JP2835302B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、整流素子としてト
ランジスタを使用した同期整流方式によるスイッチング
電源装置における、入力電圧の適用範囲を広げるための
技術に関する。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源装置の電力変換効率を
向上する手段として、その回路に設けられる整流素子
に、ダイオードに代えてトランジスタを使用することが
ある。トランジスタを整流素子として使用する場合、そ
のトランジスタには回路中のスイッチング素子の動作に
同期してオン、オフ動作を行わせる（同期整流方式）必
要が有り、その同期動作のための回路が数多く提案され
ている。このようなトランジスタを整流素子として使用
した同期整流方式のスイッチング電源装置の一例とし
て、本発明者は特願平５−３０７５２０号及び特願平６
−１５８４３号において、それぞれ図３及び図４に示す
ような回路構成を有するスイッチング電源装置を提案し
ている。

【０００３】先ず、図３に示す回路の構成と動作は以下
のようになっていた。入力端子１はチョークコイルＬ１
を介してスイッチングトランジスタＱ１のコレクタに接
続され、スイッチングトランジスタＱ１のエミッタはア
ースに、ベースは制御回路３のパルス出力端子ＰＯにそ
れぞれ接続される。整流素子としてＰＮＰ型のトランジ
スタＱ２が使用され、そのトランジスタＱ２のエミッタ
はチョークコイルＬ１のスイッチングトランジスタＱ１
側の一端（Ｑ１のコレクタ）へ接続され、コレクタは出
力端子２へ接続される。出力端子２とアースとの間に
は、平滑コンデンサＣ２及び電圧検出のための抵抗Ｒ１
と抵抗Ｒ２の直列回路が接続される。抵抗Ｒ１とＲ２の
接続点は制御回路３の電圧検出端子ＦＢに接続され、こ
れにより出力電圧値に応じた信号が制御回路にフィード
バックされる。

【０００４】そして、整流素子としてのトランジスタＱ
２を駆動するために、トランジスタＱ２のベースに抵抗
Ｒ４を介してＮＰＮ型の駆動用トランジスタＱ３のコレ
クタが接続される。駆動用トランジスタＱ３のエミッタ
はアースに接続され、ベースはコンデンサＣ３と抵抗Ｒ
３の直列回路を介してチョークコイルＬ１とトランジス
タＱ２の接続点に接続される。駆動用トランジスタＱ３
のベースには、さらにアノードがアースに接続されたダ
イオードＤ１のカソードが接続される。なお回路中で、
Ｃ１はノイズフィルタ用のコンデンサであり、Ｄ２はト
ランジスタＱ２のターンオフ時におけるベース領域蓄積
電荷の放電経路を形成するダイオードである。

【０００５】以上の回路構成とした場合、チョークコイ
ルＬ１、スイッチングトランジスタＱ１のコレクタ、ト
ランジスタＱ２のそれぞれを接続した接続点の電圧は、
スイッチングトランジスタＱ１のオン、オフ動作によっ
て、アース電位（電圧）値あるいは、入力電圧Ｖ_INとチ
ョークコイルＬ１に発生したフライバック電圧を合わせ
た電圧値の２値のステップ状電圧となる。ここで、駆動
用トランジスタＱ３のベースには、コンデンサＣ３によ
って前記ステップ状電圧の交流成分のみが入力される。
動作を簡潔に述べると、入力電圧Ｖ_INが得ようとする出
力電圧Ｖ_O より低い場合、駆動用トランジスタＱ３はス
イッチングトランジスタＱ１の動作と相補的にオン、オ
フ動作を行い、トランジスタＱ２は、駆動用トランジス
タＱ３の制御動作によってオン、オフ駆動され、整流動
作を行う。

