DE1563303C3 - Vorrichtung zur Steuerung eines elektronischen Schalters - Google Patents

Vorrichtung zur Steuerung eines elektronischen Schalters

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DE1563303C3 DE1563303A DEN0029466A DE1563303C3 DE 1563303 C3 DE1563303 C3 DE 1563303C3 DE 1563303 A DE1563303 A DE 1563303A DE N0029466 A DEN0029466 A DE N0029466A DE 1563303 C3 DE1563303 C3 DE 1563303C3
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Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur Steuerung eines elektronischen Schalters, insbesondere eines Thyristors oder Thyratrons, innerhalb eines bestimmten Phasenwinkels in einer Halbperiode einer Steuerwechselspannung.
Solche Vorrichtungen sind aus der Thyratron- und Ignitrontechnik seit langem bekannt und finden meistens Verwendung zur Strom- und/oder Spannungsregelung durch sogenannten »Phasenanschnitt«. In der GB-PS 9 64 255 dient eine ähnliche Vorrichtung zur Steuerung eines oder mehrerer gesteuerter Halbleitergleichrichter eines selbstschwingenden Wechselrichters, der eine Gleichspannung in eine mehr oder weniger sinusförmige Wechselspannung umwandelt.
Bei den bekannten Vorrichtungen, eingeschlossen die nach der GB-PS 9 64 255, wird der Phasenwinkel, bei dem jeder gesteuerte Gleichrichter gesteuert wird, mit Hilfe eines Phasenverschiebungsnetzwerkes, üblicherweise einer Phasenverschiebungsbrücke, festgelegt. Dies ist eine einfache Lösung, die sich sehr gut bewährt hat, wenn die Frequenz der Steuerwechselspannung konstant ist, z. B. von einer Netzfrequenz abgeleitet wird. In Anlagen, in denen sich die Frequenz der Steuerwechselspannung ändert, z. B. mit der Belastung des Systems, bringt die Verwendung eines Phasenverschiebungsnetzwerks mit sich, daß sich der Phasenwinkel, mit dem der gesteuerte Gleichrichter gesteuert wird, auch mit der Frequenz der Steuerwechselspannung ändert, was manchmal bedenklich ist.
Bei einem selbstgesteuerten Wechselrichter, d. h. einem Wechselrichter, bei dem die Steuerspannung für die gesteuerten Gleichrichter von der vom Wechselrichter erzeugten Wechselspannung abgeleitet wird, muß eine Mindesterholungszeit zwischen dem Zeitpunkt, in dem ein gesteuerter Gleichrichter gelöscht wird, und dem Zeitpunkt, in dem die Spannung über diesem Gleichrichter wieder in der Durchlaßrichtung wirksam wird, beibehalten werden. Bei einem Parallel-abgestimmten Gegentaktwechselrichter, bei dem ein Gleichrichter dadurch gelöscht wird, daß der andere leitend wird, bedeutet dies, daß jeder Gleichrichter in einem Zeitpunkt, der um eine Sperrzeit ts größer als die charakteristische Erholungszeit i/, der Gleichrichter vor dem Nulldurchgang der Spannung über dem Abstimmkondensator liegt, leitend gemacht wird. Andererseits wird die Belastungscharakteristik eines Wechselrichters mit mehreren wechselweise leitenden gesteuerten Gleichrichtern, durch eine allzu lange Sperrzeit verschlechtert.
Bei einem parallel-abgestimmten Gegentaktwechselrichter wird die Eigenfrequenz des Parallelresonanzkreises, der aus einer Wicklung mit Mittelanzapfung und aus der über dieser Wicklung wirksamen Kapazität besteht, durch die Belastung des Wechselrichters beeinflußt. Wird die Steuerwechselspannung über ein Phasenverschiebungsnetzwerk von der Spannung über diesem Kreis abgeleitet, so ändert sich die Frequenz der Steuerwechselspannung und auch der Phasenwinkel dieser Spannung gegenüber der Kreisspannung und somit in noch stärkerem Maße die Sperrzeit ts mit der Belastung.
Die Erfindung bezweckt, eine Vorrichtung zur Steuerung eines elektronischen Schalters innerhalb eines bestimmten Phasenwinkels in einer Halbperiode einer Steuerwechselspannung zu schaffen, bei der dieser Phasenwinkel zwischen dem Leitendwerden eines Schalters und dem Nulldurchgang der Wechselspannung, von der die Steuerwechselspannung abgeleitet ist, innerhalb bestimmter Grenzen wählbar und dabei unabhängig von Änderungen der Frequenz und des Wertes der Steuerwechselspannung und somit auch des
Wertes der geschalteten Spannung ist.
