JPH0214315Y2

JPH0214315Y2 -

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Publication number: JPH0214315Y2
Application number: JP8141684U
Authority: JP
Priority date: 1984-05-31
Filing date: 1984-05-31
Publication date: 1990-04-18
Also published as: JPS60192687U

Description

【考案の詳細な説明】〔考案の技術分野〕本考案はリンキングコンバータを用いたスイツ
チング制御型の高圧電源装置に関する。

〔考案の技術的背景〕

従来装置を例示する第５図によつて説明する。
１は直流電源２に入力端子Ｐと回路接地されたＮ
とを介して接続されて高電圧を出力する発振回路
で、鉄心に入力巻線N₁、出力巻線N₂及びベース
巻線N₃を巻装した出力トランスＴの上記入力巻
線N₁をスイツチングトランジスタQ₁のコレク
タ・エミツタ間を介して直流電源２に直列に接続
し、上記トランジスタQ₁のベースには入力端子
Ｐにコレクタ抵抗R₁を介してコレクタを接続し
たトランジスタQ₂のエミツタを接続すると共に、
一端が入力端子Ｎに接続したベース巻線N₃の他
端にカソードを接続したダイオードD₁のアノー
ドをコンデンサC₁と抵抗R₂を介して接続し、上
記コンデンサC₁の端子間に放電用抵抗R₃を挿入
して、トランジスタQ₂のオンオフによりトラン
ジスタQ₁をオンオフ制御すると共に、ベース巻
線N₃にトランジスタQ₁を逆バイアスする極性の
電圧が誘起されたとき、トランジスタQ₁のベー
ス電流を急速に減少せしめてトランジスタQ₁を
高速でオフさせ、トランジスタQ₁のオン期間に
蓄積されたエネルギーをトランジスタQ₁のオフ
時に出力巻線N₂を介して放出することにより高
電圧を送出するようになつている。３は上記発振
回路１の出力トランスＴの出力巻線N₂の両端に、
ダイオードD₂とD₃のアノードをそれぞれ接続し、
このダイオードD₂，D₃のカソードを共通接続し、
この共通接続点とダイオードD₃のアノード間に
リアクトルＬを介してコンデンサC₂を挿入し、
このコンデンサC₂の端子間から発振回路１の高
電圧出力を整流平滑した直流高電圧を検出回路４
を介して一端が回路接地した負荷５に送出するよ
うにした整流平滑回路である。そして、上記検出
回路４は、例えば上記コンデンサC₂の端子間に
分圧抵抗を挿入しこれの分圧点から出力電圧の検
出信号検出信号Vdet₁を、また負荷５の接地側回
路に挿入した分流器から電流を電圧として出力す
る検出信号Vdet₂をそれぞれ送出するようになつ
ている。６は上記発振回路１のトランジスタQ₂
のベースにパルス幅を変調した出力信号（以下、
PWM信号という）を送出するパルス幅変調制御
回路（以下、PWM制御回路という）である。こ
れは演算増幅器からなる誤差検出器ED₁の非反転
入力端子とED₂の反転入力端子とに基準電圧Vref
を送出する基準電圧設定回路７の出力端を接続
し、上記誤差検出器ED₁の反転入力端子とED₂の
非反転入力端子には上記検出回路４の検出信号
Vdet₁，Vdet₂をそれぞれ入力させ、この誤差検
出器ED₁，ED₂の出力端子を演算増幅器からなる
比較器CPの反転入力端子にそれぞれダイオード
D₄，D₅を介して接続し、比較器CPの非反転入力
端子には一定の周波数でノコ波状のパルス信号を
発振するパルス発生器OSCの出力端を接続し、
この比較器CPの出力端子を上記発振回路１のト
ランジスタQ₂のベースに接続して、基準電圧
Vrefと検出信号Vdet₁，Vdet₂との誤差を検出し
て出力する誤差検出器ED₁，ED₂のいずれか大き
い方の出力信号とノコ波状のパルス信号とを比較
器CPによつてレベル比較し、パルス信号が誤差
検出器の出力信号より大きい期間“Ｈ”レベルと
なる矩形波状のPWM信号をトランジスタQ₂のベ
ースに送出するようになつている。そして、上記
基準電圧設定回路７は、直流電源２に入力端子
Ｐ，Ｎを介して抵抗R₄と定電圧ダイオードZD₁を
直列に挿入し、上記定電圧ダイオードZD₁のカソ
ード・アノード間に直列に接続した可変抵抗VR₁
と抵抗R₅を挿入し、上記可変抵抗VR₁の摺動子
と入力端子Ｎ間にコンデンサC₃を挿入し、上記
可変抵抗VR₁の摺動子を上記誤差検出器ED₁，
ED₂の反転入力端子に接続して、上記摺動子から
負荷５の定格電圧に対応して設定した基準電圧
Vrefを送出するようになつている。

