JPS6329286B2 - - Google Patents
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- JPS6329286B2 JPS6329286B2 JP55058300A JP5830080A JPS6329286B2 JP S6329286 B2 JPS6329286 B2 JP S6329286B2 JP 55058300 A JP55058300 A JP 55058300A JP 5830080 A JP5830080 A JP 5830080A JP S6329286 B2 JPS6329286 B2 JP S6329286B2
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- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 claims description 11
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 10
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 230000004397 blinking Effects 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000002349 favourable effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac
- G05F1/40—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices
- G05F1/44—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only
- G05F1/45—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only being controlled rectifiers in series with the load
- G05F1/455—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using discharge tubes or semiconductor devices as final control devices semiconductor devices only being controlled rectifiers in series with the load with phase control
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は交流負荷の制御回路に関するものであ
る。
る。
従来、第1図に示すようにトライアツク等の双
方向性電力制御素子を用いた交流負荷の制御回路
が広く用いられている。しかしながらその電源回
路としては第2図aまたはcに示すものが多く用
いられている。第2図cの電源回路を用いた交流
負荷の制御回路を第2図dに示す。今、トランジ
スタ18の導通制御を行なう制御回路17によ
り、トランジスタ18がオフされ、交流電源5の
図中上部が正極となり、電流が図中の矢印A方向
に流れる場合、限流用インピーダンス素子9、ダ
イオードブリツジDBのダイオードa、電源回路
21、制御回路17、ダイオードブリツジDBの
ダイオードc、交流電源5の経路、及び交流電源
5、トライアツク4の第1端子2からゲート端子
1、トランジスタ18、ダイオードブリツジDB
のダイオードc、交流電源5の経路で電流が流れ
ようとする。しかし、この場合のトランジスタ1
8を通る経路は、トランジスタ18がオフである
ため電流は流れない。しかし、このときこのトラ
ンジスタ18のコレクタ・エミツタ間にはほぼ電
源電圧(ダイオードcとトライアツク4のゲート
電圧を引いた分)が印加される。このため、トラ
ンジスタ18としてはコレクタ・エミツタ間耐圧
の大きなものを用いる必要がある。電流が図中の
矢印B方向に流れる場合、交流電源5、ダイオー
ドb、電源回路21、制御回路17、ダイオード
d、限流用インピーダンス素子9、交流電源5の
経路、及び交流電源5、ダイオードb、電源回路
21、制御回路17、トランジスタ18、トライ
アツク4のゲート端子1から第1端子2、交流電
源5の経路で電流が流れようとするが、トランジ
スタ18がオフであるから、同様にコレクタ・エ
ミツタ間耐圧が大きくなければならない。次に、
制御回路17によりトランジスタ18がオンで、
矢印A方向に電流が流れる場合には、限流用イン
ピーダンス素子9、ダイオードa、電源回路2
1、制御回路17、ダイオードc、交流電源5の
経路、及び交流電源5、トライアツク4の第1端
子2からゲート端子1、トランジスタ18、ダイ
