JPH08275513A - 電圧コンバータを制御するための方法および電圧コンバータ - Google Patents

電圧コンバータを制御するための方法および電圧コンバータ

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JPH08275513A
JPH08275513A JP8005044A JP504496A JPH08275513A JP H08275513 A JPH08275513 A JP H08275513A JP 8005044 A JP8005044 A JP 8005044A JP 504496 A JP504496 A JP 504496A JP H08275513 A JPH08275513 A JP H08275513A
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Christophe Taurand
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    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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    • H02M3/33569Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584Bidirectional converters
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009Devices or circuits for detecting current in a converter

Abstract

(57)【要約】 【課題】 双方向電圧コンバータを提供する。 【解決手段】 双方向電圧コンバータは、誘導素子(L
P ,LS )と、第1のチョッピングスイッチ(TP )お
よび第1のダイオード(DP )を有する1次回路と、第
2のチョッピングスイッチ(TS )および第2のダイオ
ード(DS )を有する少なくとも1つの2次回路とを含
む。第1のスイッチは1次周期の始動信号を受取るとス
イッチオンされ、1次回路の電流が制御信号よりも高く
なるとスイッチオフされる。第2のスイッチは、2次周
期の始動信号を受取るとスイッチオンされ、2次周期の
持続時間を計算し、この持続時間をカウントして、この
持続時間が終了するとスイッチオフされる。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の分野】この発明はスイッチング電源に関し、よ
り特定的には、誘導蓄積を有するDC−DC電圧コンバ
ータに関する。DC電圧を変圧するこのようなコンバー
タは、多くの産業上の用途を有し、特に航空学の分野で
用途を有する。この分野では、コンバータは航空機のD
C電源から5ボルト、±12ボルト、±15ボルトなど
の電圧を発生し、さまざまな電子装置に供給するために
使用される。
【0002】
【関連技術の説明】一般に、誘導蓄積コンバータの動作
は1次回路を介して誘導装置に磁気エネルギを蓄積する
周期と、それに続く、2次回路を介して負荷にこのエネ
ルギを回復する周期とを含むエネルギ伝達サイクルに基
づく。その誘導素子が単一巻線インダクタンスであるコ
ンバータは「バックブースト(buck-boost)」コンバー
タと呼ばれ、誘導素子が少なくとも2つの巻線を含む変
圧器であるコンバータは「フライバック」コンバータと
呼ばれる。
【0003】この分野において、この発明はより特定的
には双方向電圧コンバータに関し、これらのコンバータ
は1次側から2次側におよび2次側から1次側にエネル
ギを変化させることができる。このような双方向コンバ
ータは、コンバータにエネルギをフィードバックしやす
い、複合負荷(容量性および/または誘導性)、アキュ
ムレータ、または電気モータなどの可逆装置に供給する
ように特に適合される。
【0004】誘導蓄積を有する代表的な双方向コンバー
タは、フライバックコンバータに関しては米国特許第
3,986,097号に記載され、バックブーストコン
バータに関しては米国特許第4,736,151号およ
びヨーロッパ特許出願第336,725号に記載されて
いる。
【0005】この発明の一般的な目的は双方向コンバー
タを改良することであり、その動作についてはじめに説
明する。
【0006】図1(a)は従来の双方向バックブースト
コンバータの基本的な図である。このようなコンバータ
は、インダクタンスLの両側に、1次回路および2次回
路を含む。1次回路は、並列に接続され、電圧源Vin
とインダクタンスLとの間に介挿されたダイオードDp
とチョッピングスイッチTpとを含む。同様に、2次回
路は、インダクタンスLと出力コンデンサCoutとの
間に介挿されたダイオードDsとチョッピングスイッチ
Tsとを含む。コンデンサCoutは負荷Zに印加され
たコンバータ出力電圧Voutが平滑であることを確実
にする。実際には、スイッチTp、TsはMOSまたは
バイポーラトランジスタなどの電子スイッチである。
【0007】上述のように、コンバータの動作サイクル
は2つの周期、つまり持続時間Tonを有する第1の蓄
積周期と、持続時間Toffを有する第2の回復つまり
復元周期とを含む。第1の周期の間、電流Ipは1次側
を流れ、第2の周期の間、電流Isは2次側を流れる。
図2は1サイクルの間にインダクタンスLを介して流れ
る総電流Iを示す。双方向動作モードでは、蓄積周期T
onは実際には前のサイクルの間にインダクタンスLに
蓄積された過剰エネルギを電圧源Vinで復元するため
の第1の位相Ton1と、それに続く、インダクタンス
Lにおける磁気エネルギの有効蓄積のための第2の位相
Ton2とを有する。図1(b)および図1(c)は位
相Ton1およびTon2の間のコンバータの等価回路
図である。位相Ton1の間、インダクタンスLは、負
である電流Ipを発生する(ダイオードDp導電性−図
1(b))。このエネルギが完全に復元されてしまう
と、蓄積位相Ton2が始まり、この位相ではIpは正
である(Tpオン、ダイオードDpブロック−図1
