­ sistor T₂ über seine Steuerelektrode aufgrund der Bedin­ gung S₂''=S_{2 2}'="1" eingeschaltet wird. Gleichzei­ tig verhindert das Ausgangssignal S₁', das logisch "0" ist, des Komparators K₂ ein Wiedereinschalten des Tran­ sistors T₁. Dieser Zustand bleibt nun wiederum erhalten, bis die Steuersignale S₁ und S₂ ihre Zustände erneut vertauschen. Der Transistor T₂ schaltet nun ab, während der Transistor T₁ nach Ablauf der Abschaltverzögerungs- und Ab­ schaltzeit t_d,off+ t_s,off des Transistors T₂ einschal­ tet.

Ist die Frequenz der Ansteuersignale niedriger als die­ jenige des Resonanzkreises 10, so fließt der Strom I_a im Ausgangskreis beim Abschalten des Schaltelementes T₁ entgegen der in Fig. 1 gekennzeichneten Richtung über eine parallel zum Transistor T₁ liegende Diode D₁. Da­ durch ergibt sich ein kapazitives Verhalten des Aus­ gangskreises. Die Spannung am Transistor T₁ steigt darum nicht an, so daß eine Freigabe des anderen Tran­ sistors T₂ nicht erfolgt. Das Ausgangssignal S₂' des Kom­ parators K₁ ist logisch "0". Der kapazitive Betrieb des Wechselrichters, der zu hohen Schaltverlusten oder sogar zur Zerstörung der Transistoren T₁, T₂ und der parallel hierzu liegenden Inversdioden D₁, D₂ führen kann, wird somit mit hoher Zuverlässigkeit verhindert.

Der Schwingkreis 10 hat außer der Induktivität L_R die Kapazität C_R. Die Kapazität C_P dient zur Pufferung der Zwischenkreisspannung.

Die beschriebene Ansteuerschaltung kann in abgewandelter Form auch für die Ansteuerung eines Wechselrichters mit einer asymmetrischen Halbbrücken­ schaltung eingesetzt werden. Bei ihr sind zwei diagonal angeordnete, synchron angesteuerte Schaltelemente einer symmetrischen Vollbrückenschaltung durch Freilaufdioden ersetzt, wobei die zwei verbleibenden Schaltelemente weiterhin synchron angesteuert werden. Sie legen im ein­ geschalteten Zustand die Betriebsspannung an eine Pri­ märwicklung eines Ausgangsübertragers. Nach dem Abschal­ ten der Schaltelemente wird die verbleibende Magnetisie­ rung des Ausgangsübertragers über die Freilaufdioden ab­ gebaut. Diese Entmagnetisierung sollte insbesondere bei höheren Betriebsfrequenzen des Wechselrichters vor dem Wiedereinschalten der Schaltelemente abgeschlossen sein, um durch die Abschaltverzögerungszeit der Dioden verur­ sachte Querströme in den Brückenzweigen zu vermeiden. Um dies zu gewährleisten, kann das Anliegen einer Spannung an den Freilaufdioden, die beispielsweise etwas geringer als die halbe Betriebsspannung der Brückenschaltung ge­ wählt ist, als notwendige Bedingung für das Einschalten des Transistors des jeweiligen Brückenzweiges genutzt werden. Die gleiche Funktion erfüllt die Überwachung des Stroms durch die Dioden, da ein verschwindender Strom durch die Diode in dieser Schaltung gleichbedeutend mit dem Anliegen einer Spannung in Sperrichtung dieses Bau­ elementes ist.

Wichtig für eine optimale Funktionsweise der Schaltung gemäß Fig. 1 sind geringe Verzögerungszeiten zwischen dem Überschreiten der Schwellspannung U_S an einem der Komparatoren K₁, K₂ und dem Einschalten der Steuerelek­ trode des jeweils anderen Transistors T₂, T₁. Durch die Zusammenfassung mehrerer Funktionen (Komparator, Poten­ tialtrennung, UND-Verknüpfung und Pufferverstärker) in einem Bauelement sowie durch deren geeignete Auswahl werden Verzögerungszeiten von wenigen zehn ns erreicht Dies ermöglicht den Betrieb von Resonanzwandlern mit Ar­ beitsfrequenzen bis hin zu einigen MHz. Den größten Bei­ trag zur genannten Zeitverzögerung liefert in der Regel das potentialtrennende Bauelement 8, 9, beispielsweise ein Optokoppler oder ein Pulsübertrager mit Ansteuerschaltung. Für hohe Frequenzen ist die Vorrichtung gemäß den Fig. 1 und 2 allerdings nicht geeignet, da die Potentialtrennglieder 8, 9 zeitabhängig arbeiten.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die gattungs­ gemäße Einrichtung so auszubilden, daß eine optimale Ar­ beitsweise des Wechselrichters bei hohen Frequenzen sichergestellt ist, wobei ein kapazitiver Betrieb des Wechselrichters zuverlässig ausgeschlossen sein soll.

Diese Aufgabe wird bei der gattungsgemäßen Einrichtung erfindungsgemäß mit den Merkmalen des Anspruches 1 gelöst.