次にその動作を第６図と共に説明すると、直流
電源２が印加され、発振回路１のトランジスタ
Q₂がオンすると、スイツチングトランジスタQ₁
にベース電流が流れてトランジスタQ₁が急速に
オンする。これにより入力巻線N₁に電圧が発生
し、この電圧によつてベース巻線N₃にはトラン
ジスタQ₁のベースを順バイアスする極性の電圧
が誘起されるが、ダイオードD₁が不導通である
ため順バイアス電流は流れない。この際コンデン
サC₁は抵抗R₃を通じて放電する。又、上記入力
巻線N₁に流れる電流は直線的に増加する（第６
図N₁）。やがて出力トランスＴの磁束が飽和点に
達し、磁束中の時間微分値dφ／dtが０に近くな
ると、ベース巻線N₃の誘起電圧が減少しはじめ、
この結果、トランジスタQ₁のベース電流が減少
するとコレクタ電流も減少しはじめ、上記dφ／
dtが負になることによりベース巻線N₃にはトラ
ンジスタQ₁のベースを逆バイアスする極性の電
圧が誘起され、ダイオードD₁が導通して、トラ
ンジスタQ₁のベースに逆バイアス電流を流し、
このトランジスタQ₁を高速でオフする。このオ
フによつて入力巻線N₁に逆起電力が発生し、こ
れにより出力トランスＴの電圧はそのインダクタ
ンスＬと巻線間分布容量Ｃによる直列共振して振
動電圧となり（第６図Q₁のV_CE）、この振動電圧
の1/2周期後にトランジスタQ₁のベース電位を順
バイアスする極性の電圧がベース巻線N₃に誘起
されるが、ダイオードD₁により阻止されて順方
向電流は流れず、トランジスタQ₁はオフを保つ
ている（第６図Q₁のV_BE）。やがてトランジスタ
Q₂がオンすると（第６図Q₂）、トランジスタQ₁の
ベースにベース電流が流れるため、トランジスタ
Q₁は再びオンする（第６図Q₁）。以上の動作を繰
り返えすことにより他励発振し、この発振によ
り、トランジスタQ₁のオン期間中に励磁インダ
クタンスに蓄積された磁気エネルギーが、トラン
ジスタQ₁のオフ時に出力巻線N₂を介して放出さ
れ、このパルス電圧を整流平滑回路３により整流
平滑してコンデンサC₂の端子間から直流高電圧
出力が検出回路４を介して負荷５に供給される。

そして、負荷５に供給された直流高電圧出力は
検出回路４の図示しない分流器によつて電流が、
また分圧抵抗によつて電圧がそれぞれ検出され、
その検出信号Vdet₁，Vdet₂が検出回路４から
PWM制御回路６の誤差検出器ED₁，ED₂にそれ
ぞれ送出される。

一方、基準電圧設定回路７は直流電源２の印加
により、可変抵抗VR₁の摺動子から定電圧ダイオ
ードZD₁のツエナー電圧を分圧して、負荷５に対
応して設定した出力電圧が基準電圧Vrefとして
送出する。上記出力VrefとVdet₁，VrefとVdet₂
をうけた誤差検出器ED₁，ED₂は両入力の誤差を
検出して、ダイオードD₄，D₅を介して比較器CP
に送出する。この際、誤差検出器ED₁，ED₂の出
力はいずれか高い方の出力が比較器CPに送出さ
れる。これをうけた比較器CPは、誤差検出器
ED₁（又はED₂）の出力とパルス発生器OSCのノ
コ波状のパルス信号とをレベル比較し（第６図
CPの入力）、パルス信号が誤差検出器の出力レベ
ルより大きい期間“Ｈ”レベルとなるPWM信号
をトランジスタQ₂のベースに送出して、トラン
ジスタQ₂をオンオフ制御し（第６図Q₂）、これに
よつてスイツチングトランジスタQ₁をオンオフ
制御する（第６図Q₁）。