(c))。同様に、いわゆる復元位相Toffは、コン
デンサCoutおよび負荷Zで位相Ton2の間にイン
ダクタンスLによって蓄積されたエネルギを効果的に復
元するための第1の位相Toff1と、それに続く、位
相Toff1の間にコンデンサCoutまたは負荷Zに
与えられた過剰のエネルギをインダクタンスLに蓄積す
る位相Toff2とを含む。図1(d)および図1
(e)は位相Toff1、Toff2の間のコンバータ
の等価回路図である。2次電流Isは位相Toff1の
間正であり(ダイオードDs導電性−図1(d))、そ
の後Toff2の間負であり(Tsオン、ダイオードD
sブロック−図1(e))、負荷ZまたはコンデンサC
outは電圧発生器のように振る舞うことが注目され
る。Toff2の間に蓄積されたエネルギは次のサイク
ルの位相Ton1の間に電圧源Vinに伝達されるが、
これが双方向動作の特徴である。
【0008】このようなコンバータの欠点は、動作周波
数が増えるとその効率が低くなることであるが、逆に、
コンバータのサイズおよび嵩張りを低減するためには、
100kHzから1MHzの範囲の高い動作周波数を選
択することはより有利である。
【0009】動作周波数が大きくなるにつれて効率が下
がることは、特にスイッチング周期の間のスイッチのエ
ネルギの損失によることは周知である。スイッチングの
間にスイッチで失われるエネルギは、電流の流れによっ
てスイッチにかかる電圧とスイッチング時間との積に等
しいことが注目される。スイッチングオン損失とスイッ
チングオフ損失とを区別しなければならない。図2に示
される双方向モードで動作するコンバータでは、スイッ
チTp、Tsのスイッチングオン損失の問題は、各スイ
ッチングオンの前に0に近いスイッチングオフ電圧(ダ
イオード電圧)を確実にするダイオードDp、Dsの導
通期間があれば理論的には解決される。対照的に、スイ
ッチTp、Tsの各スイッチングオフにより、誘導素子
が反応し、それによってスイッチにかかる電圧が急上昇
し、ひいてはミラー効果によりスイッチングオフ持続時
間を増大させる。この現象は周波数が高いときには毎秒
当りの発生回数が多いためになおさら著しいスイッチの
エネルギの損失を引き起こす。加えて、スイッチングオ
フ時の電圧の急上昇はスプリアス電磁放射を発生する。
同じ欠点がフライバック変圧器コンバータにも生じる。
【0010】この欠点を回避するために、低損失コンバ
ータが提唱されている。このコンバータでは、1次およ
び2次スイッチのスイッチングオフ時に生じる電圧エッ
ジはいわゆる「平滑スイッチング」コンデンサを加える
ことによって平滑化される。
【0011】図3は低損失フライバックコンバータ10
を示す。コンバータ10は、たとえば、ヨーロッパ特許
出願第336,725号の図15に示されたタイプのも
のである。コンバータ10は2つの平滑スイッチングコ
ンデンサCp、Csが加えられていること、および以下
に説明する2つの遷移周期を含む特定の動作モードによ
り図1のコンバータとは異なっている。コンデンサCp
は1次側のダイオード/スイッチ回路Dp/Tpと並列
に接続され、コンデンサCsは2次側のダイオード/ス
イッチ回路Ds/Tsと並列に接続される。さらに、こ
のコンバータはフライバックタイプのコンバータである
ので、図1のインダクタンスLはNp巻きの巻線によっ
て形成される1次インダクタンスLpとNs巻きの巻線
によって形成される2次インダクタンスLsとを含む変
圧器1と置換えられる。
【0012】このコンバータの動作を図4(a)から図
4(j)に示す。図4(a)および図4(b)はスイッ
チTpおよびTsにそれぞれ与えられた制御信号Hpお
よびHsを示す。図4(c)および図4(d)は変圧器
の1次Lpおよび2次Lsインダクタンスをそれぞれ流
れる電流IpおよびIsを示す。図4(e)および図4
(f)はスイッチTpおよびTsにかけられた電圧VT
pおよびVTsを示す。図4(g)および図4(h)は
コンデンサCpおよびCsの充電および放電電流Icp
およびIcsを示す。図4(i)および図4(j)はス
プリアス電流IopおよびIosを示し、これらの電流
は図4(c)および図4(d)に示された1次Ipおよ
び2次Is電流に加えられる。
【0013】図4(a)から(j)に示されるように、
コンバータ10の各動作サイクルはそれぞれの持続時間
T1、T2、T3およびT4によって指定された4つの
別個の周期を含む。
【0014】周期T1およびT3は、1次Ipおよび2
次Isのそれぞれの電流が別個の巻線LpおよびLsを
流れることを除いては、上述の周期TonおよびTof
fと同様である。したがって、周期T1は電流Ipが負
である1次側の復元位相(図4(c)−ダイオードDp
導電性、Tpオンまたはオフ)と、それに続く、電流I
pが正である蓄積位相(ダイオードDpブロック、Tp
オン、Hp=1)とを含む。逆に、周期T3はまず電流
Isが正である2次側の復元位相(ダイオードDs導電
性、Tsオンまたはオフ)と、それに続く、電流Isが
負である蓄積位相(図4(d)、ダイオードDsブロッ
ク、Tsオン、Hs=1)とを含む。図4(a)、図4
(b)(周期T1およびT3の間)の点線によって示さ
れるように、ダイオードDpおよびDsが導電性である
限り、スイッチTpおよびTsをターンオンするための
動作マージンがある。
【0015】周期T2およびT4はTpおよびTsがオ
フに維持される短い持続時間の遷移周期である。図4
(a)から(j)では、T2およびT4は正確な縮尺率
で書かれていない。実際には、これらはT1およびT3
の1/10または1/100のオーダである。これらの
遷移周期の間、コンデンサCpは放電され、コンデンサ
Csは充電され、またその逆でもある(図4(g)およ
び図4(h))。ダイオードDp、Dsはブロックさ
れ、変圧器に蓄積されたエネルギは1次側には伝達され
ず、2次側にも伝達されない。
【0016】当業者は平滑スイッチングコンデンサCp
およびCsをいわゆる共振コンバータに存在するコンデ
ンサと間違えてはならないことに気がつくであろう。共
振コンバータの動作原理を関連の誘導蓄積コンバータの
動作と比較することはできない。ここでは、コンデンサ
