JPH01318548A

JPH01318548A - 電源コンバータ

Info

Publication number: JPH01318548A
Application number: JP14681688A
Authority: JP
Inventors: Tomiyasu Sagane; 富保砂金; Mitsutake Sato; 佐藤　光勇
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1988-06-16
Filing date: 1988-06-16
Publication date: 1989-12-25

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】概要スイッチング・トランジスタのオン・オフにより出力電
圧を一定に保つ電源コンバータに関し、スイッチング・
トランジスタのスイッチング損失を減少させることを目
的とし、トランスの一次巻線側に入力電圧が印加され、その二次
巻線側の出力電圧の変動に応じ一次巻線に印加される入
力電圧のパルス幅をスイッチング・トランジスタのオン
・オフにより制御して一定の出力電圧を得る電源コンバ
ータにおいて、一次巻線の一端に第１インダクタの一端
を接続し、スイッチング・トランジスタのコレクタに前
記第１インダクタの他端とダイオードのアノードを接続
し、該ダイオードのカソードとスイッチング・トランジ
スタのエミッタの間にコンデンサを接続し、さらに、ダ
イオードに対して第２インダクタを並列に接続するよう
に構成する。

産業上の利用分野本発明はスイッチング・トランジスタのオン・オフによ
り出力電圧を一定に保つ電源コンバータに関する。

最近の電子機器は、軽薄短小、省エネなどの時代の要求
に合わせて開発されてきており、その中で、電源装置も
小型軽量、高効率化されてきている。また、直流電源を
使用することの多い通信装置でのＤＣ／ＤＣコンバータ
等は必要不可欠の電源となっている。ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ（スイッチング・レギュレータ）で用いているスイ
ッチング・トランジスタには、スイッチング損失が発生
する。第６図は一般的スイツチング損失を示す波形図で
あり、オフからオン（ｔｒ）、逆にオンからオフ（ｔ、
）するとき瞬時にして移行できず、必ずある時間を必要
とするため、コレクタ電流■。とコレクタ・エミッタ間
電圧ＶＣＨの波形が重なる部分が生じ、これがスイッチ
ング損失となる。

また、コレクタ飽和電圧Ｖ。Ｅ（ｍａｔ）　　による損
失も若干発生する。このスイッチング損失を減少させる
ために、スナバ回路等を用いてＶ。、の立ち上がり速度
等を遅らせたりして、ＶＣＥとＩ。の波形の重なり部分
を減少させるようにしている。

このような中で、スイッチング損失をより減少させ且つ
それに伴うノイズ発生を抑り、ることか要望されている
。

従来の技術第４図は従来の電源コンバータの回路図を示している。

ＴＲＩはスイッチング・トランジスタ、１０は入力電源
、１１は負荷、１２は制御回路、Ｄ２〜Ｄ４はダイオー
ド、０２〜Ｃ４はコンデンサ、Ｒ１、Ｒ２は抵抗、Ｌ５
はコイルである。トランスＴＩは一次巻線Ｎ１、二次巻
線Ｎ２及びリセット巻線Ｎ、から構成されており、一次
巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２０巻回方向は同一向きとなって
いるっ制御回路１２は出力電圧の変動に応じてスイッチ
ング・トランジスタＴＲＩのベースへ送出する信号のパ
ルス幅（デユーティ比）を制御している。

出力整流用のダイオードＤ２、フライホイール・ダイオ
ードＤ３、出力平滑用のコイルＬ５、出力平滑用のコン
デンサＣ３により出力整流平滑回路が構成されている。

抵抗Ｒ１は出力電圧検出用であり、コンデンサＣ３に並
列に接続している。ダイオードＤ４はトランスＴ１の磁
束リセット時（スイッチング・トランジスタＴＲＩオフ
時）にリセット巻線Ｎ、に発生した電圧をクランプして
、その励磁エネルギを人力電源１０側へ戻している。

直列に接続された抵抗Ｒ２とコンデンサＣ４は、スイッ
チング・トランジスタＴＲＩのコレクタ・エミッタ間に
並列に接続されており、スイッチング・トランジスタＴ
ＲＩのスイッチング動作を改善している。

本回路は、人力電源１０による直流電圧をスイッチング
・トランジスタＴＲＩのオン期間に応じて一次巻線Ｎ１
へ印加し、そのオン期間中に二次巻線Ｎ２から負荷１１
ヘエネルギを供給するフォワード方式ＤＣ／ＤＣコンバ
ータである。