オードc、交流電源5の経路で電流が流れる。と
ころが、矢印B方向に電流が流れる場合、交流電
源5、ダイオードb、電源回路21、制御回路1
7、ダイオードd、限流用インピーダンス素子
9、交流電源5の経路、及び交流電源5、ダイオ
ードb、電源回路21、制御回路17、トランジ
スタ18、トライアツク4のゲート端子1から第
1端子2、交流電源5の経路で電流が流れようと
するが、トランジスタ18はエミツタからコレク
タへとは電流が流れないため、B方向モードでは
トライアツク4をオンできないという不都合があ
る。つまり、この回路では、制御回路17の出力
を直接にトライアツク4等の電力制御素子のゲー
ト端子1に接続して、トライアツク4を双方向で
制御することができない。
方向性電力制御素子を用いた交流負荷の制御回路
が広く用いられている。しかしながらその電源回
路としては第2図aまたはcに示すものが多く用
いられている。第2図cの電源回路を用いた交流
負荷の制御回路を第2図dに示す。今、トランジ
スタ18の導通制御を行なう制御回路17によ
り、トランジスタ18がオフされ、交流電源5の
図中上部が正極となり、電流が図中の矢印A方向
に流れる場合、限流用インピーダンス素子9、ダ
イオードブリツジDBのダイオードa、電源回路
21、制御回路17、ダイオードブリツジDBの
ダイオードc、交流電源5の経路、及び交流電源
5、トライアツク4の第1端子2からゲート端子
1、トランジスタ18、ダイオードブリツジDB
のダイオードc、交流電源5の経路で電流が流れ
ようとする。しかし、この場合のトランジスタ1
8を通る経路は、トランジスタ18がオフである
ため電流は流れない。しかし、このときこのトラ
ンジスタ18のコレクタ・エミツタ間にはほぼ電
源電圧(ダイオードcとトライアツク4のゲート
電圧を引いた分)が印加される。このため、トラ
ンジスタ18としてはコレクタ・エミツタ間耐圧
の大きなものを用いる必要がある。電流が図中の
矢印B方向に流れる場合、交流電源5、ダイオー
ドb、電源回路21、制御回路17、ダイオード
d、限流用インピーダンス素子9、交流電源5の
経路、及び交流電源5、ダイオードb、電源回路
21、制御回路17、トランジスタ18、トライ
アツク4のゲート端子1から第1端子2、交流電
源5の経路で電流が流れようとするが、トランジ
スタ18がオフであるから、同様にコレクタ・エ
ミツタ間耐圧が大きくなければならない。次に、
制御回路17によりトランジスタ18がオンで、
矢印A方向に電流が流れる場合には、限流用イン
ピーダンス素子9、ダイオードa、電源回路2
1、制御回路17、ダイオードc、交流電源5の
経路、及び交流電源5、トライアツク4の第1端
子2からゲート端子1、トランジスタ18、ダイ
オードc、交流電源5の経路で電流が流れる。と
ころが、矢印B方向に電流が流れる場合、交流電
源5、ダイオードb、電源回路21、制御回路1
7、ダイオードd、限流用インピーダンス素子
9、交流電源5の経路、及び交流電源5、ダイオ
ードb、電源回路21、制御回路17、トランジ
スタ18、トライアツク4のゲート端子1から第
1端子2、交流電源5の経路で電流が流れようと
するが、トランジスタ18はエミツタからコレク
タへとは電流が流れないため、B方向モードでは
トライアツク4をオンできないという不都合があ
る。つまり、この回路では、制御回路17の出力
を直接にトライアツク4等の電力制御素子のゲー
ト端子1に接続して、トライアツク4を双方向で
制御することができない。
また、第2図aの電源回路を用いた交流負荷の
制御回路としては同図bに示すものが考えられ
る。この場合、交流電源5の電流方向に関係なく
トライアツク4のゲート電流は、電源回路21、
トライアツク4の第1端子2からゲート端子1、
トランジスタ18の経路で直流によるゲート電流
が流れ、トランジスタ18をオンしてトライアツ
ク4をオンすることができる。つまり、制御回路
17出力を直接にトライアツク4のゲート端子1
に接続し、トライアツク4を双方向で制御するこ
とはできる。しかしながら、この場合には電源ト
ランスTを用いてあるから、形状が大きくなり、
コストも高く付くという問題があつた。
制御回路としては同図bに示すものが考えられ
る。この場合、交流電源5の電流方向に関係なく
トライアツク4のゲート電流は、電源回路21、
トライアツク4の第1端子2からゲート端子1、
トランジスタ18の経路で直流によるゲート電流
が流れ、トランジスタ18をオンしてトライアツ
ク4をオンすることができる。つまり、制御回路
17出力を直接にトライアツク4のゲート端子1
に接続し、トライアツク4を双方向で制御するこ
とはできる。しかしながら、この場合には電源ト
ランスTを用いてあるから、形状が大きくなり、
コストも高く付くという問題があつた。
そこで、第3図a,bに示すようにフオトカプ
ラ22,23やリレー25を用いて間接的に接続
するという方法が採用されているが、この場合に