CpおよびCsはコンバータを介してエネルギを伝達す
るための手段ではない。それどころか、コンデンサC
p、Csはエネルギがコンバータ内に伝達される周期T
1およびT3に対して短い充電および放電周期T2およ
びT4を有するように選択される。
【0017】遷移周期T2およびT4を加え、平滑スイ
ッチングコンデンサCpおよびCsを使用することの利
点は、スイッチTpまたはTsのスイッチングオフ時
に、そのスイッチに関連のコンデンサCpまたはCsが
漸進的に充電され、電圧VTpまたはVTsが急上昇す
るのを防ぐことである。図4(e)および図4(f)に
示されるように、スイッチの電圧VTpまたはVTsは
その最大値に到達するまで遷移周期T2またはT4の間
上昇する。この最大値はVTpについてはVin+Vo
ut*Np/Nsに等しく、VTsについてはVout
+Vin*Ns/Npに等しい。ミラー効果によるスイ
ッチングオフ損失は排除されるか、少なくとも大幅に低
減される。
【0018】しかしながら、上述のコンバータは以下に
説明する他の欠点を有する。 [平滑スイッチングコンデンサの使用によって生じる欠
点]出願人はまず、VTpおよびVTsの立上がり/立
下がりエッジが平滑であるにもかかわらず、スイッチン
グは依然としてスプリアス電磁放射を発生することに気
がついた。より特定的には、これらの放射はコンバータ
のスプリアスインダクタンスと平滑スイッチングコンデ
ンサCp、Csとの間のスプリアス発振現象によるスプ
リアス電流Iop、Iosによって発生することに気が
ついた。コンバータのスプリアスインダクタンスはLp
と直列の第1のインダクタンスlpおよびLsと直列の
第2のインダクタンスlsとして示すことができる(図
3)。図4(i)および図4(j)に示される電流Io
pおよびIosは、ゆっくり減衰する発振状態の後にス
イッチTp、Tsの各スイッチングが続いた後に生じ、
T1およびT3の終わりにIpおよびIsが到達する最
大値に等しくなり得るピーク強度を有する。電流Iop
は、インダクタンスLp、ダイオード/スイッチ/コン
デンサ回路Dp/Tp/Cpおよび電圧源Vin、なら
びにこれらの素子間の電気接続を含む1次回路によって
形成されるループ全体を流れる。同様に、電流Iosは
2次側によって形成されるループ全体を流れる。このよ
うに、各1次または2次ループは磁束Φ=S*βに比例
するアンテナ効果による電磁放射を発生する。この式に
おいて、βはスプリアス電流によって発生する磁界であ
り、Sはループの表面積である。
【0019】
【発明の概要】この発明の第1の目的はこれらのスプリ
アス電流の効果を減衰し、低い放射を有するコンバータ
構造を提供することである。
【0020】この目的を達成するために、この発明は平
滑スイッチングコンデンサの配置を変更し、それらのコ
ンデンサをコンバータの誘導素子の端子に並列に接続す
る。これはコンデンサの平滑スイッチング機能が維持さ
れる点でも、平滑スイッチングコンデンサが、1次およ
び2次インダクタンスとともに、2つの発振電流Io
s、Iopがその範囲に制限される低減された表面積お
よび長さを有するループを形成する点でも有利である。
したがって、磁束Φおよびスプリアス放射は大幅に減少
する。
【0021】[従来の制御装置の欠点]一般に、双方向
コンバータによって与えられる電圧は1次Tpおよび2
次Tsスイッチを制御するためのシステムによって安定
化され、このシステムは出力電圧Voutを永久に制御
し、この電圧を基準電圧Vrefと比較する。その目的
は、1次および2次巻線においてスイッチTpおよびT
sならびに導通周期T1およびT3を制御することによ
って、出力電圧Voutを一定に維持することである。
【0022】安定した状態のコンバータでは、周期T1
およびT3は以下のように見出される一般的な関係に従
って相互に関係する。
【0023】(a) T1の間、1次巻線Lpを流れる
電流ランプの高さΔIp=Ip2−Ip1は式(1)に
よって表わされる。
【0024】 ΔIp=Vin*T1/Lp ・・・(1) この式において、Ip2は周期T1の終了時の正の電流
であり、Ip1は周期T1の開始時の負の電流であり
(図4(c))、Vinは入力電圧Vinであり、Lp
は1次巻線のインダクタンスである。
【0025】(b) 同様に、T3の間、2次巻線Ls
を流れる電流ランプの高さΔIs=Is1−Is2(図
4(d))は式(2)によって表わされる。
【0026】 ΔIs=Vout*T3/Ls ・・・(2) (c) 変圧器のエネルギEの保存の一般的な原則は、
ある位相の終了時に蓄積されたエネルギは次の位相の開
始時に伝達されるエネルギに等しいということができ
る。これはT1からT3への移行については以下の関係
によって表わされ、 E=1/2*Lp*(Ip2)2 =1/2*Ls*(I
s1)2 T3からT1への移行については以下の関係によって表
わされる。
【0027】E=1/2*Ls*(Is2)2 =1/2
*Lp*(Ip1)2 さらに、変圧器では、Lp=Al*Np2およびLs=
Al*Ns2(Alは定数)であるので、式(4)が演
繹される。
【0028】 Np*ΔIp=Ns*ΔIs ・・・(4) (d) 最後の関係を上の(a)(b)のΔIpおよび
ΔIsの式(1)および(2)と組合せることによっ
て、式(5)が演繹される。
【0029】 Vout/Vin=NsT1/NpT3 ・・・(5) この関係は入力電圧Vinと出力電圧Voutとの間の
比を与え、この比は安定した状態のコンバータの場合に
は一定であると仮定される。もちろん、この関係は変圧
器フライバックコンバータに関するものである。バック
ブーストコンバータの場合にはNs/Np=1であり、
式(5)はまた以下のようにも表わされ得る。
【0030】 T3/T1=Ns Vin/Np Vout ・・・(6) このように、比T3/T1は、実現される制御プロセス
が何であっても、安定した出力電圧Voutおよび一定
の入力電圧Vinに対して常に一定である。
【0031】この一般的な動作原理に基づく代表的な制
御装置は、上述のヨーロッパ特許出願第336,725
号の図12、図14および図15に関連して説明されて
いる。この先行技術に従えば、出力電圧Voutと基準
