JPS6226269B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6226269B2 JPS6226269B2 JP54034616A JP3461679A JPS6226269B2 JP S6226269 B2 JPS6226269 B2 JP S6226269B2 JP 54034616 A JP54034616 A JP 54034616A JP 3461679 A JP3461679 A JP 3461679A JP S6226269 B2 JPS6226269 B2 JP S6226269B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching element
- transistor
- voltage
- transformer
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 13
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 13
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 4
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000008034 disappearance Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000004615 ingredient Substances 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000010360 secondary oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はDC−DCコンバータに関し、特に、１
次側をオンオフ制御して２次側の直流出力電圧を
所定値に維持するDC−DCコンバータに関する。
次側をオンオフ制御して２次側の直流出力電圧を
所定値に維持するDC−DCコンバータに関する。
第１図はこの種のDC−DCコンバータの従来例
を示す。図において、Q1，Q2は発振用のスイツ
チングトランジスタ、R1は起動用抵抗、R2はQ1
のベース電流制限用抵抗、C1はスピードアツプ
用コンデンサ、C2，C3，C4は各出力V01，V02，
V03の平滑用コンデンサ、ＤZは出力電圧値制御用
の基準電圧素子、例えばツエナーダイオード、
D1，D2，D3は整流用ダイオードを示す。
を示す。図において、Q1，Q2は発振用のスイツ
チングトランジスタ、R1は起動用抵抗、R2はQ1
のベース電流制限用抵抗、C1はスピードアツプ
用コンデンサ、C2，C3，C4は各出力V01，V02，
V03の平滑用コンデンサ、ＤZは出力電圧値制御用
の基準電圧素子、例えばツエナーダイオード、
D1，D2，D3は整流用ダイオードを示す。
上記回路において、２次側V01の出力電圧が、
ツエナーダイオードＤZのツエナー電圧ＶZとトラ
ンジスタQ2のベース・エミツタ間電圧ＶBEとの
和（ＶZ＋Q2のＶBE）よりもその絶対値が小さい
場合にはツエナーダイオードＤZにはツエナー電
流が流れず、従つてトランジスタQ2のベース電
流は流れないため、Q2はオフ状態になつてお
り、トランジスタQ1は通常の発振状態をつづけ
る。しかし、１次側より２次側へのエネルギの供
給が過多になりV01の出力電圧の絶対値が（ＶZ＋
Q2のＶBE）よりも大きくなるとツエナーダイオ
ードＤZにはツエナー効果によりツエナー電流が
流れ、従つてトランジスタQ2にベース電流が流
れてQ2はオン状態になる。Q2がオン状態になる
とQ1に供給されるべきベース電流はすべてQ2の
コレクタ電流として流れるためQ1は発振を停止
し、２次側へのエネルギ供給を一時的に停止す
る。このような動作が繰り返されてV01は略々
（ＶZ＋Q2のＶBE）の電圧に制御され、また他の
出力V02，V03，V04はコンバータ２次巻線のV01巻
線との比によりその電圧値が定まる。
ツエナーダイオードＤZのツエナー電圧ＶZとトラ
ンジスタQ2のベース・エミツタ間電圧ＶBEとの
和（ＶZ＋Q2のＶBE）よりもその絶対値が小さい
場合にはツエナーダイオードＤZにはツエナー電
流が流れず、従つてトランジスタQ2のベース電
流は流れないため、Q2はオフ状態になつてお
り、トランジスタQ1は通常の発振状態をつづけ
る。しかし、１次側より２次側へのエネルギの供
給が過多になりV01の出力電圧の絶対値が（ＶZ＋
Q2のＶBE）よりも大きくなるとツエナーダイオ
ードＤZにはツエナー効果によりツエナー電流が
流れ、従つてトランジスタQ2にベース電流が流
れてQ2はオン状態になる。Q2がオン状態になる