も部品点数が多くコスト高になるという欠点があ
つた。本発明は従来例のこのような欠点を解消
し、制御回路用直流電源回路と電力制御素子とを
結合素子を用いることなく直接接続できる交流負
荷制御回路を提供することを目的とするものであ
る。
ラ22,23やリレー25を用いて間接的に接続
するという方法が採用されているが、この場合に
も部品点数が多くコスト高になるという欠点があ
つた。本発明は従来例のこのような欠点を解消
し、制御回路用直流電源回路と電力制御素子とを
結合素子を用いることなく直接接続できる交流負
荷制御回路を提供することを目的とするものであ
る。
以下本発明の構成を図示実施例について説明す
れば、第4図乃至第9図に示すように、ゲート端
子1と第1端子2間の制御電流によつて第1端子
2と第2端子3間をオンオフする双方向性電力制
御素子4の第1端子2を交流電源5の一側6に接
続すると共に第2端子3を交流負荷7を介して交
流電源5の他側8に接続し、交流電源5の他側8
から限流用インピーダンス素子9を介して双方向
性電力制御素子4のゲート端子1に接続される平
滑コンデンサ10と整流ダイオード11の直列回
路の両端に上記整流ダイオード11と同一方向の
第2のダイオード12を並列に接続し、上記双方
向性電力制御素子4の第1端子2とゲート端子1
の間に互いに逆並列接続されたトランジスタ1
3,14の各ベース端子15,16に、上記平滑
コンデンサ10の両端より電源を供給される制御
回路17の出力を接続して成るものである。以下
第4図の実施例についてさらに詳述すれば、まず
双方向性電力制御素子4としてはトライアツクを
用いており、該トライアツクのゲート電流はトラ
ンジスタ13,14によるバイパス回路のオンオ
フによつてオフオンされるものである。このトラ
ンジスタ13,14はバツフアトランジスタ18
を介して制御回路17により駆動されるものであ
る。この制御回路17の直流電源は平滑コンデン
サ10から取られており、11はその充電用の整
流ダイオードである。なお本実施例においては第
2のダイオード12としてツエナダイオードを用
いているのでコンデンサ10は所望の電源電圧に
充電されるようになつている。
れば、第4図乃至第9図に示すように、ゲート端
子1と第1端子2間の制御電流によつて第1端子
2と第2端子3間をオンオフする双方向性電力制
御素子4の第1端子2を交流電源5の一側6に接
続すると共に第2端子3を交流負荷7を介して交
流電源5の他側8に接続し、交流電源5の他側8
から限流用インピーダンス素子9を介して双方向
性電力制御素子4のゲート端子1に接続される平
滑コンデンサ10と整流ダイオード11の直列回
路の両端に上記整流ダイオード11と同一方向の
第2のダイオード12を並列に接続し、上記双方
向性電力制御素子4の第1端子2とゲート端子1
の間に互いに逆並列接続されたトランジスタ1
3,14の各ベース端子15,16に、上記平滑
コンデンサ10の両端より電源を供給される制御
回路17の出力を接続して成るものである。以下
第4図の実施例についてさらに詳述すれば、まず
双方向性電力制御素子4としてはトライアツクを
用いており、該トライアツクのゲート電流はトラ
ンジスタ13,14によるバイパス回路のオンオ
フによつてオフオンされるものである。このトラ
ンジスタ13,14はバツフアトランジスタ18
を介して制御回路17により駆動されるものであ
る。この制御回路17の直流電源は平滑コンデン
サ10から取られており、11はその充電用の整
流ダイオードである。なお本実施例においては第
2のダイオード12としてツエナダイオードを用
いているのでコンデンサ10は所望の電源電圧に
充電されるようになつている。
以下、第4図の実施例の動作について説明す
る。交流電源5の極性が図中上部が正極になつ
て、電流が図中の矢印A方向に流れる場合、交流
電源5、トランジスタ14、ツエナダイオード1
2、限流用インピーダンス素子9、交流電源5の
経路、及び交流電源5、トライアツク4の第1端
子2からゲート端子1、ツエナダイオード12、
限流用インピーダンス素子9、交流電源5の経路
で電流が流れようとする。また、交流電源5の極
性が図中下部が正極になつて、電流が図中の矢印
B方向に流れる場合、交流電源5、限流用インピ
ーダンス素子9、ツエナダイオード12、トラン
ジスタ13、交流電源5の経路、及び交流電源
5、限流用インピーダンス素子9、ツエナダイオ
ード12、トライアツク4のゲート端子1から第
1端子2、交流電源5の経路で電流が流れようと
する。以下、上記A、B方向の電流のトライアツ
ク4を通らない経路を第1のモード、トライアツ
ク4を通る経路を第2のモードと称して説明す
る。今、トランジスタ13,14のいずれもオフ
であるとすると、電流は第2のモードで流れるこ
とになり、このためトライアツク4に双方向でゲ
ート電流が流れ、トライアツク4が双方向でオン
する。トランジスタ13,14のいずれかがオン