スイッチング・トランジスタＴＲＩがターンオンすると
、トランスＴ１の各巻線の極性は図示のようになると共
に、ダイオードＤ２ターンオン、ダイオードＤ３、Ｄ４
ターンオフとなり、ダイオードＤ２、コイルＬ５を介し
て二次巻線Ｎ２から負荷１１ヘエネルギが送出される。

このとき、コンデンサＣ４に蓄えられた電荷は、抵抗Ｒ
２を介することにより、急速に放電されて、コレクタ電
流■、が上昇し過ぎるのを防いでいる。

スイッチング・トランジスタＴＲＩがターンオフすると
、トランスＴ１の各巻線の極性が反転して、ダイオード
Ｄ２ターンオフ、ダイオードＤ３、Ｄ４ターンオンと・
なり、二次巻線Ｎ２から負荷１１側へエネルギは送出さ
れない。そして、コイルＬ５に蓄えられたエネルギによ
る電流ｉが、コンデンサＣ３、ダイオードＤ３の順で流
れて、負荷１１側へそのエネルギを送出する。このとき
、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ４が充電され、この充
電時間によりスイッチング・トランジスタＴＲ１のコレ
クタ・エミッタ間電圧ＶＣＨの立ち上がりが緩やかにな
り、スイッチング損失が減少する。

発明が解決しようとする課題しかし、上述した従来の電源コンバータでは、スイッチ
ング・トランジスタがターンオンするとき、ターンオフ
する出力側のフライホイール・ダイオードの逆回復時間
ｔｒｒにおいて、逆電流Ｉｔｒ「が流れて、出力側が短
絡状態となる。

第５図の従来のスイッチング損失を示す波形図における
コレクタ電流ＩＣを参照して説明すると、この出力側が
一瞬短絡状態となることにより、スイッチング・トラン
ジスタのコレクタ電流１．の立ち上がりでサージ電流（
ピーク電流１ａｐ）が発生する。このＩ（ｐによりｖｃ
Ｉ！の立ち下がり波形との重なり部分が増加して、ター
ンオン時のスイッチング損失が増加するという問題があ
った。

また、スイッチング・トランジスタがターンオフすると
き、そのＶ。０の立ち上がり速度を抵抗とコンデンサの
直列回路で遅くしているため、抵抗での電圧降下による
値までは、ＶＣＥが瞬時にして立ち上がってしまうため
、このＶＣＨの立ち上がり波形とコレクタ電流ｒｅ　の
立ち下がり波形との重なり部分が増加し、ターンオフ時
のスイッチング損失が増加するという問題があった。

さらに、この抵抗には、ターンオン、ターンオフ何れの
場合でも電流が流れるため、抵抗での電力損失も生じる
という問題があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、スイッチング・トランジスタの
スイッチング損失を減少させる電源コンバータを提供す
ることである。

課題を解決するための手段第１図は本発明の原理図を示す。

トランスＴＩの一次巻線側に入力電圧が印加され、その
二次巻線側の出力電圧の変動に応じ一次巻線に印加され
る入力電圧のパルス幅をスイッチング・トランジスタＴ
ＲＩのオン・オフにより制御して一定の出力電圧を得る
電源コンバータにおいて、一次巻線の一端に第１インダ
クタＬ１の一端を接続し、スイッチング・トランジスタ
ＴＲＩのコレクタに前記第１インダクタＬ１の他端とダ
イオードＤＩのアノードを接続する。そのダイオードＤ
１のカソードとスイッチング・トランジスタＴＲＩのエ
ミッタの間にコンデンサＣ１を接続し、さらにダイオー
ドＤ１に対して第２インダクタＬ２を並列に接続する。

作　　　用本発明によれば、スイッチング・トランジスタＴＲＩが
ターンオンするとき、スイッチング・トランジスタＴＲ
Ｉのコレクタ電流は、第１インダクタＬ１を介して流れ
ると共に、コンデンサＣ１からの放電電流は、第２イン
ダクタＬ２を介して流れるため、コレクタ電流の立ち上
がりは緩やかになり、サージ電流も発生しない。

スイッチング・トランジスタＴＲＩがターンオフすると
きは、ダイオードＤ１がオンとなり、第２インダクタＬ
２が短絡されて、コンデンサＣ１による電圧吸収効果が
上がる。また、コレクタ・エミッタ間電圧Ｖ。Ｅの立ち
上がりはコンデンサＣ１の充電時間により緩やかになる
。

これにより、スイッチング・トランジスタＴＲ１のター
ンオン時とターンオフ時におけるコレクタ電流波形とコ
レクタ・エミッタ間電圧■ｃＥ波形の重なり部分が少な
くなり、スイッチング損失が減少する。