電圧Vrefとの比較によって発生された誤差信号εか
ら1次スイッチTpのスイッチングオン持続時間を制御
することが既知である。また、2次側を流れる電流Is
が予め定められたしきい値を超える場合に(2次側での
電流制御)、または出力電圧Voutが予め定められた
値より小さくなる場合に、2次スイッチTsのスイッチ
ングオフ(周期T3の終了を示す)をトリガすることも
既知である。
【0032】既知の制御装置の欠点の1つは、これらの
装置が入力電圧Vinの値の広い範囲にわたって最適の
効率を確実にしないことである。図5は従来どおりに制
御されたコンバータの入力電圧の変動の関数で効率を示
す図である。入力電圧の公称値に対して最適な効率は、
Vinが増えると減少することがわかる。この現象はコ
ンバータのΔIp、ΔIsのランプの振幅の増大および
ジュール効果によるエネルギの損失のためであると仮定
される。この欠点は電流源が定常でない場合に特に悪く
なる。たとえば、航空機の場合には、航空機のネットワ
ークによって与えられる公称電圧Vinは約28ボルト
であるが、12ボルトと36ボルト以上(ネットワーク
の故障の場合には80ボルトまで)との間で変動し得
る。このような動作状況下では、コンバータの効率を制
御するのは困難である。
【0033】いくつかの既知の制御システムのもう1つ
の欠点は、それらが1次電流Ipの制御および2次電流
Isの制御の双方に基づき、一方は1次側、他方は2次
側の少なくとも2つの電流センサを必要とすることであ
る。
【0034】この発明の第2の目的は以下の利点を有す
る双方向コンバータのための制御装置を提供することで
ある。
【0035】− 非定数電圧Vinの場合には、入力電
圧Vinの値の広い範囲にわたって効率が最適であるこ
と。
【0036】− 最適な効率を維持しながら、値の広い
範囲にわたって出力電圧Voutを規制すること。
【0037】− 回路の単一側で電流を制御し、電流セ
ンサの数を制限すること。考えられる過負荷の問題を検
出するおよび電源投入時の始動を制御するという実際的
な理由のために、好ましくは1次側の電流Ipであろ
う。
【0038】− 完全に対象的な動作をすること、電流
を与える負荷を出力で受取ることができる。
【0039】この目的を達成するために、この発明は磁
気の形態でエネルギを蓄積するための第1の誘導素子
と、誘導素子とともに、DC電源電圧源に接続された1
次回路を形成する、並列の第1のチョッピングスイッチ
および第1のダイオードと、誘導素子とともに、負荷に
コンバータの出力電圧を与える少なくとも1つの2次回
路を形成する、並列の少なくとも1つの第2のチョッピ
ングスイッチおよび第2のダイオードとを含む電圧コン
バータを制御するための方法を提供する。この方法はス
イッチを制御して、コンバータの動作サイクルを各サイ
クルが第1のスイッチがオンであり第2のスイッチがオ
フである1次周期と、第2のスイッチがオンであり第1
のスイッチがオフである2次周期とを含むようにするス
テップを含む。2次周期の持続時間は計算手段によって
決定され、第2のスイッチのスイッチングオンは、2次
周期の計算された持続時間が終了するときにトリガされ
る。
【0040】有利には、2次周期の持続時間は、電源電
圧に対応するパラメータと、コンバータの出力電圧に対
応するパラメータと、コンバータの出力の最大電流の値
とを少なくとも含むパラメータのセットから計算され
る。
【0041】この発明の一実施例に従って、電源電圧に
対応するパラメータはコンバータ入力で引出される電源
電圧である。
【0042】この発明の一実施例に従って、コンバータ
の出力電圧に対応するパラメータはコンバータの出力で
引出される電圧である。
【0043】有利には、1次周期の持続時間は第1のス
イッチのスイッチングオフによって決定され、このスイ
ッチングオフは、コンバータの出力電圧と基準電圧との
間の差に依存して、1次回路の電流が制御信号より高い
場合にトリガされる。
【0044】この発明の一実施例に従って、1次周期の
終了と2次周期の開始との間に第1の遅延が介在され、
第2のスイッチのスイッチングオンおよび2次周期の持
続時間のカウントは遅くとも第1の遅延の終了時にトリ
ガされる。2次周期の終了と1次周期の開始との間に第
2の遅延が介在され、第1のスイッチのスイッチングオ
ンは遅くとも第2の遅延の終了時にトリガされる。
【0045】この発明の一実施例に従って、これらの遅
延は遅延回路によって予め定められ、発生される。
【0046】この発明の一実施例に従って、これらの遅
延はコンバータの電源電圧、コンバータの出力電圧、1
次周期の終了時に1次回路を流れる電流の値、および2
次周期の持続時間を含むパラメータのセットから計算さ
れる。
【0047】この発明はまた、磁気の形態でエネルギを
蓄積するように適合された誘導素子と、誘導素子ととも
に、DC電源電圧源に接続された1次回路を形成する、
並列の第1のチョッピングスイッチおよび第1のダイオ
ードと、誘導素子とともに、負荷にコンバータの出力電
圧を供給する少なくとも1つの2次回路を形成する、並
列の少なくとも1つの第2のチョッピングスイッチおよ
び第2のダイオードと、スイッチを制御して、1次回路
を介する電流の流れに対する1次周期と2次回路を介す
る電流の流れに対する2次周期とを含む動作サイクルを
達成するためのシステムとを含む電圧コンバータにも関
する。この1次周期の間、第1のスイッチはオンであ
り、第2のスイッチはオフである。2次周期の間、第2
のスイッチはオンであり、第1のスイッチはオフであ
る。このコンバータは1次周期の始動信号を受取ると第
1のスイッチをオンし、コンバータの出力電圧と基準電
圧との間の差に依存して、1次回路の電流が制御信号よ
り高い場合に第1のスイッチをオフするための手段と、
2次周期を始動させるための信号を受取ると第2のスイ
ッチをオンし、2次周期の持続時間を計算し、この持続
時間をカウントし、この持続時間が終了したとき第2の
スイッチをオフするための手段とを含む。
【0048】この発明の一実施例に従って、このコンバ
ータはさらに2次周期の始動信号に、1次周期の終了か
らの第1の遅延を与えるための第1のタイマと、1次周
期の始動信号に、2次周期の終了からの第2の遅延を与