即ち、上記PWM制御回路６のPWM信号は、
検出信号Vdet₁，Vdet₂が基準電圧Vrefより低く
なると“Ｈ”レベルのパルス幅が広くなり、反対
に高くなると、“Ｈ”レベルのパルス幅が狭まく
なるよう可変制御されるので、発振回路１はトラ
ンジスタQ₁のオン期間が長くなれば（即ち“Ｈ”
レベルのパルス幅が狭まくなければ）高電圧出力
を減少させて出力の安定化動作を行う。

〔背景技術の問題点〕

しかし乍ら、このように構成された場合、スイ
ツチングトランジスタQ₁を高速でしや断するこ
とができる反面、パルス発生器OSCの発振周波
数は一定であるのに対し、出力トランスＴと整流
平滑回路３のリアクトルＬとコンデンサC₂より
なる共振周波数は負荷の変動により変化するの
で、周期ずれを生ずるという問題がある。これを
第６図によつてさらに説明すると、重負荷の場
合、t₀時点でトランジスタQ₂のオフによりトラン
ジスタQ₁が高速でオフすると出力トランスＴに
発生する振動電圧波形の1/2周期の零点はt₂時点
まで継続し、この間（t₀からt₂の間）に、PWM
制御回路６のPWM信号によりトランジスタQ₂が
オンして、スイツチングトランジスタQ₁にオン
指令が送出されても、トランジスタQ₁のベース
電位は順バイアス方向とならず、t₂時点でトラン
ジスタQ₁はオン動作することになる。即ち、t₁時
点からt₂−t₁だけ遅れてオン動作することになつ
て、PWM信号に対してオン期間が狭まくなる。
又、軽負荷の場合、t₃時点でトランジスタQ₁がオ
フし、出力トランスが放出するエネルギーは減少
するので、出力トランスの振動電圧波形の1/2周
期後の零点はt₄時点となつて、ベース巻線N₃の
電圧はトランジスタQ₁のベース電流を順バイア
スする方向となるが、ダイオードD₁によつて順
バイアス電流は流れないため、トランジスタQ₁
はオフであり、このときPWM信号によりトラン
ジスタQ₂はオフして、トランジスタQ₁にオフ指
令を送出したままであるので、振動電圧は１周期
振動し次の1/2周期後の零点（t₅時点）でトラン
ジスタQ₁がオン動作することになる。このよう
に、出力トランスＴ及び整流平滑回路３のリアク
トルＬとコンデンサC₂よりなる共振周波数は、
負荷５が重負荷となれば低下し、反対に軽負荷と
なれば上昇して変動し、周波数の低下により可聴
周波数帯域に入つたときは騒音の原因となること
は勿論、この周期ずれに、整流平滑回路３のLO
時定数、ベース巻線N₃のRC時定数も関与して、
ますます周期ずれがひどくなつていわゆる乱調現
象を生ずるという問題がある。

又、PWM制御回路は誤差増幅器、パルス発生
器、比較器を備えて構成されるので部品数も多く
なり装置を高価なものとする問題を有している。

〔考案の目的〕

本考案は上述した点にかんがみてなされたもの
で、その目的とするところは、簡略化した構成
で、同期ずれを生ずることなく、安価に製するこ
とのできる装置を提供することにある。

〔考案の概要〕

本考案は上記目的を達成するため、スイツチン
グトランジスタのベースに、ベース巻線に生じる
誘起電圧により抵抗、コンデンサを介して正帰還
をかけることによつて、上記コンデンサに、スイ
ツチングトランジスタのオン時には正極性に、ま
たオフ時には負極性にCR時定数で充放電する交
番電圧を発生させ、このコンデンサの交番電圧の
正極性充電時（スイツチングトランジスタのオン
時）の電圧が基準電圧以上になつたとき、上記コ
ンデンサを放電させて、スイツチングトランジス
タをオフさせることにより、出力トランスの発振
と同期して、上記スイツチングトランジスタを
PWM制御せしめるよう構成したことを特徴とす
るものである。