Die erfindungsgemäße Einrichtung stellt stets eine nahe­ zu optimale Ansteuerung der Schaltelemente des Wechsel­ richters bei hohen und höchsten Frequenzen sicher. Es ist kein Abgleich erforderlich. Die Einrichtung paßt sich selbständig an wechselnde Be­ triebszustände des Wechselrichters sowie an Schaltzeit­ toleranzen der Schaltelemente an. Insbesondere werden kapazitive Betriebszustände sowie das gleichzeitige Ein­ schalten der Schaltelemente eines Brückenzweigpaares selbst bei fehlerhaften oder gestörten Ansteuersignalen zuver­ lässig verhindert. Sobald die Spannung am jeweils anderen Schaltelement einen Spannungswert überschreitet, der deutlich oberhalb der Spannung über der Laststrecke des Schaltelementes im durchgesteuerten Zustand liegt, gibt der Komparator ein Freigabesignal für das entsprechende UND-Glied. Dadurch wird nahezu verzögerungsfrei geschaltet, so daß die Einrichtung für höchste Frequenzen hervorragend geeignet ist.

Weitere Merkmale der Erfindung ergeben sich aus den weiteren Ansprüchen, der Beschreibung und den Zeichnungen.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnungen näher erläu­ tert. Es zeigen

Fig. 1 in schematischer Darstellung die Schaltung ei­ ner bekannten Einrichtung,

Fig. 2 die Zeitverläufe einiger Signale der Einrich­ tung gemäß Fig. 1,

Fig. 3 eine erfindungsgemäße Einrichtung,

Fig. 4 in schematischer Darstellung einen bekannten Wechselrichter mit symmetrischer Halbbrücke,

Fig. 5 die Zeitverläufe zweier Signale des Wechsel­ richters gemäß Fig. 4,

Fig. 6 in schematischer Darstellung die Schaltung ei­ nes bekannten Halbleiter-Schaltelementes,

Fig. 7 die Zeitverläufe zweier Signale des Halbleiter- Schaltelementes gemäß Fig. 6.

Die Einrichtung gemäß Fig. 3 ist für höchste Frequenzen vorgesehen. Bei ihr wird die Potentialtrennung durch einen ausreichend spannungsfesten Kondensator C_k er­ reicht. Er wird zwischen den Source-Anschlüssen der bei­ den Transistoren T₁, T₂ unter Zwischenschaltung jeweils eines integrierenden Bauelementes I₁, I₂ eingefügt. Er­ höht sich nun beispielsweise nach dem Abschalten des Signals an der Steuerelektrode des Schaltelementes T₁ die Spannung an diesem, so wird in den Kondensator C_k ein Verschiebungsstrom I_v=C_k.dU_T1/dt eingeprägt. Dieser erzeugt im invertierenden Integrator I₂ ein der Spannung U_T1 proportionales Spannungssignal U₁'. Die Schaltschwelle U_S' des nachgeschalteten Komparators K₂ ist beispielsweise so gewählt, daß sein Ausgangssignal S₂' genau dann den logischen Zustand "1" annimmt, wenn die Spannung am Transistor T₁ einen etwas geringem als die halbe Betriebsspannung U₀ gewählten Wert überschrei­ tet. Durch die anschließende UND-Verknüpfung 4 mit dem Signal S₂ der Ansteuerschaltung 7 wird in diesem Bei­ spiel das Ansteuersignal S₂'' für den Transistor T₂ er­ zeugt.

Die Signale der Ansteuerschaltung 7 werden über die Po­ tentialtrennglieder 8, 9 als Steuersignale S₁, S₂ den UND-Gliedern 3, 4 zugeführt. Ihnen ist der Puffer­ verstärker 5, 6 nachgeschaltet, über den die Signale an die Steuerelektrode der zugehörigen Transistoren T₁, T₂ geführt werden. Parallel zu den Transistoren T₁, T₂, die vorteilhaft MOS-Feldeffekttransistoren (MOSFET) sind, sind die In­ versdioden D₁, D₂ vorgesehen. Die Potentialtrennung er­ folgt durch den Kondensator C_k, der zwischen den Source-Anschlüssen der beiden Transistoren T₁, T₂ unter Zwischenschaltung jeweils eines integrierenden Bauele­ mentes I₁, I₂ eingefügt ist. Die UND-Glieder 3, 4 erhal­ ten somit die beiden Signale S₁, S₁' bzw. S₂, S₂'. Die über den Kondensator C_P gepufferte Zwischenkreis-Gleichspannung U₀ wird mit der durch die Ansteuersignale S₁, S₂ bestimmten Frequenz f_s zerhackt und über den nachgeschalteten Reso­ nanzkreis 10 (L_R, C_R) in eine näherungsweise sinusförmi­ ge Schwingung der gewünschten Amplitude umgewandelt.