えるための第2のタイマとを含む。
【0049】有利には、平滑スイッチングコンデンサは
各スイッチと関連する。この平滑スイッチングコンデン
サは誘導素子に並列に接続されており、誘導素子のスプ
リアスインダクタンスとともに、スプリアス電流がその
範囲に制限される低減された長さを有する回路ループを
形成するようになっている。
【0050】この発明の一実施例に従って、この誘導素
子は単一巻き巻線である。この発明の一実施例に従っ
て、この誘導素子は第1のスイッチおよび第1のダイオ
ードとともに1次回路を形成する1次巻線と、第2のス
イッチおよび第2のダイオードとともに2次回路を形成
する2次巻線とを含む変圧器である。
【0051】[電圧コンバータを流れる電流を制御する
ために使用される電流センサの欠点]上に示したよう
に、コンバータを制御するにはコンバータを流れる電流
を制御する必要がある。この制御は電流センサによって
達成され得る。高い動作周波数および大きくなり得る電
流のために、低エネルギ損失および短い応答時間を有す
る電流センサを使用することが所望される。
【0052】図6は電圧コンバータまたは類似の装置で
従来から使用された電流センサ20を示す。この電流セ
ンサは測定対象の電流ipが流された1次巻線Wpと、
電流ipを測定するための2次巻線Wsとを有する変圧
器21を含む。2次巻線Wsは、ダイオード22を介し
て、測定抵抗器rに接続される。変圧器21を減磁する
ためのインピーダンス23(たとえばツェナーダイオー
ドまたは高値抵抗)はWsの端子に並列に接続される。
測定周期の間、電流ipは巻線Wpを流れ、ipに比例
する電流isが巻線Wsに発生し、電流ipとisとの
間の釣合い比はWsとWpの巻き数の比によって決定さ
れる。この電流はダイオード22を流れ、測定抵抗器r
の端子を横切って、測定対象の電流ipを表わす電圧V
=r*isを発生する。この測定周期の後には必ず静止
周期が続かなければならない。この静止周期の間、電流
iは0でなければならず、その結果変圧器21は減磁さ
れる。静止周期の間、減磁はインピーダンス23によっ
て確実に行なわれ、この端子に逆バイアス電圧が生じ
る。静止周期がなければ、変圧器21における磁化電流
の蓄積、および変圧器21の飽和によって、電流センサ
の出力にはますます大きくなる誤差を有する電圧が生じ
るであろう。
【0053】この従来の電流センサの主な欠点は、ダイ
オード22によって課せられた一方向でしか電流を検出
できないことである。さらに、このセンサの磁心は、通
常の検出方向に対して逆の電流が1次巻線Wpを流れる
と非常に急速に飽和される。これは双方向コンバータで
1次電流Ipの正の値を測定することが所望される場合
に特に悪くなる。電流Ipは正になる前は負であるの
で、センサにはまず通常の検出方向に対して逆の電流が
流され、この電流は急速に変圧器21の磁心を飽和させ
る。電流Ipが正になると、センサの出力電圧は、Ip
に比例せずに、実際には誤ったものになる。
【0054】したがって、この発明のさらなる目的は、
双方向分離を有する電流センサを提供することである。
このような電流センサは特に、しかし排他的にではない
が、双方向電圧コンバータで使用され、単一の測定周期
の間に変化し得る極性を有する電流を測定することが可
能である。
【0055】この目的を達成するために、この発明は、
双方向電圧コンバータなどのスイッチ制御システムで
は、スイッチの制御と回路の一部の測定対象の電流の流
れとの間に関係があるという事実に基づく。したがっ
て、この発明は従来のセンサのダイオードを、測定対象
の電流がセンサの1次巻線を流れそうなときにはオンに
なり、この巻線を電流が流れそうにないときにはオフに
なるように制御されるスイッチと置換えて、センサの減
磁を確実にする。
【0056】より特定的には、この発明に従うコンバー
タの一実施例はさらに1次電流を測定するための電流セ
ンサを含む。このセンサはコンバータの1次回路に配置
された1次巻線と、スイッチを介して測定抵抗器に接続
された2次巻線と、スイッチがオフのときに活性の減磁
インダクタンスと、1次周期の間スイッチをオンするた
めの手段とを有する変圧器を含む。
【0057】非制限的な例によって、以下の説明は − この発明の第1の目的に従う低スプリアス放射を有
する代表的なコンバータと、 − この発明の第2の目的に従うコンバータを制御する
ためのプロセス、および低損失コンバータに適用された
このプロセスに従う制御システムの代表的な実施例と、 − 特に双方向コンバータに流れる電流を検出するため
に使用可能なこの発明に従う電流センサとを添付の図面
に関連して開示する。
【0058】
【実施例の詳細な説明】
[スプリアス放射の低い双方向電圧コンバータ]図7
は、本発明に従うフライバックコンバータ30を示す。
図7は、図3に関連して説明した従来のコンバータの要
素を同じ参照符号を伴って再び示す。上述のように、本
発明の目的は、コンバータ内に存在するスプリアスイン
ダクタンスlp、lsと平滑スイッチングコンデンサC
p、Csとの間の共振現象によって発生されるスプリア
ス電流Iop、Iosによって起こる電磁放射を低減す
ることである。本発明に従えば、コンバータ30と先行
技術のコンバータとの違いは、コンデンサCpが1次イ
ンダクタンスLpに並列に接続され、コンデンサCsが
2次インダクタンスLsに並列に接続されることであ
る。
【0059】図7に示されるように、この構成の利点
は、コンデンサCp、CsがインダクタンスLp、Ls
およびそのスプリアスインダクタンスlp、lsととも
に、長さおよび表面積が小さくされた2つのループを一
方は1次側に、他方は2次側に形成し、電流Iopおよ
びIosがその中に留められることである。したがっ
て、電流Iopは、電源Vinを備えた1次回路によっ
て形成されるループ全体を流れることはなく、さらに電
流Iosは負荷Zを備えた2次回路によって形成される
ループを流れることはなく、これらのループは実用にお
いてはワイヤの長さのために比較的重大なものである。
スプリアス電磁放射は各ループの表面積に比例するた
め、その強度は大きく低減される。
【0060】この構成のさらなる利点は、コンバータ3
0の動作が変わらないことである。コンデンサCp、C