〔考案の実施例〕

以下、本考案の実施例を第１図及び第２図によ
つて説明する。尚上記第５図と同一部材には同一
符号を付して説明することとする。１０は直流電
源２に入力端子Ｐと回路接地した入力端子Ｎとを
介して接続されて高電圧を出力する発振回路であ
る。これは、鉄心に入力巻線N₁、出力巻線N₂及
びベース巻線N₃を巻装した出力トランスＴの上
記入力巻線N₁をエミツタ回路接地のスイツチン
グトランジスタQ₁のコレクタ・エミツタ間を介
して直流電源２に直列に接続し、上記トランジス
タQ₁のベースを、起動用抵抗R₆を介して入力端
子Ｐに接続すると共に、エミツタ回路接地のトラ
ンジスタQ₂のコレクタに接続し、トランジスタ
Q₁のコレクタ。エミツタ間にフライホイールダ
イオードP₆を挿入し、該トランジスタQ₁のエミ
ツタにアノードを接続したダイオードD₇のカソ
ードをQ₁のベースに接続し、トランジスタQ₂の
ベース・エミツタ間にブリーダ抵抗R₈を挿入し、
ベース巻線N₃は、一端を入力端子Ｎに接続する
と共に、他端を抵抗R₇、コンデンサC₄を介して
トランジスタQ₁のベースに接続して、ベース巻
線N₃の誘起電圧により、トランジスタQ₁のベー
スに正帰還をかけて該トランジスタQ₁を高速で
オンさせ、このオン期間に蓄積されたエネルギー
をトランジスタQ₁のオフ時に出力巻線N₂を介し
て放出することにより高電圧を送出するようにな
つている。そして、上記コンデンサC₄は、ベー
ス巻線N₃に誘起された電圧により、トランジス
タQ₁のオン時にはN₃→R₇→C₄→Q₁のベース・エ
ミツタ→N₃のループで電流が流れ、オフ時には
N₃→D₇→C₄→R₇→N₃のループで電流が流れるた
め、交番極性に充放電を繰り返えすようになつて
いる。３０は上記発振回路１０の出力トランスＴ
の出力巻線N₂の両端に、ダイオードD₈とコンデ
ンサC₅を直列に挿入し、上記コンデンサC₅の端
子間から高電圧入力を整流平滑した直流高電圧を
一端が回路接地した負荷５に送出するようにした
整流平滑回路である。６０は上記発振回路１０の
スイツチングトランジスタQ₁をPWM制御する
PWM制御回路である。これは上記スイツチング
トランジスタQ₁のベースにプログラマブル・ユ
ニジヤンクシヨン・トランジスタ（以下PUTと
いう）Q₃のアノードを上記コンデンサC₄を介し
て接続し、ゲートに負荷５の定格電圧から設定し
た基準電圧Vrefを送出する基準電圧設定回路７
０の出力端を接続し、カソードを上記トランジス
タQ₂のベースに接続し、上記アノード・ゲート
間に誤動作防止用のコンデンサC₆を挿入して、
PUTQ₃のアノード電圧（即ち、コンデンサC₄の
電圧）V_C4とゲート電圧（基準電圧）Vrefとが
VrefV_C4−V_OFS（但しV_OFS＝PUTQ₃のオフセツ