Die Vorrichtung nach der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß die Halbperiode der Steuerwechselspannung einem Spannungsteiler zugeführt ist, dessen erster Abgriff über eine erste Diode mit einer ■-> Elektrode eines Kondensators verbunden ist, die außerdem über eine in entgegengesetzter Richtung geschaltete zweite Diode mit einem zweiten Abgriff des Spannungsteilers verbunden ist, an dem die Steuerspan-Qung größer ist als an dem ersten Abgriff und daß die andere Elektrode des Kondensators mittels zweier in entgegengesetzter Richtung geschalteter Diodenstrekken einer Detektorschaltung mit dem einen Ende des Spannungsteilers verbunden ist, wobei der Ausgang der Detektorschaltung über einen Impulsgeber mit der Steuerstrecke des elektronischen Schalters derart verbunden ist, daß während der ersten Hälfte der Halbperiode mit einer in bezug auf die erste Diode in Vorwärtsrichtung gerichteten Polarität die Spannung an der einen Elektrode des Kondensators mit der Spannung an dem ersten Abgriff zunimmt und dann praktisch konstant bleibt — wobei der Kondensator geladen wird über die eine Diodenstrecke und der Betriebszustand der Detektorschaltung unverändert bleibt — bis der Augenblickswert der Spannung am 2r> zweiten Abgriff des Spannungsteilers kleiner als die Spannung an der einen Elektrode des Kondensators wird, wodurch während eines letzten Teiles der Halbperiode die Spannung an der einen Elektrode des Kondensators mit der Spannung am zweiten Abgriff ω abnimmt, wobei der Kondensator entladen wird über die andere Diodenstrecke und der Betriebszustand der Detektorschaltung umgeschaltet wird und letztere an ihrem Ausgang ein Zündsignal für den elektronischen Schalter auslöst. r>
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigt
Fig. 1 das Schaltbild eines Parallelgegentaktwechselrichters mit zwei durch eine erfindungsgemäße Vorrichtung gesteuerten elektronischen Schaltern, '
Fig.2 ein Spannungs-Zeit-Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise dieser Vorrichtung. :
Fig.l zeigt einen Parallel-Gegentaktwechselrichter mit zwei elektronischen Schaltern 1 und 2 in Form 4r> gesteuerter Halbleitergleichrichter und einem zwischen die Anoden der Gleichrichter 1 und 2 parallel· zur Primärwicklung 4 eines Ausgangstransformators 5 mit Sekundärwicklung^ 6 geschalteten Kondensator 3. Dieser Wechselrichter wird von einer Gleichspärinurigs- ή> quelle 7 von z. B. 24 Volt gespeist; deren Minusklemme mit den Kathoden der gesteuerten Gleichrichter 1, 2 und deren Plusklerrinie: über eine Drosselspule 8 mit einer Mittelahzapfung der Primärwicklung 4 verbünden ist. An die Sekundärwicklung 6 ist eine Induktionsspule 9 zur : induktiven Erhitzung\'s eines Werkstücks"· 10 angeschlossen/ Selbstverständlich ändert sich' die wirksame Iriduktariz.'der Primärwicklung 4 Und soniitr die Eigenfrequenz des Parallelresonahzkreises 3-4 stark-mit der Belastung des Wechselrichtersdürch das Werkstück '60 10. _ ^:.:n;v;>;;;v;;T-£nsi;MiS
Der Wechselrichter ist mit einer Vorrichtung zur