実　　施　　例以下本発明を図面に示す実施例に基づいて詳細に説明す
る。

第２図は本発明による電源コンバータの一実施例回路図
を示しており、第４図の従来例と同一構成部分について
は、同一符号で示し、その説明は省略する。

第２図の回路が第４図の従来例回路と相違する点は、第
４図において直列に接続した抵抗Ｒ２、コンデンサＣ４
の代わりに、コイルＬ３を一次巻線Ｎ１の一端とスイッ
チング・トランジスタＴＲ１のコレクタの間に接続し、
直列に接続したダイオードＤ１とコンデンサＣ１をスイ
ッチング・トランジスタＴＲｌ０コレクタ・エミッタ間
に接続して、さらにそのダイオードＤ１に並列にコイル
Ｌ４を接続している点である。

第３図は本発明によるスイッチング損失を示す波形図で
あり、この第３図を用いて第２図回路の動作を説明する
。

スイッチング・トランジスタＴＲＩのオン期間は、コレ
クタ飽和電圧Ｖ。、（、Ａア〕　による電力損失が生じ
る。

スイッチング・トランジスタＴＲＩがターンオンすると
き、ダイオードＤ２がターンオン、ダイオードＤ１、Ｄ
３、Ｄ４がターンオフとなる。スイッチング・トランジ
スタＴＲＩのコレクタ電流Ｉｃ　は、コイルＬ３を介し
て流れると共に、コンデンサＣ１の電荷はコイルＬ４を
介してスイッチング・トランジスタＴＲＩへ流れ込むた
め、コレクタ電流工。の立ち上がりは緩やかになる。こ
れにより、Ｉｃ　の立ち上がり波形とＶ。８の立ち下が
り波形との重なり部分が少なくなり、スイッチング損失
が減少する。

スイッチング・トランジスタＴＲＩがターンオフすると
き、ダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ４がターンオン、ダイオ
ードＤ２がターンオフする。そして、ダイオードＤ１を
介してコンデンサＣ１へ電流が流れ、コンデンサＣ１の
充電時間により、スイッチング・トランジスタＴＲＩの
Ｖ。ｔの立ち上がりが緩やかになる。これにより、ＶＣ
Ｅの立ち上がり波形とコレクタ電流■。の立ち下がり波
形との重なり部分が少なくなり、スイッチング損失が減
少する。

発明の効果本発明の電源コンバータは、以上詳述したように構成し
たので、スイッチング・トランジスタのスイッチング損
失が減少して、電力変換効率が向上すると共に、出力ノ
イズも減少する。また、ターンオン時、ターンオフ詩興
、抵抗を使用せずにそのスイッチング損失を減少させて
いるため、抵抗による電力損失も発生しないという効果
を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理図、第２図は本発明による電源コンバータの一実施例回路図
、第３図は本発明によるスイッチング損失を示す波形図、第４図は従来の電源コンバータの回路図、第５図は従来
のスイッチング損失を示す波形図、第６図は一般的スイ
ツチング損失を示す波形図である。１０・・・入力電源、　　１１・・・負荷、１２・・・
制御回路、Ｔ１・・・トランス、　　Ｎ１・・・一次巻線、Ｎ２・
・・二次巻線、　　Ｎ、・・・リセット巻線、ＴＲＩ・
・・スイッチング・トランジスタ、Ｄ１〜Ｄ４・・・ダ
イオード、０１〜Ｃ３・・・コンデンサ、Ｒ１、Ｒ２・・・抵抗、Ｌｌ・・・第１インダクタ、Ｒ２・・・第２インダクタ、Ｒ３、Ｒ４・・・コイル。

Claims

【特許請求の範囲】トランス（Ｔ１）の一次巻線側に入力電圧が印加され、
その二次巻線側の出力電圧の変動に応じ一次巻線に印加
される入力電圧のパルス幅をスイッチング・トランジス
タ（ＴＲ１）のオン・オフにより制御して一定の出力電
圧を得る電源コンバータにおいて、一次巻線の一端に第１インダクタ（Ｌ１）の一端を接続
し、スイッチング・トランジスタ（ＴＲ１）のコレクタに前
記第１インダクタ（Ｌ１）の他端とダイオード（Ｄ１）
のアノードを接続し、該ダイオード（Ｄ１）のカソードとスイッチング・トラ
ンジスタ（ＴＲ１）のエミッタの間にコンデンサ（Ｃ１
）を接続し、さらに、ダイオード（Ｄ１）に対して第２インダクタ（
Ｌ２）を並列に接続したことを特徴とする電源コンバー
タ。