ト電圧、通常0.6〜1.0V程度）の関係になつたと
き、PUTQ₃をオンさせて、コンデンサC₄を放電
させることにより、スイツチングトランジスタ
Q₁のベース・エミツタ間に逆バイアスをかけて
トランジスタQ₁をオフせしめ、上記アノード電
圧V_C4とゲート電圧VrefとがVref＞V_C4−V_OFSの
関係になつたとき、PUTQ₃をオフさせて、上記
トランジスタQ₁を起動用抵抗R₆を介してオンさ
せることにより、トランジスタQ₁をPWM制御す
るようになつている。そして、上記基準電圧設定
回路７０は、入力端子Ｐ・Ｎ間に抵抗R₉と定電
圧ダイオードZD₁を直列に挿入し、上記抵抗R₉と
定電圧ダイオードZD₁の接続点にアノードを接続
したダイオードD₉のカソードと入力端子Ｎ間に
抵抗R₁₀、可変抵抗VR₁、抵抗R₁₁，R₁₂を直列に
挿入し、上記抵抗R₁₂の端子間にコンデンサC₇を
接続すると共に、上記抵抗R₁₁とR₁₂の接続点に
アノードを接続したダイオードD₁₀のカソードを
上記ベース巻線N₃と抵抗R₇の接続点に接続して、
電圧負帰還回路を形成し、上記定電圧ダイオード
ZD₁のカソード・アノード間にノイズ吸収及び平
滑用のコンデンサC₈を挿入し、上記可変抵抗
VR₁の摺動子をPUTQ₃のゲートに接続して、定
電圧ダイオードZD₁のツエナー電圧V_Zを分圧して
負荷５の定格電圧から設定した基準電圧Vrefを
送出すると共に、発振回路１０が高電圧出力を送
出するとき、即ち、スイツチングトランジスタ
Q₁のオフ時にベース巻線N₃に生ずる逆起電力を
ベース巻線N₃よりダイオードD₁₀を介してコンデ
ンサC₇に負の電圧に整流平滑した負帰還電圧信
号を、上記高電圧出力の電圧検出信号Vdetとし
て、正極性の上記基準電圧Vrefに加算させて、
上記基準電圧Vrefを、高電圧出力電圧に対応し
て出力電圧が増加すれば低下させ、反対に減少す
れば上昇させて可変することにより負荷５に対す
る出力の安定化を図るようになつている。又、こ
の基準電圧設定回路７０は、PWM制御回路６０
のPUTQ₃のゲート端における抵抗、いわゆるゲ
ート抵抗を上記PUTQ₃がオンしてコンデンサC₄
が放電した後、ベース巻線N₃の電圧V_BとPUTQ₃
の順方向電圧降下分V_Fと抵抗R₇とで定まるアノ
ード電流I_A（＝V_B−V_F／R₇）がPUTQ₃の谷点電
流I_Vより十分大きく（I_V≪I_A）なるような抵抗値
に設定して、コンデンサC₄の放電後も、PUTQ₃
がオン状態を継続するようにし、上記PUTQ₃の
アノード電流によつてトランジスタQ₂をオンさ
せトランジスタQ₁のベース・エミツタ間を略短
絡状態にしてトランジスタQ₁を高速かつ完全に
オフするようになつている。