Steuerung der elektronischen Schalter 1 und 2 innerhalb s:" eines bei der Auslegung des Wechselrichters einzustellenden bestimmten Phasenwinkels der Steuerwechsel- spannung versehen. Die Steuerwechselspannung wird mittels eines Transformators 11 mit einer Primärwicklung 12, deren Induktanz groß in bezug auf die des Parallelresonanzkreises 3-4 ist, und einer Sekundärwicklung 13 mit Mittelanzapfung von der Spannung über dem Kreis 3-4 abgeleitet. Die Enden der Sekundärwicklung 13 sind mit, den Anoden von Gleichrichtern 14 bzw. 15 verbunden, deren Kathoden an ein Ende des ohmschen Spannungsteilers 16 angeschlossen sind. Das andere Ende dieses Spannungsteilers ist mit der Mittelanzapfung der Wicklung 13 und mit der Minusklemme der Speisequelle 7 verbunden. Er ist mit zwei Abgriffen a, b versehen, von denen der untere b, d.h. der weniger positive, über eine in Durchlaßrichtung geschaltete erste Diode 18 mit einer ersten Elektrode eines Kondensators 19 verbunden ist, die über eine in Sperrichtung geschaltete zweite Diode 17 mit dem oberen Abgriff a des Spannungsteilers 16, d. h. mit einem Punkt dieses Spannungsteilers verbunden ist, an dem die gleichgerichtete Steuerwechselspannung größer ist als an der unteren Anzapfung. Über einen Widerstand 20 ist die andere Elektrode des Kondensators 19 mit einem Punkt konstanten Potentials verbunden, der durch die Plusklemme der Speisequelle 7 gebildet wird. Die andere Elektrode des Kondensators 19 ist auch mit der Basis eines Transistors 21 vom npn-Typ verbunden, dessen Kollektor über eine Gatterund Impulsschaltung 26 und Strombegrenzungswiderstände 24 bzw. 25 mit der Steuerelektrode jedes der elektronischen Schalter 1 und 2 gekoppelt; ist.: Der Transistor 21 ist in Emitterschaltung geschaltet. Sein Emitter ist unmittelbar mit der Minusklemme der Gleichspannungsspeisequelle 7 und sein Kollektor über einen Belastungswiderstand 22 mit der Plusklemme dieser Quelle und über die Gatter- und Impulsschaltung 26 mit den von den Steuerelektroden der elektronischen Schalter 1 und 2 abgekehrten Enden der Widerstände 24 und 25 verbunden. Seine Basis-Emitter-Strecke ist durch eine Diode 23 überbrückt, welche die über dieser Strecke in Sperrichtung angelegte Spannung auf wenige zehntel Volt begrenzt. · ' " ■
Der Basiswiderstand 20 des Transistors: 21 ist so bemessen, daß dieser immer dann leitend ist, wenn kein Entladestrom des Kondensators 19 fließt. Die Gatterund Impulsschaltung 26 ist z. B. eine bistabile Kippschaltung, welche die am-Kollektor des-Transistors 21 erzeugten Impulse-abwechselnd- dem" einen und dem anderen der Widerstände 24 und 25 zuführt. >■ " ■■< ■-
Wenn der Wechselrichter mit der Steuervorrichtung an die Speisequelle 7 --angeschlossen ·wird,; muß der Kondensator 19 aufgeladen werden, bevor der Transistor 21 leiten kann. Infolge dieser Verzögerung wird der Zündelektrode eines der elektrbiiischen Schalter fund 2 ein Vorwärtsstrom von der Plusklemme der Quelle 7 her über den Widerstand 22;- die Gatter-;und;lmp:ulsschältung 26 -' und den Widerstand 24^bzw. ■ 251' zugeführt. '■: Hierdurch wird einer der Schalter t~und;2, z/B.' der Schalter 1, leitend gesteuert'- ;i"-u ,'is-hs ;ca;vv ; Wenn der Schalter V-leitend wird,'durchfließt' ein Strom diesen Schalter; die obere Hälfte der Wicklung 4 und die Drosselspule 8: ! Dädürch-^ird^-die: Obere Elektrode dos Kondensators 3 plötzlich auf ein Potential ■gebracht, das nahezu gleich 'dem der MinüskTemme der Quelle 7 ist.-7 Der Kreis 3:4,vder: dürchrderi'Stromstoß durch die obere Hälfte der Wicklung 4 angestoßen wird, : s'chwingtäuf seiner Resonanzfrequenz, und der Schalter 2 muß nach etwa einer Halbperiode der Schwingung leitend gemacht werden. Danach müssen die Schalter 1 und 2 wechselweise in jeder Halbperiode dieser Schwingung leitend werden.
Dies wird von der Vorrichtung mit den Elementen
11-26 wie folgt bewerkstelligt.