とQ1に供給されるべきベース電流はすべてQ2の
コレクタ電流として流れるためQ1は発振を停止
し、２次側へのエネルギ供給を一時的に停止す
る。このような動作が繰り返されてV01は略々
（ＶZ＋Q2のＶBE）の電圧に制御され、また他の
出力V02，V03，V04はコンバータ２次巻線のV01巻
線との比によりその電圧値が定まる。
この従来例において、２次側に接続された負荷
が平滑コンデンサの電荷を放電し、２次側の電圧
が上昇すればQ1による発振動作は続けられる
が、２次側の電圧が下降すればトランジスタQ2
が導通してトランジスタQ1のオフ区間の時間が
長くなり、このため２次側に供給されるエネルギ
は少なくなり２次側の電圧は安定する。しかし、
負荷の放出エネルギが大きい場合、Q2がオンす
ることにより２次側への供給エネルギが少なくな
れば、平滑用コンデンサの電荷は急速に放電され
２次側電圧が急速に低下する。このため、Q2の
オンオフ動作は非常に早い周期のスイツチング動
作を強いられることになつて、出力電圧の制御動
作が不安定となり出力電圧も不安定となる欠点が
あつた。
が平滑コンデンサの電荷を放電し、２次側の電圧
が上昇すればQ1による発振動作は続けられる
が、２次側の電圧が下降すればトランジスタQ2
が導通してトランジスタQ1のオフ区間の時間が
長くなり、このため２次側に供給されるエネルギ
は少なくなり２次側の電圧は安定する。しかし、
負荷の放出エネルギが大きい場合、Q2がオンす
ることにより２次側への供給エネルギが少なくな
れば、平滑用コンデンサの電荷は急速に放電され
２次側電圧が急速に低下する。このため、Q2の
オンオフ動作は非常に早い周期のスイツチング動
作を強いられることになつて、出力電圧の制御動
作が不安定となり出力電圧も不安定となる欠点が
あつた。
このような欠点を除去するため、従来は、第１
図に示すようにコンデンサＣBをトランジスタQ2
のベース・エミツタ間に接続して、この回路系の
動作を鈍化させていた。しかし、この方法では本
来の負荷側からの負帰還動作にコンデンサＣBの
放電時間に相当する位相ずれが生じ、負荷側出力
の精度が悪くなり、特に１次側電圧ＶINがある値
以上になると２次側発振波形の振幅も大きくなる
ため、コンデンサＣBへの充電量も大きくなつて
トランジスタQ2のオン時間が長くなりすぎ、２
次側が第２図に示すような間欠的発振となる。こ
のようにして本来の負荷の状態とは無関係に発振
停止時間が長くなると、特にV04のような平滑回
路を持たない出力があつて、これが例えば螢光表
示管のヒータである場合には、表示輝度が低下す
るなどの不都合が生じて好ましくない。
図に示すようにコンデンサＣBをトランジスタQ2
のベース・エミツタ間に接続して、この回路系の
動作を鈍化させていた。しかし、この方法では本
来の負荷側からの負帰還動作にコンデンサＣBの
放電時間に相当する位相ずれが生じ、負荷側出力
の精度が悪くなり、特に１次側電圧ＶINがある値
以上になると２次側発振波形の振幅も大きくなる
ため、コンデンサＣBへの充電量も大きくなつて
トランジスタQ2のオン時間が長くなりすぎ、２
次側が第２図に示すような間欠的発振となる。こ
のようにして本来の負荷の状態とは無関係に発振
停止時間が長くなると、特にV04のような平滑回
路を持たない出力があつて、これが例えば螢光表
示管のヒータである場合には、表示輝度が低下す
るなどの不都合が生じて好ましくない。
本発明は上述した従来装置の欠点を解消し、動
作を安定化すると同時に出力電圧の精度の向上を
目的としてなされたものである。
作を安定化すると同時に出力電圧の精度の向上を
目的としてなされたものである。
第３図に本発明の実施例を示す。この実施例
は、トランスＴの１次側に発振用トランジスタ
Q1とこの発振用トランジスタQ1を制御する定出
力制御用トランジスタQ2を有するとともに、ト
ランスＴの２次側出力端子V01とトランジスタQ2
のベース間にツエナーダイオードDzを有する
点、及びトランスＴの２次側出力電圧に応じてト
ランジスタQ2をオンオフ制御することにより直
流出力電圧を所定値に保持する点は、第１図に示
す従来例と同様である。
は、トランスＴの１次側に発振用トランジスタ
Q1とこの発振用トランジスタQ1を制御する定出
力制御用トランジスタQ2を有するとともに、ト
ランスＴの２次側出力端子V01とトランジスタQ2
のベース間にツエナーダイオードDzを有する
点、及びトランスＴの２次側出力電圧に応じてト
ランジスタQ2をオンオフ制御することにより直
流出力電圧を所定値に保持する点は、第１図に示
す従来例と同様である。
この実施例が第１図の従来例と相違するところ
は、１次側のトランジスタQ2のベース点と２
次側のダイオードD1のカソード点の間に、コ
ンデンサCfと抵抗Rfの直列回路が接続されてい