次にその動作について第２図とともに説明す
る。直流電源２の印加により、抵抗R₆を介して
スイツチングトランジスタQ₁のベースに電流が
流れ始め、これによりトランジスタQ₁のコレク
タ・エミツタ間がオン領域に遷移しはじめ出力ト
ランスＴの入力巻線N₁に２→N¹→Q₁→２のルー
プで電流が流れ、これによりベース巻線N₃には、
N₃と入力巻線N₁の巻数比によつて定まる電圧が
トランジスタQ₁のベースを順バイアスする方向
の極性で誘起され、この誘起電圧によりN₃→R₇
→C₄→Q₁→N₃のループで電流を流して正帰還が
かかり、ベース電流を増加させ、トランジスタ
Q₁をさらにオン領域に遷移させて急速にオン状
態にし、入力巻線N₁の電流を直線的増加させる。
これにより出力トランスＴの磁束も増加し、やが
て磁束が飽和点に達すると、ベース巻線N₃の誘
起電圧が減少しはじめトランジスタQ₁がオフ領
域へと遷移しはじめることにより、ベース巻線
N₃には逆バイアスする方向の極性で電圧が発生
し、この電圧によつてトランジスタQ₁のベース
電流を急速に減少してトランジスタQ₁がオフす
る。このオフによつて入力巻線N₁には逆起電力
が発生し、これにより出力トランスＴの電圧はそ
のインダクタンスＬと巻線間分布容量Ｃ及びダイ
オードD₈を介して出力巻線N₂に接続されたコン
デンサC₅により直列共振して振動電圧（第２図
Q₁のV_CE）となり、この振動電圧の1/2周期後に
トランジスタQ₁のベース電流が順バイアス方向
となることによつて、上記抵抗R₆を介してベー
ス電流が流れ始めて、上記動作を繰返し発振を継
続する。この発振動作において、上記コンデンサ
C₄はベース巻線N₃に誘起される電圧が、順バイ
アス方向の極性時（Q₁のオン時）にはN₃→R₇→
C₄→Q₁のベース・エミツタ→N₃のループで電流
が、また逆バイアス方向の極性時（Q₁オフ時）
にはN₃→D₇→C₄→R₇→N₃のループで電流が流れ
る（第２図Q₁，D₇の）ため、交番極性に充放
電をくり返してその直流電源２の零電位に対する
コンデンサC₄の電位V_C4は第２図C₄のV_C4で示す
ように、略三角波状に交番する電圧波形となる。
一方直流電源２の印加により基準電圧設定回路７
０は定電圧ダイオードZD₁のツエナー電圧を分圧
して設定した基準電圧Vrefが可変抵抗VR₁の摺
動子からPWM制御回路６０のPUTQ₃のゲート
に送出しているので、上記PUTQ₃はそのアノー
ド電位V_C4がV_C4Vref＋V_OFSの関係になるとオ
ンして、コンデンサC₄の電荷をC₄→Q₃のアノー
ド・カソード→Q₂のベース・エミツタ〓（D7 Q₁のベース・エミツタ）〓C₄ のループで放電する。この際、コンデンサC₄は
トランジスタQ₁のベースに直列接続して、トラ
ンジスタQ₁のオン時にベース側接続端子の電位
が低くなるように充電されているため、PUTQ₃
のオン時上記放電により、トランジスタQ₁のベ
ース・エミツタ間がコンデンサC₄の電荷により
逆バイアスされることになり、これによつてトラ
ンジスタQ₁は、そのオン時にベース・エミツタ
間に蓄積した電荷を急速に放電して高速でオフ状
態に切換えられると共に、上記コンデンサC₄の
放電によりトランジスタQ₂がオンし、上記トラ
ンジスタQ₁のベース・エミツタ間を略短絡して
トランジスタQ₁を高速でオフし、入力巻線N₁に
流れる電流をしや断する。これにより入力巻線
N₁には逆起電力が発生し、これにより出力トラ
ンスＴの電圧はそのインダクタンスＬと巻線間分
布容量Ｃ及び出力巻線N₂にダイオードD₈を介し
て接続されたコンデンサC₅による直列共振によ
つて振動電圧となり出力巻線N₂から高電圧出力
を送出し、これを整流平滑回路３０を介して直流
高電圧出力に変換して負荷５に供給する。この際
上記入力巻線N₁に発生する逆起電力によりベー
ス巻線N₃にも逆起電力が発生し、これをうけた
基準電圧設定回路７０のコンデンサC₇は負の電
圧に整流平滑して、定電圧ダイオードZD₁のツエ
ナ電圧を分圧した正極性の電圧に電圧検出信号
Vdetとして加算してPUTQ₃のゲートに送出す
る。このとき、PUTQ₃は、ベース巻線N₃に生じ
た逆起電圧によりトランジスタQ₂が逆バイアス
されてオフするのでアノード電流がしや断されて
オフしており、かつ、コンデンサC₄は、第２図
C₄のV_C4で示すように、ベース巻線N₃に生じた上
記逆起電圧によりN₃→D₇→C₄→R₇→N₃のループ
で電流が流れて図示と逆極性で充電されているの
で、そのアノード電位V_C4はV_C4＜Vref＋V_OFSの
関係となつてオフ状態を維持する。