であると、上記第1のモードのいずれかの経路に
電流が流れ、トライアツク4の第1端子2とゲー
ト端子1との間が略短絡状態となり、トライアツ
ク4にはゲート電流が流れずにオフする。つま
り、トランジスタ13,14のコレクタ・エミツ
タオン電圧よりトライアツク4の第1端子2−ゲ
ート端子1オン電圧の方が高いからである。この
ようにしてトランジスタ13,14のオンオフに
てトライアツク4の導通制御が為されるのである
が、上記トランジスタ13,14のオンオフはト
ランジスタ18のオンオフにて制御される。つま
り、トランジスタ18がオンであれば、交流電源
5の極性によつてトランジスタ13,14のいず
れか一方がオンし、トライアツク4をオフし、ま
たトランジスタ18がオフのときにはいずれのト
ランジスタ13,14もオフで、トライアツク4
がオンするのである。なお、このトランジスタ1
8のオンオフは制御回路17にて制御され、この
制御回路17の電源はツエナダイオード12の電
圧をダイオード11及びコンデンサ10で整流平
滑して供される。このように構成すれば、トラン
ジスタ13,14はトライアツク4の第1端子2
−ゲート端子1間にあり、低い耐圧の部品で良
く、またトランジスタ18もツエナダイオード1
2による電圧にトライアツク4の第1端子2−ゲ
ート端子1電圧を加えた電圧しかかからず、従つ
て低い耐圧の部品で良く、小型低コストとなる。
る。交流電源5の極性が図中上部が正極になつ
て、電流が図中の矢印A方向に流れる場合、交流
電源5、トランジスタ14、ツエナダイオード1
2、限流用インピーダンス素子9、交流電源5の
経路、及び交流電源5、トライアツク4の第1端
子2からゲート端子1、ツエナダイオード12、
限流用インピーダンス素子9、交流電源5の経路
で電流が流れようとする。また、交流電源5の極
性が図中下部が正極になつて、電流が図中の矢印
B方向に流れる場合、交流電源5、限流用インピ
ーダンス素子9、ツエナダイオード12、トラン
ジスタ13、交流電源5の経路、及び交流電源
5、限流用インピーダンス素子9、ツエナダイオ
ード12、トライアツク4のゲート端子1から第
1端子2、交流電源5の経路で電流が流れようと
する。以下、上記A、B方向の電流のトライアツ
ク4を通らない経路を第1のモード、トライアツ
ク4を通る経路を第2のモードと称して説明す
る。今、トランジスタ13,14のいずれもオフ
であるとすると、電流は第2のモードで流れるこ
とになり、このためトライアツク4に双方向でゲ
ート電流が流れ、トライアツク4が双方向でオン
する。トランジスタ13,14のいずれかがオン
であると、上記第1のモードのいずれかの経路に
電流が流れ、トライアツク4の第1端子2とゲー
ト端子1との間が略短絡状態となり、トライアツ
ク4にはゲート電流が流れずにオフする。つま
り、トランジスタ13,14のコレクタ・エミツ
タオン電圧よりトライアツク4の第1端子2−ゲ
ート端子1オン電圧の方が高いからである。この
ようにしてトランジスタ13,14のオンオフに
てトライアツク4の導通制御が為されるのである
が、上記トランジスタ13,14のオンオフはト
ランジスタ18のオンオフにて制御される。つま
り、トランジスタ18がオンであれば、交流電源
5の極性によつてトランジスタ13,14のいず
れか一方がオンし、トライアツク4をオフし、ま
たトランジスタ18がオフのときにはいずれのト
ランジスタ13,14もオフで、トライアツク4
がオンするのである。なお、このトランジスタ1
8のオンオフは制御回路17にて制御され、この
制御回路17の電源はツエナダイオード12の電
圧をダイオード11及びコンデンサ10で整流平
滑して供される。このように構成すれば、トラン
ジスタ13,14はトライアツク4の第1端子2
−ゲート端子1間にあり、低い耐圧の部品で良
く、またトランジスタ18もツエナダイオード1
2による電圧にトライアツク4の第1端子2−ゲ
ート端子1電圧を加えた電圧しかかからず、従つ
て低い耐圧の部品で良く、小型低コストとなる。
次に第5図の回路図は本発明の別の実施例を示
すものであり、第4図の実施例では直流低電圧は
ツエナダイオードによつて所望の一定電圧となる
が、もう少し粗い電圧でも良い場合には第5図の
ようにコンデンサ10と並列に抵抗器19を接続
し、代わりにツエナダイオードを普通のダイオー
ドに置き換えて回路の簡略化を図つてもよいもの
である。第6図の実施例は第5図の実施例におい
て抵抗器19をツエナダイオード20に置き換え
たものである。また第7図の実施例はトランジス
タ13,14,18のnpn型とpnp型を交換した
ものであり、第8図の実施例はトライアツク4の
代わりにpnp型とnpn型のパワートランジスタ4
a,4bを用いたものである。さらに第9図の実
施例は、制御回路17として無線による照明負荷
点滅回路を用いたものであり、同図aに示すよう
な送信機のスイツチを押すと変調回路MODにて
変調された無線周波数が発振回路OSCからアン