【０００６】反対に、入力電圧Ｖ_INが得ようとする出力
電圧Ｖ_O より高い場合、駆動用トランジスタＱ３はスイ
ッチングトランジスタＱ１のオン、オフ動作に合わせ
て、非導通（オフ）状態と非飽和領域での導通状態を繰
り返す。この駆動用トランジスタＱ３のコレクタに流れ
る電流は導通状態に応じて小さくなり、その大きさはス
イッチングトランジスタＱ１のオンデューティによって
ほぼ決定される。そしてトランジスタＱ２はベース電流
が駆動用トランジスタＱ３によって制御され、その動作
が非飽和領域で行われるようになる。その結果トランジ
スタＱ２は、あたかもシリーズレギュレータに似た動作
状態となり、そのコレクタ、エミッタ間でエネルギー通
過量を制御するように作用する。

【０００７】ところで、図３に示す回路の入力電圧Ｖ_IN
をさらに上昇させていくと、制御回路３は出力電圧Ｖ_O
の上昇を抑えるためにスイッチングトランジスタＱ１の
オンデューティを小さくするが、スイッチングトランジ
スタＱ１が有する動作遅延時間等の要因により、ある程
度以下にオンデューティを小さくすることができない。
するとスイッチングトランジスタＱ１のオンデューティ
が小さくならないために、入力電圧Ｖ_INの上昇に伴って
駆動用トランジスタＱ２のベースに入力されるステップ
状電圧の交流成分が大きくなり、やがて駆動用トランジ
スタＱ３は、そのコレクタに必要以上の電流を導くよう
になる。その結果、ある時点においてトランジスタＱ２
が制御しなければならないエネルギー通過量を越えてし
まうような電流がトランジスタＱ２のベースに流れるよ
うになり、その通過した過大なエネルギーにより出力電
圧Ｖ_O が上昇していく。

【０００８】すると、その出力電圧Ｖ_O の上昇を検知し
た制御回路３は、スイッチングトランジスタＱ１のオン
デューティをゼロとし、その動作を停止して出力電圧Ｖ
_O が低下するまで待機することになる。やがて出力電圧
Ｖ_O が平常水準まで低下すると、制御回路３はスイッチ
ングトランジスタＱ１に対して再び駆動信号を供給し、
これによりスイッチングトランジスタＱ１は動作を再開
する。しかし、上記動作過程によって出力電圧Ｖ_O が上
昇してしまうため、制御回路３及びスイッチングトラン
ジスタＱ１は、周期的に動作の実行と停止を繰り返す、
いわゆる間欠動作状態となってしまう。この間欠動作状
態となると回路の出力電圧Ｖ_O に現れるリップルが大き
くなるので、間欠動作を起こす直前の入力電圧Ｖ_INの電
圧値が、図３に示すスイッチング電源装置における事実
上の入力電圧の適用範囲の上限値となる。

【０００９】以上の説明から分かるように、図３に示す
回路は昇降圧型コンバータとして機能するものである。
昇降圧型コンバータとしては入力電圧の適用範囲が広い
方が良いことは言うまでもないが、図３に示す回路では
間欠動作の発生によって入力電圧の上限値が制限を受け
ることになる。そこで本発明者は、さらに図４に示すよ
うな回路を提案している。図４に示す回路は、駆動用ト
ランジスタＱ３のコレクタ、ベース間に、コンデンサＣ
５と抵抗Ｒ５を直列接続した帰還回路４を設けており、
その他の回路構成は図３の回路と同一となっている。

【００１０】この帰還回路４の作用については、駆動用
トランジスタＱ３のベースに入力される信号に負帰還を
与えるものであり、特にスイッチングトランジスタＱ１
のオン期間が短い場合において効果的に作用する。負帰
還を与えられた信号は、その信号値が小さくなるため、
入力電圧Ｖ_INを上昇させた時においても駆動用トランジ
スタＱ３がそのコレクタに必要以上の電流を導く現象を
相当に抑えることができる。従って図４に示す回路は、
図３に示す回路に比べて間欠動作状態になりにくく、こ
れにより入力電圧の適用範囲を広くすることができた。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】図３及び図４に示す回
路構成のスイッチング電源装置は昇降圧型コンバータと
して機能するものであり、特にトランジスタＱ２は、昇
圧動作時においては整流作用を担って効率向上に寄与
し、降圧動作時においてはシリーズレギュレータに類似
した動作で出力電圧の制御を行う。図３に示す回路で
は、部品定数や素子の特性によっては入力電圧が出力電
圧より大きい場合において間欠動作を起こし易くなり、
入力電圧の適用範囲が広くできなかった。