sは、スイッチにかかる電圧VTp、VTsの立上がり
エッジに関してもその平滑機能を確保する。したがっ
て、上述の図4に示される信号はすべて変化されない。
【0061】本発明のさらなる利点は、公称電圧が低
く、低コストで寸法が小さくされたコンデンサCp、C
sを用いることができる点である。この利点は、1次コ
ンデンサCpの動作の例示的な説明でより良く理解され
るであろう。スイッチTpがオン状態(周期T1)から
オフ状態(周期T2)にスイッチすると、1次コンデン
サCpにかかる電圧は最初はVinに等しく(VTp=
0)、低減し、0を超え、インダクタンスLpによって
課せられる負の値Vout*Np/Nsに達するまで再
び逆極性に従って増大する。先行技術では、Cpの電圧
はスイッチTpの電圧に追従し、0から+(Vin+V
out*Np/Ns)まで変化する。したがって、コン
デンサCpにかかる電圧の範囲は同じであるが、その端
子において確立され得る最大電圧は本発明の構成によっ
てかなり低くなる。この最大電圧は、Vin、またはV
out*Np/Nsに等しい。
【0062】本発明は、図8、図9(a)および(b)
に示されるように他のタイプの低損失非共振コンバータ
にも応用可能である。
【0063】図8はバックブーストコンバータ40を示
し、図1のコンバータと同じ要素を含み、同じ参照符号
で示される。コンバータの2つのスプリアスインダクタ
ンスlp、lsは、それぞれ1次側および2次側でイン
ダクタンスと直列である。コンバータ40は2つの平滑
スイッチングコンデンサCp、Csを含み、上述の4周
期サイクルで動作する。本発明に従えば、コンデンサC
pおよびCsはインダクタンスLの端子と並列に接続さ
れ、Cpは1次側に、Csは2次側に接続される。
【0064】図9(a)は特定のタイプの誘導蓄積コン
バータ50を示し、ここでも1次および2次スイッチT
p、TsおよびダイオードDp、Dsが示され、先のケ
ースのように制御される。コンバータは、逆方向に巻か
れた直列の第1および第2の1次巻線Lp1、Lp2
と、これもやはり逆方向に巻かれた直列の第1および第
2の2次巻線Ls1、Ls2とを有する変圧器51を含
む。1次側では、入力電圧Vinが巻線Lp1に印加さ
れ、巻線Lp2は第1のコンデンサC1を介して接地さ
れ、対Tp/Dpは接地とLp1およびLp2の接合点
との間に接続される。2次側では、負荷Zと並列の出力
コンデンサCoutが第2のコンデンサC2を介してL
s1およびLs2の両方に接続される。対Ts/Ds
は、接地とLs1およびLs2の接合点との間に接続さ
れる。巻線Lp1およびLp2、Ls1およびLs2の
方向は1次側と2次側とで反転されているため、Lp1
およびLp2、Ls1およびLs2にかかる電圧は互い
に相殺される。したがって、入力電圧Vinがコンデン
サC1において、出力電圧VoutがコンデンサC2に
おいて再現される。本発明に従えば、平滑スイッチング
コンデンサCpは、第2の1次巻線Lp2の端子と並列
に接続され、コンデンサCsは第2の2次巻線Ls2に
接続される。その入力またはその出力から考慮すると、
コンバータ50の動作は図7のコンバータと同一であ
る。図9(b)は、複数の出力を備えたコンバータ30
0を示し、1次巻線Lpおよび複数の2次巻線Ls、L
s′、Ls″を含む変圧器301を含む。各巻線はそれ
ぞれスプリアスインダクタンスlp、ls、ls′、l
s″と関連する。まず、コンバータ300は、巻線Lp
と関連する1次回路302と、2次巻線Lsと関連する
第1の2次回路303とを含む。1次回路302および
第1の2次回路303は、図7のコンバータの1次回路
および2次回路と全く同一であり、ここでは説明を省略
する。コンバータ300はさらに、巻線Ls′およびL
s″と関連する第2および第3の2次回路304および
305を含む。2次回路304および305は2次回路
303と同じ構造を有するが、スイッチは含まない。巻
線Ls′は、ダイオードDs′およびフィルタリングコ
ンデンサCout′を介して負荷Z′に接続される。巻
線Ls″は、ダイオードDs″およびフィルタリングコ
ンデンサCout″を介して負荷Z″に接続される。本
発明に従えば、コンデンサCs′はLs′の端子に接続
され、コンデンサCs″はLs″の端子に接続される。
【0065】当業者には、上述の種々のコンバータにお
いてMOSトランジスタをスイッチTp、Tsとして用
いても本発明の利点が得られることが認められるであろ
う。MOSトランジスタTp、Tsはその端子におい
て、図7の点線で例として示される、MOS技術には固
有のスプリアスキャパシタンスCpmos、Csmos
を示す。CpmosおよびCsmosとインダクタンス
lp、lsとの間の発振のために、スプリアス電流io
p、iosが起こり、1次および2次回路全体に流れ、
このような電流は大きなスプリアス放射を発生し得る。
実際には、電流iopおよびiosは、本発明に従えば
長さが短くされたループ内に留められる電流Iopおよ
びIosの一部であり、iopについてはCpmos/
Cp、iosについてはCsmos/Csに等しい比に
従って後者に比例する。CpmosおよびCsmosは
低く、約500pFであるため、コンデンサCpおよび
Csについては、たとえばCpmosまたはCsmos
の5倍のより高い値を選択すれば十分であり、iosお
よびiopは無視できるものである。
【0066】[双方向電圧コンバータを制御するための
方法およびシステム]先に述べたように、本発明の第2
の目的は、以下の利点を有する双方向コンバータを制御
するためのプロセスおよび装置を提供することである。
その利点とはすなわち − 入力電圧Vinの値の広い範囲にわたっての最適な
効率、 − 最適な効率を維持しながら広い範囲にわたる出力電
圧Voutの値の規制 − 電流センサの数を抑えるための1次側での電流の制
御 − 完璧な双方向動作、である。
【0067】図10は、本発明に従うフライバックコン
バータ60を示す。コンバータ60の構造は図3の従来
のコンバータと異ならない。上述のすべての要素、すな
わち変圧器10と、2つのインダクタンスLp、Ls
と、1次スイッチDp/Tpおよび2次スイッチDs/
Tsと、出力コンデンサCoutと、負荷Zと、電圧源