Die über dem Kreis 3-4 erzeugte Spannung wird vom Transformator 11 auf den Zweiweggleichrichter mit der Wicklung 13 und den Gleichrichtelementen 14 und 15 übertragen, der über dem Spannungsteiler 16 eine ungeglättete gleichgerichtete Spannung erzeugt, von der ein Teil E3 (F i g. 2) an dem oberen Abgriff a und ein kleinerer Teil Eb (wobei z. B. Eb = 0,6 Ea ist) an dem unteren Abgriff b dieses Spannungsteilers erscheint. Der Transistor 21 leitet, so daß die linke Elektrode des Kondensators 19 über dessen Basis-Emitter-Strecke mit der Minusklemme der Quelle 7 verbunden ist und in bezug auf diese Klemme ein positives Potential von wenigen zehntel Volt aufweist. Über die erste Diode 18 wird der Kondensator 19 somit nahezu auf die Spannung Eb aufgeladen, bis diese Spannung wieder abnimmt und die Diode 18 sperrt. Der Kondensator 19 bleibt dabei auf die Spannung Eb max aufgeladen, bis die Spannung E„ kleiner als Eb max wird und die bisher gesperrte zweite Diode 17 leitend wird. Von diesem Augenblick an nimmt die Spannung £19 zwischen der Minusklemme der Quelle 7 und dem gemeinsamen Punkt der Elemente 17,18 und 19 mit der Spannung Ea ab: der Kondensator 19 entlädt sich über die Diode 17, den Spannungsteiler 16 und die Diode 23 einerseits und den Widerstand 20 andererseits, so daß der Transistor 21 infolge des Spannungsabfalls über der jetzt leitenden Diode 23 gesperrt wird. Infolgedessen wird die sehr kleine positive Spannung £Tc(Fig. 2) des Kollektors auf einmal viel größer, so daß ein Vorwärtsstrom jetzt von jo der Plusklemme der Quelle 7 über den Widerstand 22, die Gatter- und Impulsschaltung 26 und den Trennwiderstand 24 bzw. 25 zur Steuerelektrode des Schalters 1 bzw. 2 fließt. Der Schalter 1 bzw. 2, der in diesem Augenblick nichtleitend ist, wird durch diesen Vorwärts- J5 strom leitend gemacht und bewirkt infolgedessen das Wider-Erlöschen des anderen elektronischen Schalters, indem er den Strom durch diesen Schalter bis unter dessen Haltewert herabsetzt und während einer Erholungszeit unterhalb dieses Haltewertes hält.
Es dürfte einleuchten, daß die Parallelresonanzfrequenz des Kreises 3-4 und somit auch die Arbeitsfrequenz des geschilderten Wechselrichters durch die Belastung 9-10 beeinflußt wird, insbesondere wenn diese Last reaktiven Charakter hat. Andererseits haben alle bekannten elektronischen Schalter eine charakteristische Erholungszeit th, während welcher sie sich als ungesteuerte Gleichrichtelemente verhalten und, nachdem sie, nichtleitend geworden sind, sogar ohne Steuerung wieder leitend werden, wenn die an ihrer Anode, wirksame Spannung wieder positiv wird und einen den Haltewert übersteigenden Strom durch den Gleichrichter , fließen läßt. Diese Erholungszeit, die dauert, bis die Steuerelektrode ihre Steuerwirkung wieder erhält, steht im Zusammenhang mit der Entionisierung der Dampf- oder Gasfüllung bei Thyratrons, Ignitrons und weiteren gesteuerten dampf- oder gasgefüllten Röhren und mit dem Abfließen der in den Halbleiterschichten angehäuften Minderheitsladungsträger bei gesteuerten Halbleitergleichrichtern. Ändert sich das Vorzeichen der Spannung über dem Abstimmkondensator 3 vor Ablauf der Erholungszeit f/, eines gerade nichtleitend gewordenen Schalters, so kann dieser in einem Zeitpunkt, in dem der andere Schalter leitend ist, wieder leitend werden, was einem Kurzschluß der Quelle 7 über die beiden Schalter 1 und 2 und die Drosselspule 8 entspricht und beim Fehlen einer Sicherung meistens die Zerstörung wenigstens eines der Schalter herbeiführt.
Um eine gute Belastungskennlinie zu erhalten, muß die Kommutierungszeit fc (F i g. 2) insbesondere bei reaktiver Belastung klein sein. Die Sperrzeit ts muß jedoch länger als die charakteristische Erholungszeit i/, der verwendeten Schalter 1 und 2 sein.
Wäre die Steuerspannung mitttels einer Phasenverschiebungsbrückenschaltung von der Spannung über dem Kondensator 3 abgeleitet, z. B. durch Ersatz des Gleichrichters 14 durch einen einstellbaren Widerstand R und des Gleichrichters 15 durch einen Kondensator C, so würde der Kommutierungsphasenwinkel % (Fig. 2) bei zunehmender Schwingungsfrequenz gemäß der Gleichung
RC,
abnehmen und somit für Phasenwinkel von weniger als z. B. 45° etwa umgekehrt proportional der Schwingungsfrequenz, sein. Weil die Kommutierungszeit fc bei unveränderlichem Phasenwinkel q>c ihrerseits umgekehrt proportional der Schwingungsfrequenz ist, würde diese Kommutierungszeit bei zunehmender Schwingungsfrequenz etwa umgekehrt proportional dem Quadrat dieser Frequenz sein. Man müßte somit die Kommutierungszeit fcbei der höchstmöglichen Arbeitsfrequenz des Wechselrichters, z. B. bei Kurzschluß der Sekundärwicklung 6, derart wählen, daß die Gesamtsperrzeit fj größer als die Erholungszeit f/, ist, so daß bei geringerer Belastung und/oder niedriger Arbeitsfrequenz die Kommutierungszeit tc und somit die Sperrzeit fj unnötig und bedenklich lang sein würden.