【００１２】これに対して図４に示す回路では、帰還回
路４の作用によって間欠動作を起こしにくくなり、入力
電圧の適用範囲を広くすることができた。しかし、回路
設計時における帰還回路の定数設定については、駆動用
トランジスタＱ３及びトランジスタＱ２のベース電流と
密接に関係することから、駆動用トランジスタＱ３、ト
ランジスタＱ２の特性を含めて抵抗Ｒ３、Ｒ４、コンデ
ンサＣ３、Ｃ４と切り離して考えることができず、最適
値への設定作業が煩雑であった。また現実の電子部品に
おいては定数・特性にバラツキが存在するが、回路構成
要素のそれぞれの定数・特性値の採択いかんによっては
帰還回路４を構成する素子の定数（部品定数）のバラツ
キが、製品毎の回路全体の特性に大きな影響を及ぼす結
果となっていた。

【００１３】従って本発明では、間欠動作を抑制して入
力電圧の適用範囲の拡張が可能であり、また設計が容易
であり、さらに使用する回路要素の部品定数のバラツキ
によって特性が大きく左右されないような、昇降圧型コ
ンバータとして動作するスイッチング電源装置を提供す
ることを目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明は、スイッチング
素子がターンオフした時にインダクタンス要素にフライ
バック電圧を発生させ、そのフライバック電圧と入力電
圧が重畳した電圧を整流素子を介して整流し、所定の電
圧を得るスイッチング電源装置において、ＰＮＰ型のバ
イポーラトランジスタよりなり、インダクタンス要素と
出力端子との間に設けられた整流作用を担うトランジス
タ整流素子、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタよりな
り、トランジスタ整流素子のベースとアース等の低電位
点との間に接続され、トランジスタ整流素子とインダク
タンス要素の接続点よりオン、オフ制御信号の供給を受
けてトランジスタ整流素子の動作を制御する駆動用トラ
ンジスタ及び、トランジスタ整流素子のベースとインダ
クタンス要素の入力端子側の一端との間に接続されたイ
ンピーダンス回路を具備することを特徴とする。

【００１５】

【発明の実施の形態】チョークコイルＬ１のスイッチン
グトランジスタＱ１側の一端と出力端子との間に、整流
素子としてのＰＮＰ型のトランジスタＱ２のエミッタ、
コレクタ間を接続し、トランジスタＱ２のベースを抵抗
Ｒ４を介してＮＰＮ型の駆動用トランジスタＱ３のコレ
クタに接続する。駆動用トランジスタＱ３のエミッタを
アースに接続し、そのベースを、抵抗Ｒ３とコンデンサ
Ｃ３の直列回路を介してトランジスタＱ２のエミッタに
接続し、また、アノードがアースに接続されたダイオー
ドＤ１のカソードに接続する。

【００１６】以上のような回路構成の同期整流回路部分
に対し、本発明の第１の実施の形態としては、トランジ
スタＱ２のベースとチョークコイルＬ１の入力端子１側
の一端との間に、抵抗Ｒ６によるインピーダンス回路５
ａを接続する。そして本発明の第２の実施の形態として
は、トランジスタＱ２のベースとチョークコイルＬ１の
入力端子１側の一端との間に、抵抗Ｒ６とダイオードＤ
３の直列回路によるインピーダンス回路５ｂを接続す
る。さらに本発明の他の実施の形態としては、トランジ
スタＱ２のベースとチョークコイルＬ１の入力端子１側
の一端との間に接続したインピーダンス回路（５ａ、５
ｂ、・・）に対し、位相調整用回路６を並列に接続す
る。