そして、上記ベース巻線N₃の逆起電圧の1/2周
期後、トランジスタQ₁のベース電位が順バイア
ス方向となるので、トランジスタQ₁は再びオン
して上記動作を繰り返えす。このトランジスタの
オンオフ動作により、オン期間が長くなれば出力
トランスＴの出力電圧が増加し、これにより上記
電圧検出信号Vdetも大きくなつてPUTQ₃のゲー
トに加わる基準電圧Vrefを低下させ、反対にオ
ン期間が短かくなれば、出力電圧を減少させこれ
により電圧検出信号Vdetも小さくなつて基準電
圧Vrefを上昇させ、トランジスタQ₁のオン期間
を長くするようPWM制御することにより出力電
圧の定電圧制御が行なわれることになる。

この動作において、負荷５が重負荷となつた場
合は、出力トランスＴの出力電圧が低下すること
によりベース巻線N₃の逆起電圧も巻数比に応じ
て低下して負極性の電圧検出信号Vdetを低下即
ち0Vに近づけさせ、これにより基準電圧Vrefを
上昇させ、トランジスタQ₁のオン期間を長くす
るようコンデンサC₄の充電時間が長くなり、反
対に軽負荷時においては、上述とは逆に、負極性
の電圧検出出信号Vdetを上昇即ち負電圧を増加
させ、基準電圧Vrefを低下させてPUTQ₃のゲー
トに加えることになるので、トランジスタQ₁の
オン期間が短かくなるようコンデンサC₄の充電
時間を短かくして、負荷変動に応じたトランジス
タQ₁のPWM制御がなされる。しかも、出力トラ
ンスＴの発振周波数と、トランジスタQ₁の発振
周波数は、トランジスタQ₁のベースにコンデン
サC₄を介してアノードを接続したPUTQ₃のアノ
ード電位V_C4をゲート電位（基準電圧）Vrefと比
較することにより、PUTQ₃をオンさせてトラン
ジスタQ₁をオフするようにしてあるので、同期
したPWM制御が行なわれる。又、PUTQ₃はそ
のゲート電位Vrefとアノード電位V_C4がV_C4
Vref＋V_OFSの関係となつてオンしてコンデンサ
C₄が放電した後に流れる保持電流が、ベース巻
線N₃に逆起電圧が発生してトランジスタQ₂がオ
フするまでは、該PUTQ₃の谷点電流より十分大
きくなるよう設定されているので、オフすること
なく、トランジスタQ₂のオン状態を保持してト
ランジスタQ₁を高速で的確にオフさせることに
なり、たとえ、トランジスタQ₁のオン期間が極
めて短かくなつてコンデンサC₄の充電が少ない
場合でも誤動作することなくトランジスタQ₁を
高速でオフさせる。第３図は本考案を定電圧定電
流型の高圧電源装置に適用した実施例を示したも
ので、第１図と異なる点について説明すると、７
０ａは、上述同様、PWM制御回路６０の
PUTQ₃のゲートに基準電圧Vrefを送出するよう
にした基準電圧設定回路で、入力端子Ｐ，Ｎ間に
直列に挿入した抵抗R₉と定電圧ダイオードZD₁と
の接続点を、ダイオードD₉、抵抗R₁₃を介して
PUTQ₃のゲートに接続し、上記PUTQ₃のゲート
には、該ゲートにアノードを接続したダイオード
D₁₂のカソードを抵抗R₁₅を介して、ベース巻線
N₃に生じた逆起電圧を負の電圧に整流平滑する
コンデンサC₇の端子間に挿入した可変抵抗VR₂
の摺動子に接続して負帰還電圧信号を電圧検出信
号Vdet₂として、上記定電圧ダイオードZD₁のツ
エナ電圧によりPUTQ₃のゲートに加わる正極性
の基準電圧に加算せしめて、上記ゲートに加える
と共に、該ゲートにアノードを接続したダイオー
ドD₁₁のカソードを抵抗R₁₄を介して、負荷５の
接地側とコンデンサC₅の間に挿入した分流器等
からなる電流検出器８０の出力端に接続して、電
流負帰還信号を電流検出信号Vdet₁として上記正
極性の基準電圧に加算せしめた基準電圧Vrefを
ゲートに加えて、負荷５に対する出力電圧、電流
により、基準電圧Vrefを可変することによつて、
上述同様、トランジスタQ₁のオンオフ期間を
PWM制御して出力の安定化を図るようになつて
いる。