Mit der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist, wie F i g. 2 zeigt, der Sinus des Kommutierungsphasenwinkels q>c (z.B. 37°), unabhängig von Frequenz und Amplitude der Schwingungsspannung über dem Abstimmkondensator 3, praktisch gleich der Spannung Eb an dem unteren Abgriff b dividiert durch die Spannung Ea an dem oberen Abgriff a des Spannungsteilers 16, so daß die Kommutierungszeit fc umgekehrt proportional dieser Frequenz ist und mit abnehmender Frequenz viel
weniger stark zunimmt. - ■ : , , .:
. Die Vorrichtung nach der. Erfindung wurde an Hand ihrer Anwendung für die Steuerung der elektronischen Schalter eines parallel-abgestimmten Gegentaktwechselrichters erläutert, aber sie kann offensichtlich mit Vorteil auch in anderen. Anlagen Anwendung finden, z. B. zur Steuerung des oder der elektronischen Schalter eines Spannungsstabilisators oder eines Gleichrichters, zum. Erhalten; eines leicht: einstellbaren, von der Frequenz der Steuerwechseispannung unabhängigen Phasenanschnittwinkels. ; .
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

Patentansprüche:
1. Vorrichtung zur Steuerung eines elektronischen Schalters, insbesondere eines Thyristors oder Thyratrons, innerhalb eines bestimmten Phasenwinkels in einer Halbperiode einer Steuerwechselspannung, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbperiode der Steuerwechselspannung einem Spannungsteiler (16) zugeführt ist, dessen erster Abgriff (b) über eine erste Diode (18) mit einer Elektrode eines Kondensators (19) verbunden ist, die außerdem über eine in entgegengesetzter Richtung geschaltete zweite Diode (17) mit einem zweiten Abgriff (a)des Spannungsteilers (16) verbunden ist, an dem die Steuerspannung größer ist als an dem ersten Abgriff (b) und daß die andere Elektrode des Kondensators (19) mittels zweier in entgegengesetzter Richtung geschalteter Diodenstrecken einer Detektorschaltung (21,23) mit dem einen Ende des Spannungsteilers (16) verbunden ist, wobei der Ausgang (C) der Detektorschaltung über einen Impulsgeber (26) mit der Steuerstrecke des elektronischen Schalters (1,2) derart verbunden ist, daß während der ersten Hälfte der Halbperiode mit einer in bezug auf die erste Diode (18) in Vorwärtsrichtung gerichteten Polarität die Spannung an der einen Elektrode des Kondensators (19) mit der Spannung an dem ersten Abgriff (b) zunimmt und dann praktisch konstant bleibt — wobei der Kondensator (19) geladen wird über die eine Diodenstrecke und der Betriebszustand der Detektorschaltung (21, 23) unverändert bleibt — bis der Augenblickswert der Spannung am zweiten Abgriff (a)des Spannungsteilers (16) kleiner als die Spannung an der einen Elektrode des Kondensators (19) wird, wodurch während eines letzten Teiles der Halbperiode die Spannung an der einen Elektrode des Kondensators (19) mit der Spannung am zweiten Abgriff (a) abnimmt, wobei der Kondensator (19) entladen wird über die andere Diodenstrecke und der Betriebszustand der Detektorschaltung (21, 23) umgeschaltet wird und letztere an ihrem Ausgang ein Zündsignal für den elektronischen Schalter (1,2) auslöst. , ,
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekenn- 4r> zeichnet, daß die Detektorschaltung (21, 23) einen Transistor (21) in Emitterschaltung und eine Diode (23) aufweist, wobei der Ausgang (c) der Detektorschaltung (21, 23) durch den Kollektor des Transistors (21) und die zwei in entgegengesetzter Richtung geschalteten Diodenstrecken durch die Basis-Emitter-Strecke des Transistors (21) und die Diode (23) gebildet sind.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, zur Steuerung zweier wechselweise leitender elektronischer Schalter, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerwechselspannung über einen Zweiweggleichrichter (14, 15) dem Spannungsteiler (16) zugeführt wird, derart, daß die gleichgerichtete Steuerspannung eine in bezug auf die erste Diode (18) in Vorwärtsrichtung gerichtete Polarität aufweist.
DE1563303A 1965-11-13 1966-11-09 Vorrichtung zur Steuerung eines elektronischen Schalters Expired DE1563303C3 (de)

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