【００１７】

【実施例】設計作業の煩雑化や部品定数のバラツキによ
る特性の不均一化等の不具合を伴わずに入力電圧の適用
範囲を広くすることができるようにした、本発明による
スイッチング電源装置の第１の実施例の回路を図１に示
した。図１において、その回路の主要部分は図３に示し
た回路と同一構成であり、回路構成に差異があるトラン
ジスタＱ２を駆動制御するための回路は以下の様になっ
ている。

【００１８】トランジスタＱ２のベースを抵抗Ｒ４を介
して駆動用トランジスタＱ３のコレクタへ接続し、駆動
用トランジスタＱ３のエミッタをアースへ接続する。駆
動用トランジスタＱ３のベースをコンデンサＣ３と抵抗
Ｒ３の直列回路を介してトランジスタＱ２のエミッタへ
接続し、さらにそのベースをアノードがアースに接続さ
れたダイオードＤ１のカソードへ接続する。トランジス
タＱ２のベースをインピーダンス回路５ａを介してチョ
ークコイルＬ１の入力端子１側の一端へ接続する。ここ
でインピーダンス回路５ａは抵抗Ｒ６によって構成され
る。このような構成とした図１に示す回路の動作、特に
インピーダンス回路５ａの作用は以下のようになる。

【００１９】スイッチングトランジスタＱ１がオフ状態
となると、スイッチングトランジスタＱ１のコレクタ電
位が入力電圧Ｖ_INとチョークコイルＬ１のフライバック
電圧を合わせた電圧値まで上昇する。すると駆動用トラ
ンジスタＱ３はオン状態となってトランジスタＱ２のベ
ース電流の流通を可能とし、さらに、チョークコイルＬ
１のフライバック電圧が抵抗Ｒ６を通してトランジスタ
Ｑ２のエミッタ、ベース間に順方向バイアスを与えるこ
とになる。従ってトランジスタＱ２は、駆動用トランジ
スタＱ３によってアースへと導かれる電流と、フライバ
ック電圧によって抵抗Ｒ６を流れる電流の２つを合わせ
たベース電流によってオン状態となる。

【００２０】反対に、スイッチングトランジスタＱ１が
オン状態となるとスイッチングトランジスタＱ１のコレ
クタ電位が低下し、これによってチョークコイルＬ１及
びスイッチングトランジスタＱ１の電流が流れ、チョー
クコイルＬ１には自己誘導による電圧が発生する。する
とスイッチングトランジスタＱ１のコレクタ電位の低下
から駆動用トランジスタＱ３はオフ状態となり、トラン
ジスタＱ２のベース電流の流通を停止し、またチョーク
コイルＬ１の自己誘導電圧が抵抗Ｒ６を介してトランジ
スタＱ２のエミッタ、ベース間に逆バイアスを与えるこ
とになる。従ってトランジスタＱ２はオフ状態となり、
スイッチングトランジスタＱ１の動作と相補的にオン、
オフし、整流作用を行う。ここで、トランジスタＱ２の
ベースには、インピーダンス回路５ａ（抵抗Ｒ６）によ
り、スイッチングトランジスタＱ１の動作に応じてチョ
ークコイルＬ１に現れる電圧が順方向バイアスあるいは
逆バイアスとして印加され、これによりトランジスタＱ
２の動作速度が向上する。