ること、並びに上記点から１次側の電源正ライ
ンへの向きを順方向とするダイオードＤBが接続
されていることである。
は、１次側のトランジスタQ2のベース点と２
次側のダイオードD1のカソード点の間に、コ
ンデンサCfと抵抗Rfの直列回路が接続されてい
ること、並びに上記点から１次側の電源正ライ
ンへの向きを順方向とするダイオードＤBが接続
されていることである。
次に作用を説明する。第３図の回路においてコ
ンデンサCfと抵抗Rfの直列回路の２次側点の
波形は第４図に示すような方形波となり、その直
列回路の１次側点には点の波形の微分波形が
発生する。しかし、下向きの微分波形はトランジ
スタQ2のベース・エミツタを通じてコンデンサ
C2により吸収されるので、第５図にSLで示すよ
うに、波形としてはほとんど観測されない。ま
た、上向きの微分波形SHの波高値がトランジス
タQ2のベース・エミツタ間電圧ＶBEの許容値を
超える場合に、ダイオードＤBは電圧リミツタと
して作用する。
ンデンサCfと抵抗Rfの直列回路の２次側点の
波形は第４図に示すような方形波となり、その直
列回路の１次側点には点の波形の微分波形が
発生する。しかし、下向きの微分波形はトランジ
スタQ2のベース・エミツタを通じてコンデンサ
C2により吸収されるので、第５図にSLで示すよ
うに、波形としてはほとんど観測されない。ま
た、上向きの微分波形SHの波高値がトランジス
タQ2のベース・エミツタ間電圧ＶBEの許容値を
超える場合に、ダイオードＤBは電圧リミツタと
して作用する。
この上向きの微分波形SHは、トランジスタQ2
のオンからオフへの反転時刻に丁度同期し、下向
きの微分波形SLはトランジスタQ2のオフからオ
ンへの反転時刻に同期するため、従来不安定な発
振を抑えるために用いられていたコンデンサＣB
が除去できるばかりでなく、CfとRfの直列回路
により出力側から制御系への正帰還が行われる。
すなわち、トランジスタQ2のオンからオフへの
反転時刻においてはSHがQ2のベース・エミツタ
を逆バイアスし、Q2のオフからオンへの反転時
刻においてはSLがQ2のベース・エミツタを順バ
イアスして、それぞれQ2のターン・オフ、ター
ン・オンの速度を改善するように作用する。ま
た、トランジスタQ2のスイツチング動作の周波
数追従性能のほとんどは、Q2がオンからオフへ
切替わるときのトランジスタ内少数キヤリヤの消
滅時間に依存しており、そのときにQ2のベー
ス・エミツタを逆バイアスすることにより速やか
にQ2内の少数キヤリヤを消滅させることができ
る。
のオンからオフへの反転時刻に丁度同期し、下向
きの微分波形SLはトランジスタQ2のオフからオ
ンへの反転時刻に同期するため、従来不安定な発
振を抑えるために用いられていたコンデンサＣB
が除去できるばかりでなく、CfとRfの直列回路
により出力側から制御系への正帰還が行われる。
すなわち、トランジスタQ2のオンからオフへの
反転時刻においてはSHがQ2のベース・エミツタ
を逆バイアスし、Q2のオフからオンへの反転時
刻においてはSLがQ2のベース・エミツタを順バ
イアスして、それぞれQ2のターン・オフ、ター
ン・オンの速度を改善するように作用する。ま
た、トランジスタQ2のスイツチング動作の周波
数追従性能のほとんどは、Q2がオンからオフへ
切替わるときのトランジスタ内少数キヤリヤの消
滅時間に依存しており、そのときにQ2のベー
ス・エミツタを逆バイアスすることにより速やか
にQ2内の少数キヤリヤを消滅させることができ
る。
本発明によれば、制御系と出力側の動作が完全
に対応のとれたものになるため、出力電圧の精度
が向上し、特に、第２図に示したような間欠発振
が生じないためリツプル成分が減少した。また、
出力側からの正帰還により制御系の動作安定化が
計れるため、１次側入力変動に対するコンバータ
の正常動作範囲が大幅に拡大された。ちなみに、
従来回路の動作範囲２〜８ボルトの回路に本発明
を実施したところ、２〜20ボルトに拡大された。
さらに、従来は１次側入力電圧の変動規制を必要
としそのための回路が設けられていたが、本発明
においてはそのような必要性がなくなり、製造コ
ストが低下した。また、トランジスタQ2のスピ
ードアツプにより、コレクタ波形の立上り、立下
りが急峻となるため、トランジスタQ1の発振波
形の不飽和時間が短縮されてトランジスタQ1の
電力損失が減少した。すなわち、トランジスタの
電力損失はＶCE・ＩCで算出されるが、トランジ
スタがオンのときはＶCEは例えば0.2ボルト程度
と非常に小さく、またオフのときはＩCがほとん
ど０になる。しかし、トランジスタのスイツチン
グが遅くなれば不飽和時間が長くなり従来例にお
いてはその間に大きな電力損失が生じていた。
に対応のとれたものになるため、出力電圧の精度
が向上し、特に、第２図に示したような間欠発振