テナを通つて送出され、さらに同図bに示すよう
な受信機の検波回路DET、増幅回路AMPを通つ
て復調回路DEMにて正しい信号か否かを判別さ
れ正しい信号であればフリツプフロツプFFを反
転してトライアツク4をオンオフするようになつ
ているものである。
すものであり、第4図の実施例では直流低電圧は
ツエナダイオードによつて所望の一定電圧となる
が、もう少し粗い電圧でも良い場合には第5図の
ようにコンデンサ10と並列に抵抗器19を接続
し、代わりにツエナダイオードを普通のダイオー
ドに置き換えて回路の簡略化を図つてもよいもの
である。第6図の実施例は第5図の実施例におい
て抵抗器19をツエナダイオード20に置き換え
たものである。また第7図の実施例はトランジス
タ13,14,18のnpn型とpnp型を交換した
ものであり、第8図の実施例はトライアツク4の
代わりにpnp型とnpn型のパワートランジスタ4
a,4bを用いたものである。さらに第9図の実
施例は、制御回路17として無線による照明負荷
点滅回路を用いたものであり、同図aに示すよう
な送信機のスイツチを押すと変調回路MODにて
変調された無線周波数が発振回路OSCからアン
テナを通つて送出され、さらに同図bに示すよう
な受信機の検波回路DET、増幅回路AMPを通つ
て復調回路DEMにて正しい信号か否かを判別さ
れ正しい信号であればフリツプフロツプFFを反
転してトライアツク4をオンオフするようになつ
ているものである。
上述のように本発明は、交流電源の他端から限
流用インピーダンス素子を介して双方向電力制御
素子のゲート端子に整流ダイオードと平滑コンデ
ンサとの直列回路を接続してあるので、電力制御
素子のゲート端子と第1端子との間に双方向でゲ
ート電流を流して、電力制御素子を交流電源の極
性に関係なく、つまり双方向でオンすることがで
き、また制御回路出力にてトランジスタをオンす
ることによつて、電力制御素子のゲート端子と第
1端子との間を略短絡状態にして電力制御素子を
オフすることができ、このため結合素子などを用
いることなく直接に1個の制御回路で双方向性電
力制御素子のオンオフを双方向で制御でき、しか
も電力制御素子の第1端子とゲート端子との間に
互いに逆並列接続されたトランジスタで電力制御
素子のオンオフを制御しているので、これらトラ
ンジスタにはほぼ交流電源電圧から限流用インピ
ーダンスの電圧降下分を引いた電圧しかかからな
いので、このトランジスタとして耐圧の低いもの
を用いることができ、また同様に上記トランジス
タのオンオフを制御する制御回路の部品の耐圧も
低くでき、従つて装置を小型にして低コストとす
ることが可能となる。さらに、本発明は回路的に
も特殊なものではなく、第5図乃至第8図の実施
例に示すようにダイオードやトランジスタ等の部
品を適宜都合の良いものに変更して使用すること
ができ、実施するにあたつて入手が困難となるよ
うな特殊な部品は一切必要としないものである。
流用インピーダンス素子を介して双方向電力制御
素子のゲート端子に整流ダイオードと平滑コンデ
ンサとの直列回路を接続してあるので、電力制御
素子のゲート端子と第1端子との間に双方向でゲ
ート電流を流して、電力制御素子を交流電源の極
性に関係なく、つまり双方向でオンすることがで
き、また制御回路出力にてトランジスタをオンす
ることによつて、電力制御素子のゲート端子と第
1端子との間を略短絡状態にして電力制御素子を
オフすることができ、このため結合素子などを用
いることなく直接に1個の制御回路で双方向性電
力制御素子のオンオフを双方向で制御でき、しか
も電力制御素子の第1端子とゲート端子との間に
互いに逆並列接続されたトランジスタで電力制御
素子のオンオフを制御しているので、これらトラ
ンジスタにはほぼ交流電源電圧から限流用インピ
ーダンスの電圧降下分を引いた電圧しかかからな
いので、このトランジスタとして耐圧の低いもの
を用いることができ、また同様に上記トランジス
タのオンオフを制御する制御回路の部品の耐圧も
低くでき、従つて装置を小型にして低コストとす
ることが可能となる。さらに、本発明は回路的に
も特殊なものではなく、第5図乃至第8図の実施
例に示すようにダイオードやトランジスタ等の部
品を適宜都合の良いものに変更して使用すること
ができ、実施するにあたつて入手が困難となるよ
うな特殊な部品は一切必要としないものである。
第1図は従来例の交流負荷制御回路の回路図、
第2図a,cは同上の直流電源を示す回路図、同
図b,dは夫々の直流電源を用いた交流負荷制御
回路の具体回路図、第3図a,bは同上の結合素
子を示す回路図、第4図は本発明の一実施例の回
路図、第5図乃至第8図は同上の他の実施例の回
路図、第9図a,bは本発明に係る交流負荷制御
回路に無線式照明点滅制御回路を用いた実施例の
回路図である。 4は双方向性電力制御素子、5は交流電源、7
は交流負荷、9は限流用インピーダンス素子、1
0は平滑コンデンサ、11は整流ダイオード、1