【００２１】次に、入力電圧Ｖ_INが得ようとする出力電
圧Ｖ_O より高い場合、制御回路３はスイッチングトラン
ジスタＱ１のオンデューティを小さくする。スイッチン
グトランジスタＱ１がオフ状態となると、スイッチング
トランジスタＱ１のコレクタ電位が入力電圧Ｖ_INとチョ
ークコイルＬ１のフライバック電圧を合わせた電圧値ま
で上昇することになる。しかし、スイッチングトランジ
スタＱ１のオンデューティが小さいことからチョークコ
イルＬ１に発生するフライバック電圧が小さく、実質的
には、スイッチングトランジスタＱ１のコレクタ電位は
入力電圧Ｖ_INの電圧値に近い値となる。すると駆動用ト
ランジスタＱ３は、スイッチングトランジスタＱ１のオ
ンデューティが小さいことからそのベースに入力される
信号が小さく、非飽和領域での導通状態となり、スイッ
チングトランジスタＱ１のオンデューティに応じた大き
さの電流を流すようになる。これによりトランジスタＱ
２は、駆動用トランジスタＱ３によってベース電流の大
きさが制御され、非飽和領域での導通状態となり、入力
側から出力側へのエネルギー通過量を抑制する。

【００２２】この時、チョークコイルＬ１のフライバッ
ク電圧が相当に小さく、その値がトランジスタＱ２のベ
ース、エミッタ間電圧Ｖ_BE2 より小さければ、入力電圧
Ｖ_INが抵抗Ｒ６、抵抗Ｒ４、駆動用トランジスタＱ３の
コレクタ、エミッタ間の直列回路に印加され、そして抵
抗Ｒ６と抵抗Ｒ４、駆動用トランジスタＱ３の分圧作用
によりトランジスタＱ２のベース電位が上昇する。この
ためにトランジスタＱ２の導通状態は低下し、そのエネ
ルギー通過量はさらに抑制される。これは見掛け上、ス
イッチングトランジスタＱ２のオンデューティを小さく
したのと等価的な状態となり、実際の回路においては、
出力電圧Ｖ_O を一定に保つためのエネルギー通過量を得
るために、制御回路３にスイッチングトランジスタＱ１
のオンデューティを大きくさせるように作用する。

【００２３】従って入力電圧Ｖ_INをさらに上昇させた場
合、図３に示す回路が間欠動作状態となる電圧値となっ
ても、インピーダンス回路５ａの作用によりスイッチン
グトランジスタＱ１のオン期間には未だ短縮可能な余裕
ができるため、図１に示す回路では間欠動作状態とはな
らない。入力電圧Ｖ_INの値によっては図１の回路でもい
ずれは間欠動作を起こすが、その電圧値は図１の回路に
比べて格段に大きくなり、入力電圧の適用範囲を広くす
ることが可能となる。また、インピーダンス回路５ａを
構成する抵抗Ｒ６の抵抗値は、他の考慮すべき要因の重
要度が低く、およそ間欠動作抑制効果だけを考慮して決
定されるため、図４で説明した帰還回路４よりもはるか
に設計作業が簡素であり、また設計期間も短くて済む。
さらにインピーダンス回路５ａは、帰還回路４よりも信
号への作用量を厳密に設定する必要が無く、このため部
品定数のバラツキが回路全体の特性に及ぼす影響が小さ
い。

【００２４】図２には本発明によるスイッチング電源装
置の第２の実施例の回路図を示した。図２に示す回路で
は、トランジスタＱ２のベースとチョークコイルＬ１の
入力端子１側の一端との間に接続されたインピーダンス
回路５ｂが、抵抗Ｒ６とダイオードＤ３の直列回路によ
って構成されており、さらにインピーダンス回路５ｂに
対して位相調整用回路６が接続されている。ここで、イ
ンピーダンス回路５ｂのダイオードＤ３は、その順方向
が入力端子１からトランジスタＱ２のベースに向かって
電流が流れる方向となっており、また位相調整用回路６
はコンデンサＣ６によって構成されている。

【００２５】図１の実施例では、回路が昇圧動作（Ｖ_IN
＜Ｖ_O ）を行っている時、チョークコイルＬ１のフライ
バック電圧のエネルギーの一部がインピーダンス回路５
ａによって環流しており、このインピーダンス回路５ａ
において損失を生じる。そこで図２に実施例では、イン
ピーダンス回路５ｂを抵抗Ｒ６とダイオードＤ３の直列
回路で構成することによりフライバック電圧のエネルギ
ーの環流を防止し、インピーダンス回路５ｂにおける損
失を低減させたものである。そして位相調整用回路６
は、チョークコイルＬ１に発生したフライバック電圧に
よる信号を、その位相を変化させてトランジスタＱ２の
ベースに供給し、トランジスタＱ２のターンオン、オフ
の動作速度を向上させるよう作用する。