が生じないためリツプル成分が減少した。また、
出力側からの正帰還により制御系の動作安定化が
計れるため、１次側入力変動に対するコンバータ
の正常動作範囲が大幅に拡大された。ちなみに、
従来回路の動作範囲２〜８ボルトの回路に本発明
を実施したところ、２〜20ボルトに拡大された。
さらに、従来は１次側入力電圧の変動規制を必要
としそのための回路が設けられていたが、本発明
においてはそのような必要性がなくなり、製造コ
ストが低下した。また、トランジスタQ2のスピ
ードアツプにより、コレクタ波形の立上り、立下
りが急峻となるため、トランジスタQ1の発振波
形の不飽和時間が短縮されてトランジスタQ1の
電力損失が減少した。すなわち、トランジスタの
電力損失はＶCE・ＩCで算出されるが、トランジ
スタがオンのときはＶCEは例えば0.2ボルト程度
と非常に小さく、またオフのときはＩCがほとん
ど０になる。しかし、トランジスタのスイツチン
グが遅くなれば不飽和時間が長くなり従来例にお
いてはその間に大きな電力損失が生じていた。
第１図は従来例を示す回路図、第２図はその発
振波形を示す図である。第３図は本発明の実施例
を示す回路図、第４図及び第５図は第３図実施例
の作用説明図である。 Ｔ……トランス、D1，D2，D3……ダイオー
ド、C2，C3，C4……平滑用コンデンサ、ＤZ……
ツエナーダイオード、ＤB……リミツタ電圧消去
用ダイオード。
振波形を示す図である。第３図は本発明の実施例
を示す回路図、第４図及び第５図は第３図実施例
の作用説明図である。 Ｔ……トランス、D1，D2，D3……ダイオー
ド、C2，C3，C4……平滑用コンデンサ、ＤZ……
ツエナーダイオード、ＤB……リミツタ電圧消去
用ダイオード。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ トランスの１次側に接続され予め決められた
周期で発振する発振用の第１スイツチング素子
と、トランスの１次側に接続され上記第１のスイ
ツチング素子の発振動作を制御する第２のスイツ
チング素子と、該第２のスイツチング素子の制御
端子とトランスの２次側の直流出力端子との間に
接続されたツエナーダイオード等の基準電圧素子
とを備え、上記第２のスイツチング素子にて制御
される第１のスイツチング素子の発振動作により
２次側の直流出力電圧を所定値に維持する装置に
おいて、 上記トランスの２次巻線端子と上記第２のスイ
ツチング素子の制御端子との間に、上記第２のス
イツチング素子の制御端子に上記２次巻線端子の
出力の微分波形を供給するコンデンサCfと抵抗
Rfからなる微分回路を接続してなるDC−DCコン
バータ。 ２ 上記第１及び第２のスイツチング素子はトラ
ンジスタよりなり、第２のスイツチング素子の制
御端子はトランジスタのベース端子である特許請
求の範囲第１項記載のDC−DCコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3461679A JPS55127883A (en) | 1979-03-24 | 1979-03-24 | Dc-dc converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3461679A JPS55127883A (en) | 1979-03-24 | 1979-03-24 | Dc-dc converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55127883A JPS55127883A (en) | 1980-10-03 |
| JPS6226269B2 true JPS6226269B2 (ja) | 1987-06-08 |
Family
ID=12419300
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3461679A Granted JPS55127883A (en) | 1979-03-24 | 1979-03-24 | Dc-dc converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS55127883A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04112159U (ja) * | 1991-03-15 | 1992-09-29 | 東洋運搬機株式会社 | エンジン吸気負圧を利用した自動車用清掃装置 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6047834B2 (ja) * | 1980-12-01 | 1985-10-23 | オムロン株式会社 | スイツチングレギユレ−タ |