2はダイオード、13,14,18はトランジス
タ、17は制御回路である。
第2図a,cは同上の直流電源を示す回路図、同
図b,dは夫々の直流電源を用いた交流負荷制御
回路の具体回路図、第3図a,bは同上の結合素
子を示す回路図、第4図は本発明の一実施例の回
路図、第5図乃至第8図は同上の他の実施例の回
路図、第9図a,bは本発明に係る交流負荷制御
回路に無線式照明点滅制御回路を用いた実施例の
回路図である。 4は双方向性電力制御素子、5は交流電源、7
は交流負荷、9は限流用インピーダンス素子、1
0は平滑コンデンサ、11は整流ダイオード、1
2はダイオード、13,14,18はトランジス
タ、17は制御回路である。
Claims (1)
- 1 ゲート端子と第1端子間の制御電流によつて
第1端子と第2端子間をオンオフする双方向性電
力制御素子の第1端子を交流電源の一側に接続す
ると共に第2端子を交流負荷を介して交流電源の
他側に接続し、交流電源の他側から限流用インピ
ーダンス素子を介して双方向性電力制御素子のゲ
ート端子に接続される平滑コンデンサと整流ダイ
オードの直列回路の両端に上記整流ダイオードと
同一方向の第2のダイオードを並列に接続し、上
記双方向性電力制御素子の第1端子とゲート端子
の間に互いに逆並列接続されたトランジスタの各
ベース端子に、上記平滑コンデンサの両端より電
源を供給される制御回路の出力を接続して成るこ
とを特徴とする交流負荷制御回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5830080A JPS56155419A (en) | 1980-04-30 | 1980-04-30 | Control circuit for loaded alternating current |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5830080A JPS56155419A (en) | 1980-04-30 | 1980-04-30 | Control circuit for loaded alternating current |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS56155419A JPS56155419A (en) | 1981-12-01 |
JPS6329286B2 true JPS6329286B2 (ja) | 1988-06-13 |
Family
ID=13080364
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5830080A Granted JPS56155419A (en) | 1980-04-30 | 1980-04-30 | Control circuit for loaded alternating current |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS56155419A (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5944797A (ja) * | 1982-09-07 | 1984-03-13 | 増田 閃一 | 物体の静電的処理装置 |
US4665355A (en) * | 1986-09-15 | 1987-05-12 | Rockwell International Corporation | Off line capacitor-divider power supply for solid state power controller |
JP2008000584A (ja) * | 2006-05-24 | 2008-01-10 | Shunkosha:Kk | 経穴刺激装置 |
JP2009088007A (ja) * | 2007-09-27 | 2009-04-23 | Denso Corp | リアクトル |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS50154717A (ja) * | 1974-06-03 | 1975-12-13 |
-
1980
- 1980-04-30 JP JP5830080A patent/JPS56155419A/ja active Granted
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS50154717A (ja) * | 1974-06-03 | 1975-12-13 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS56155419A (en) | 1981-12-01 |
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