【００２６】図２に示す実施例の回路構成と作用・動作
は、このダイオードＤ３を有するインピーダンス回路５
ｂ及び位相調整用回路６以外は図１の実施例とほぼ同一
であり、詳細な説明は省略する。なお、図２に示す回路
において、位相調整用回路６はコンデンサＣ６のみで構
成されているがコンデンサと抵抗の直列回路で構成され
ることもある。また、図１に示す回路で、インピーダン
ス回路５ａに対し図２の回路のように位相調整回路を接
続しても良い。

【００２７】

【発明の効果】以上に述べたように本発明のスイッチン
グ電源装置では、トランジスタ整流素子のベースとイン
ダクタンス要素の入力端子側の一端との間にインピーダ
ンス回路を接続することで、スイッチング電源装置が降
圧動作状態となった時、トランジスタ整流素子のベース
電位を上昇させてトランジスタ整流素子を通過するエネ
ルギー量を抑制させることを特徴としている。これによ
り降圧動作時のスイッチング素子のオンデューティの変
化範囲に余裕ができ、回路が間欠動作状態になりにく
く、入力電圧の適用範囲を広くすることが可能となる。
また、インピーダンス回路の部品定数の決定には、ほぼ
間欠動作抑制作用だけを考慮すれば良く、設計作業が簡
素化、短期間化できる。さらにインピーダンス回路の信
号への作用量は厳密に設定させる必要が無く、これによ
り部品定数のバラツキが回路全体の特性に大きな影響を
与えることが無い。従って本発明によれば、入力電圧の
対応能力に優れ、製品毎の特性の均一度が高いスイッチ
ング電源装置を安価に提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明によるスイッチング電源装置の第１の
実施例の回路図。

【図２】 本発明によるスイッチング電源装置の第１の
実施例の回路図。

【図３】 特願平５−３０７５２０号にて提案されてい
るスイッチング電源装置の回路図。

【図４】 特願平６−１５８４３号にて提案されている
スイッチング電源装置の回路図。

【符号の説明】

１、２ 入、出力端子 ３ 制御回路 ４ 帰還回路 ５ａ、５ｂ インピーダンス回路 ６ 位相調整用回路 Ｑ１ スイッチングトランジスタ Ｑ２ 整流素子としてのトランジスタ Ｑ３ 駆動用トランジスタ

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチング素子がターンオフした時に
   インダクタンス要素にフライバック電圧を発生させ、該
   フライバック電圧と入力電圧が重畳した電圧を整流素子
   を介して整流し、所定の電圧を得るスイッチング電源装
   置において、 ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタよりなり、該インダ
   クタンス要素と出力端子との間に設けられ、整流作用を
   担うトランジスタ整流素子、 ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタよりなり、該トラン
   ジスタ整流素子のベースとアース等の低電位点との間に
   接続され、該トランジスタ整流素子と該インダクタンス
   要素の接続点よりオン、オフ制御信号の供給を受けて該
   トランジスタ整流素子の動作を制御する駆動用トランジ
   スタ及び、 該トランジスタ整流素子のベースと該インダクタンス要
   素の入力端子側の一端との間に接続されたインピーダン
   ス回路、 を具備することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 前記インピーダンス回路が、抵抗あるい
   は抵抗とダイオードの直列回路よりなることを特徴とす
   る、請求項１に記載したスイッチング電源装置。
3. 【請求項３】 前記インピーダンス回路に対して並列
   に、位相調整回路を接続したことを特徴とする、請求項
   １あるいは請求項２に記載したスイッチング電源装置。