又、第４図は本考案を倍電圧の定電圧、定電流
形の高圧電源装置に適用した実施例を示したもの
で、第３図と異なる点は発振回路１０の出力トラ
ンスＴの出力巻線N₂の回路接地側端にアノード
を接続したダイオードD₁₄のカソードと、出力巻
線N₂の高圧側端との間にコンデンサC₁₀を挿入
し、上記ダイオードD₁₄のカソード・アノード間
に、該カソードにアノードを接続したダイオード
D₁₅を介してコンデンサC₁₁を挿入し、このコンデ
ンサC₁₁の端子間に負荷５を接続して、トランジ
スタQ₁のオン時、出力トランスＴの入力巻線N₁
に流れる電流によつて誘起される出力巻線N₂の
電圧によりコンデンサC₁₀を図示極性に充電させ、
トランジスタQ₁のオフ時入力巻線N₁に発生する
逆起電力により共振して出力巻線N₂に生ずる電
圧によりダイオードD₁₄を不導通にして、N₂→
C₁₀→D₁₅→C₁₁→N₂のループでコンデンサC₁₁を
充電させ、このコンデンサC₁₁の端子間から倍電
圧を整流平滑して出力する整流平滑回路３０ａを
形成し、出力トランスＴのベース巻線N₃の端子
間に、該巻線N₃の回路接地側端にカソードを接
続したダイオードD₁₃のアノードと、該巻線N₃の
他端との間にコンデンサC₉を挿入し、ダイオー
ドD₁₃のアノード・カソード間に、該アノードに
カソードを接続したダイオードD₁₀を介してコン
デンサC₇を挿入して、該巻線N₃にトランジスタ
Q₁のベースを順バイアスする極性で誘起された
電圧によりコンデンサC₉をN₃→C₉→D₁₃→N₃の、
ループで図示極性に充電させ、該巻線N₃にトラ
ンジスタQ₁のベースを逆バイアスする極性で発
生した電圧により、コンデンサC₉とダイオード
D₁₃の接続点を負にしてダイオードD₁₀を導通さ
せコンデンサC₉，C₇が直列に接続されることに
より、コンデンサC₉の電荷による電圧とコンデ
ンサC₇に充電される電圧を相加して、コンデン
サC₇の端子間に挿入した可変抵抗VR₂に印加し、
この可変抵抗VR₂の摺動子から上記負荷５に送出
する倍電圧した出力電圧に対応する電圧検出信号
Vdet₂を上記基準電圧設定回路７０ａと同様、
PWM制御回路６０のPUTQ₃のゲートに抵抗R₁₅
ダイオードD₁₂を介して加えるように基準電圧設
定回路７０ｂを形成して、第３図と同様、負荷５
に対する出力電圧、電流を検出した電圧、電流検
出信号Vdet₂，Vdet₁により基準電圧Vrefを可変
して、トランジスタQ₁のオンオフをPWM制御し
て出力の安定化を図るようになつている。

〔考案の効果〕

本考案によれば、スイツチングトランジスタは
そのオン期間中にベース巻線に誘起した電圧によ
り抵抗コンデンサを介してベース電流を流して上
記コンデンサを充電させ、この電位が基準電圧を
超えたときPUTを導通させ上記コンデンサの電
荷を放電させてスイツチングトランジスタをオフ
させるようにしてあるので、負荷が変動して出力
トランスの発振周波数が変化してもこれと同期し
てスイツチングトランジスタをPWM制御するこ
とができ、負荷の変動に対しても乱調を生ずるこ
となく安定したスイツチング制御を行うことがで
きる。しかも、PWM制御回路はPUTによつて形
成することができ、構成を簡略化して部品数を少
くなく構成することができ、装置を安価に製する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の実施例を示すブロツク図、第
２図は第１図の動作を説明するタイムチヤート
図、第３図、第４図は本考案の他の実施例を示し
たブロツク図で、第３図は定電圧、定電流形を示
し、第４図は倍電圧定電圧定電流形を示したもの
である。第５図は従来例を示したブロツク図であ
る。第６図は第５図の動作を説明するタイムチヤ
ート図である。１，１０：発振回路、２：直流電源、３，３
０，３０ａ：整流平滑回路、５：負荷、６，６
０：パルス幅変調回路、７，７０，７０ａ，７０
ｂ：基準電圧設定回路、Q₁：スイツチングトラ
ンジスタ、Q₃：プログラマブル・ユニジヤンク
シヨン・トランジスタ、Ｔ：出力トランス、
N₃：ベース巻線。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

鉄心に入力巻線と出力巻線及びベース巻線を巻
装した出力トランスの上記入力巻線を、エミツタ
が回路接地したスイツチングトランジスタのコレ
クタ・エミツタ間を介して、直流電源に接続し、
上記スイツチングトランジスタのベースに、コン
デンサを介して、カソードが回路接地したプログ
ラマブル・ユニジヤンクシヨン・トランジスタの
アノードを接続し、このアノードと上記コンデン
サとの接続点に、抵抗を介して、一端が回路接地
した上記ベース巻線の他端を接続し、上記プログ
ラマブル・ユニジヤンクシヨン・トランジスタの
ゲートに基準電圧を出力する基準電圧設定回路の
出力端を接続し、上記コンデンサの充電電圧が基
準電圧をこえたとき導通するプログラマブル・ユ
ニジヤンクシヨン・トランジスタにより、上記ス
イツチングトランジスタをオフせしめるようにし
たことを特徴とする高圧電源装置。