Vinとが再び示される。平滑スイッチングコンデンサ
Cp、Csは点線で示されるように従来どおり、すなわ
ち従来どおりにまたは上述の態様で配置され得る。
【0068】コンバータ60は本発明に従う制御システ
ムによって制御され、これは増幅器61と、1次スイッ
チTpを制御するための制御信号Hpを与える回路70
と、2次スイッチTsを制御するための制御信号Hsを
与える回路80とを含む。増幅器61は従来のサーボル
ープ増幅器である。増幅器61はその入力でコンバータ
60からの出力電圧Voutと調整可能な基準電圧Vr
efとを受け、電圧Voutと基準電圧Vrefとの間
のずれまたは誤差εの関数である電圧G(ε)を回路7
0に与える。回路70はさらに、1次回路を介して流れ
る電流Ipを表わし、スイッチDp/Tpと直列に接続
された電流センサ62によって与えられる電圧V(I
p)を受ける。
【0069】コンバータ60の動作サイクルは、図4に
関して説明した周期T1、T2、T3、T4を含む。コ
ンバータは制御システムによって以下のように制御され
る。周期T1の間、1次スイッチTpはオンであり、T
sはオフである。回路70はV(Ip)とG(ε)とを
比較し、V(Ip)がG(ε)に等しいかこれより高く
なるような値に1次側の電流Ipが達するとスイッチT
pをスイッチオフする。このように、1次スイッチTp
に関して選択された制御モードは、1次回路の電流ラン
プの最大電流Ip2(図4(c))をアサートすること
からなる。周期T1の終わりに相当するTpのスイッチ
ングオフによって周期T2が始まり、この間Tpおよび
Tsはオフのままである。T2の終わりに、回路70は
回路80に信号S(T2′)を伝達する。本発明に従え
ば、回路80が信号S(T2′)を受けると、回路は2
次側のスイッチTsをオンにし、時間T3をカウントす
る。T3のカウントが終了すると、回路80はスイッチ
Tsをスイッチオフし、これは周期T4の初めに相当す
る。T4の終わりに、回路80は周期T4の終了を示す
信号S(T4′)を回路70に与え、これがTpをスイ
ッチオンすることによって次のサイクルをトリガする。
コンバータの電源投入に続く始動期間の後、Voutは
Vrefに近い値で安定する。したがって、出力電圧
は、Vrefの適切な調整によって選択され得る。
【0070】上述の制御システムの説明で現われる本発
明の特徴は、2次トランジスタTsのスイッチングオフ
が時間T3のカウントによってのみ決定されることであ
る。さらに、本発明に従えば、時間T3は任意に固定さ
れるのではなく、所望の目的を与える関係によって決定
される。T3を決定する方法を以下に説明する。
【0071】本発明は第1に、以下の形態によってT3
を表わす関係を求めることを提供する。すなわち T3=f(Vin,Vout,Ioutmax) ここでVinはコンバータの入力電圧であり、Vout
は出力電圧であり、Ioutmaxは、負荷Zから受取
られるか、または負荷Zにおいてコンバータによって発
生され得る電流Ioutの最大値である(図11)。動
作は双方向であるため、この電流は正でも(+Iout
max)または負でも(−Ioutmax)あり得る。
【0072】2次側の電流ランプの高さΔIsについて
(図4(d))、およびT3とT1の比について上述の
一般式(2)および(6)は以下のとおりとなることを
思いおこされたい。
【0073】 ΔIs=Is1−Is2=Vout*T3/Ls …(2) T3/T1=Ns Vin/Np Vout …(6) 2次側の電流Isは高さΔIsを有するランプの形態を
有するため(図4(d))、コンバータによって与えら
れる平均出力電流Ioutは以下のように表わされる。
【0074】 Iout=1/2(Is1+Is2)*T3/(T1+T3) …(7) 分母においてT1およびT3に加えられるべきT2およ
びT4は無視している。
【0075】さらに、2次側を流れる電流ランプΔIs
は任意であってはならず、以下の要件から定義され得
る。
【0076】− (A)スイッチのスイッチングオンに
おいて平滑なスイッチングが所望である場合には、ダイ
オードDpおよびDsはスイッチをオンにする前の各サ
イクルで、少なくとも非常に短い時間の間、導通しなく
てはならない。つまり、逆電流Isの期間が設けられな
くてはならない。言い換えれば、Is1はそれが0に非
常に近くても常に正でなくてはならず、Is2はそれが
0に非常に近くても常に負でなくてはならない。
【0077】− (B)ジュール効果および鉄損を抑え
ながら最大かつ均一な効率が所望な場合には、電流ラン
プIsの高さΔIsは予め定められた範囲内に制御さ
れ、抑えられなくてはならない。
【0078】− (C)(B)で望まれる結果を得る簡
単な方法は、一定の値Vin、Voutに関して、電流
ランプΔIsの高さが出力電流Ioutに依存しない定
数であることを確かにして、制御モードを求めることで
ある。
【0079】3つの条件(A)、(B)、(C)より、
電流ランプΔIsの形状は、図11に表わされるように
規定され得る。図11(a)は、最大出力電流Iout
(Iout=+Ioutmax、出力の最大負荷)に対
応する極端な場合を示す。この場合には、Is2は0に
非常に近いが負であり、電流Is1は、値+ΔIsおよ
び−ΔIsによって定められる範囲の上限に達し、Is
1=+ΔIsであることがわかるであろう。図11
(b)は、最初のものとは逆である別の極端な場合を示
し、これは、コンバータにおいてエネルギを復元する負
荷Zの場合である(Iout=−Ioutmax)。I
s1は0に非常に近いが正であり、Is2はその範囲の
下限に達し、Is2=−ΔIsである。図11(c)
は、電流ランプΔIs(これは(c)で仮定したように
一定である)がこの範囲の中央部分に位置する平均的な
場合を示す。この場合には、出力電流Ioutはゼロで
ある(出力における負荷なし)。図11(d)および
(e)は単に比較するために図示されており、条件
(A)で仮定したように本発明が避けようとしている、
完全に正または完全に負である電流ランプを示す。図1
1(d)および(e)のケースを得た場合には、ダイオ
ードDpおよびDsについて導通段階はなく、スイッチ