| JPS57206231A (en) * | 1981-06-12 | 1982-12-17 | Hitachi Ltd | Power source for automotive electronic device |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5176515A (en) * | 1974-12-27 | 1976-07-02 | Casio Computer Co Ltd | dccdc konbaatanoseigyosochi |
-
1979
- 1979-03-24 JP JP3461679A patent/JPS55127883A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5176515A (en) * | 1974-12-27 | 1976-07-02 | Casio Computer Co Ltd | dccdc konbaatanoseigyosochi |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04112159U (ja) * | 1991-03-15 | 1992-09-29 | 東洋運搬機株式会社 | エンジン吸気負圧を利用した自動車用清掃装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55127883A (en) | 1980-10-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6038143A (en) | Self-oscillation type switching power supply having time constant circuit electronic switch an external voltage and having charging time variable in response to output voltage | |
| JP2003224972A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2003224973A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPS5932992B2 (ja) | スイッチング制御型電源回路 | |
| US5831838A (en) | Resonant fly-forward converter circuit | |
| US6072702A (en) | Ringing choke converter | |
| US5691632A (en) | Switching power supply | |
| EP0933866B1 (en) | Switching power supply device | |
| JP3038701B2 (ja) | 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPS6226269B2 (ja) | ||
| JPH08308219A (ja) | チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2858407B2 (ja) | Ｐｗｍ型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPS6259551B2 (ja) | ||
| JP3457442B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2539204B2 (ja) | スイツチング電源装置 | |
| JPH0247195B2 (ja) | Chokuryuuchokuryuhenkanki | |
| JP2835302B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2767783B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH09271167A (ja) | 同期整流回路 | |
| JP2835297B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH01318548A (ja) | 電源コンバータ | |
| JPS6229994B2 (ja) | ||
| JP2509611B2 (ja) | 電流ドライブコンバ−タ | |
| JPH09149632A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPS5826269B2 (ja) | 他励式ｄｃ↓−ｄｃコンバ−タ |