Das Eingangssignal der Integratoren I₁, I₂ ist nur wäh­ rend der Schaltvorgänge der Transistoren T₁, T₂ von 0 verschieden. Aufgrund des nicht idealen Verhaltens re­ aler Integratoren kann sich deren Ausgangsspannung auch in den Zeiten zwischen den Schaltvorgängen langsam än­ dern, was bei sehr niedrigen Betriebsfrequenzen des Wechselrichters zu einer fehlerhaften Betriebsweise der Schaltung führen könnte. Durch eine Kombination der "dy­ namischen Verriegelungsschaltung" gemäß Fig. 3 mit der statischen Verriegelung gemäß Fig. 1 kann diese Ein­ schränkung umgangen werden. Als Freigabesignal S₁' bzw. S₂' wird hierfür nach dem Wechsel des zugehörigen An­ steuersignals S₁ bzw. S₂ zunächst das Ausgangssignal ei­ ner Hintereinanderschaltung von Kondensator C_k, Integrator I₁, I₂ und Komparator K₁, K₂ nach Fig. 3, da­ nach das potentialgetrennte Ausgangssignal eines nach Fig. 1 geschalteten Komparators gewählt. Diese Schal­ tungsvariante ermöglicht einen absolut zuverlässigen und stets nahezu optimalen Betrieb ein- und desselben Wech­ selrichters im Frequenzbereich zwischen wenigen Hz und mehreren MHz.

Die beschriebene Schaltung stellt die optimale Arbeits­ weise von Wechselrichtern bis in den MHz-Bereich sicher. Sie verhindert zuverlässig Querströme in den Zweigen symmetrischer Halb- und Vollbrücken sowie asymmetrischer Halbbrücken, insbesondere auch bei fehlerhaften Ansteu­ ersignalen. Der kapazitive Betrieb des Wechselrichters, der zu hohen Verlusten und einer Zerstörung der Schalt­ elemente führen kann, wird zuverlässig ausgeschlossen.

Claims (9)

1. Einrichtung zur Ansteuerung von Schaltelementen (T₁, T₂), ins­ besondere MOS-FETS eines Brückenzweigpaares, mit einer An­ steuerschaltung (7) zur Abgabe von Rechteckimpulsen (S₁, S₂), wobei den Steuerstrecken der Schaltelemente (T₁, T₂) jeweils ein UND-Glied (3; 4) vorgeschaltet ist, das eingangsseitig einer­ seits über ein Potentialtrennglied (8; 9) mit der Ansteuerschal­ tung (7) und andererseits mit dem Ausgang eines Komparators (K₁; K₂) verbunden ist, der seinerseits in Steuerabhängigkeit von einem Integrator (I₁; I₂) steht, wobei die Eingangskreise der In­ tegratoren (I₁; I₂) einerseits mit einem Kondensator (C_K) und an­ dererseits mit jeweils einer Elektrode des zugehörigen Schalt­ elementes (T₁; T₂), insbesondere der Source-Elektrode, verbun­ den sind, wobei der Schwellwert (U_S) der Komparatoren (K₁, K₂) so gewählt ist, daß der Komparator (K₁; K₂) dann ein Freigabe­ signal für das UND-Glied (3; 4) abgibt, wenn die Spannung am jeweils anderen Schaltelement (T₂; T₁) einen vorgegebenen Spannungswert überschreitet, der deutlich oberhalb der Span­ nung über der Laststrecke des Schaltelementes (T₁; T₂) im durchgesteuerten Zustand, insbesondere der Drain-Source-Spannung im durchgesteuerten Zustand, liegt.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Tastverhältnis der Rechteck­ impulse (S₁; S₂) vorzugsweise nahe 50% liegt.

3. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß nach einem Zeitintervall (t_D) nach jedem Einschaltvorgang eines Schaltelementes (T₁; T₂) die Ein­ gangssignale (U₁, U₂) der Integratoren (I₁, I₂) durch der Span­ nung am jeweils anderen Schaltelement (T₁; T₂) proportionale Signale ersetzt werden.

4. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Potentialtrennglied (8; 9) ein Optokoppler ist.

5. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Potentialtrennglied (8; 9) ein Pulsübertrager mit Ansteuerschaltung ist.

6. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der UND-Verknüpfung (3; 4) ein Verstärker (5; 6) nachgeschaltet ist.

7. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß jedem Schaltelement (T₁; T₂) der Brückenschaltung eine entsprechende Einrichtung zugeordnet ist.

8. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß dem Schaltelement (T₁; T₂) eine Diode (D₁; D₂) zugeordnet ist.

9. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung am jeweils anderen Schaltelement (T₁; T₂) des jeweiligen Brückenzweiges mittels des jeweiligen Komparators (K₁; K₂) mit dem Spannungs- Schwellwert (U_S) verglichen und bei Unterschreiten dieses Wer­ tes ein logisches 0-Signal und bei Überschreiten dieses Wertes ein logisches "1"-Signal erzeugt wird, daß dieses Signal (S₁'; S₂') mit den Rechteckimpulsen (S₁; S₂) mit einem Tastverhältnis von vorzugsweise etwa 50% mittels der logischen UND-Verknüpfung (3; 4) verknüpft wird, und daß das Ausgangssignal (S₁''; S₂'') der-jeweiligen UND-Verknüpfung (3; 4) zur Ansteue­ rung des jeweils anderen Schaltelementes (T₁; T₂) genutzt wird.