Tp、Tsのスイッチングオンでの平滑なスイッチング
も存在しない。
【0080】ΔIsが定義されたため、出力電流Iou
tが最大である(Iout=Ioutmax−図11
(a))場合には以下のように表わされることがわかる
であろう。
【0081】ΔIs=Is1 …(8) さらに、出力電流Ioutが最大である場合、式(7)
は以下のようになる。
【0082】 Iout=Ioutmax=1/2*Is1*T3/(T1+T3) …(9 ) 式(8)および(9)を組合せると以下の式が得られ
る。
【0083】 Ioutmax=1/2*ΔIs*T3/(T1+T3) …(10) 式(6)を式(10)と組合せると、以下の式が得られ
る。
【0084】 Ioutmax=1/2*ΔIs*Nsp*Vin/(Vout+Nsp*V in) …(11) ここでNspは比Ns/Npを表わす。
【0085】式(11)を式(2)と組合せると、以下
の式が得られる。 T3=2(Ioutmax*Ls/Vout)*(Vout+Nsp*Vin )/(Nsp*Vin) …(12) このように、所望の関係T3=f(Vout,Vin,
Ioutmax)が、図10の回路80によって得ら
れ、達成される。LsおよびNpsが一定であるため、
これらは回路80の設計において考慮されている。パラ
メータVin、Voutおよび基準値Ioutmaxが
可変であるため、式(12)は以下に説明する変形例に
従って実現できる。
【0086】第1の変形例は、2つの固定パラメータV
in♯およびVout♯からT3を計算することからな
り、Vin♯は電源電圧源Vinが供給すべき最小電圧
に等しく、Vout♯は制御回路の基準電圧Vrefと
等しいと考えられる。この場合には、回路80は「盲
目」であり、コンバータの有効動作条件を「知らな
い」。しかしながら、コンバータは、入力電圧Vinが
変化し過ぎなければ、申し分のない態様で動作する。
【0087】第2の変形例は、パラメータVout♯お
よびコンバータの入力で与えられるVinの実効値から
T3を計算することからなる。この場合には、回路80
は、最適な効率を維持しながらVinの大きな変化に耐
えるように調整され得る。
【0088】第3の変形例は、コンバータの入力および
出力におけるVinおよびVoutの実効値からT3を
計算することからなる。この場合には、コンバータは自
己調整可能モードで動作し、Voutを決定する基準値
Vrefの変化またはVinの変化が大きい場合でも効
率は最適なままである。
【0089】図12は、第3の変形例に従う回路70お
よび80の例示的な実施例を示す。回路70は、D型フ
リップフロップ71と、その正の入力で信号V(Ip)
を、その負の入力で信号G(ε)を受ける比較器72と
を含む。フリップフロップ71の入力Dは1に維持さ
れ、リセット入力CLは比較器72の出力を受け、クロ
ック入力CKは、回路80によって与えられる信号S
(T4′)を受ける。スイッチTpの制御信号Hpは、
その入力でフリップフロップの反転出力/Qを受ける反
転セル73によって伝達される。出力/Qはまた、信号
S(T2′)を与える遅延線74の入力にも与えられ
る。遅延線74はその出力で遅延T2′をもってその入
力で受けた信号をコピーする。
【0090】回路80は、D型フリップフロップ81と
回路82とを含み、これは式(12)に従ってT3を計
算し、T3が終了すると信号S(T3)を与えるための
ものである。この目的のために、回路82はその入力で
入力電圧Vin、出力電圧Vout、および電流基準I
outmaxを表わす基準電圧Vcを受ける。回路82
はさらにその入力で、回路70によって与えられる信号
S(T2′)と、フリップフロップ81の出力Qを受け
る。最後に、フリップフロップ81は以下のように接続
される。すなわち、入力Dは1に維持され、入力CLは
回路82によって与えられる信号S(T3)を受け、ク
ロック入力CKは信号S(T2′)を受ける。逆出力/
Qは、S(T4′)を与える遅延T4′を有する遅延線
83と、スイッチTsを制御する信号Hsを与える反転
セル84とに与えられる。
【0091】回路70および80は以下のように動作す
る。信号S(T4′)の立上がりエッジの到達で、D型
フリップフロップ71はその出力Qで1にある入力Dを
複製する。出力/Qは0に設定され、Hpは1に設定さ
れ、これがスイッチTpをスイッチオンする。コンバー
タの電流Ipが、V(Ip)がG(ε)を上回るような
ものであれば、比較器72の出力は1に設定され、フリ
ップフロップ71の出力Qはリセットされる。出力/Q
は1に設定され、スイッチTpはスイッチオフされる。
これは周期T1の終了に対応する。1に設定されると/
Qで起こる電圧立上がりエッジは遅延線74を超え、遅
延T2′をもって回路82およびフリップフロップ81
の入力CKに達する。この立上がりエッジは信号S(T
2′)である。フリップフロップ81の出力/Qは0に
設定され、信号Hsは1に設定され(スイッチTsはス
イッチオンされる)、回路82は周期T3をカウントし
始める。周期T3が終了すると、回路82はその出力S
(T3)で立上がりエッジを与える。フリップフロップ
81はリセットされ、Hsは0に設定され、スイッチT
sはスイッチオフされる。これが周期T3の終了であ
る。フリップフロップ81の出力/Qによって与えられ
る電圧立上がりエッジは、遅延T4′をもってフリップ
フロップ71に達するまで遅延線83を伝達される。こ
の立上がりエッジは信号S(T4′)に対応し、新しい
サイクルの始動を引き起こす。
【0092】回路82の例示的な実施例が図13に示さ
れる。S(T2′)の立上がりエッジを受取ると、回路
821は関係(12)に従って時間T3を計算し、この
目的のため、Vin、Vout、および基準値Vc(I
outmax)を受ける。これは固定電圧Va=K*T
3を与え、Kは定数である。立上がりエッジS(T
2′)はまた、回路823において電圧ランプVb=L
*tの発生をトリガし、tは時間である。VaおよびV
bは比較器824において比較され、その出力はDフリ
ップフロップ825のリセット入力CLを駆動し、フリ
ップフロップの出力Dは1に維持され、クロック入力C
Kは信号HPを受ける(回路70のフリップフロップ7
1の出力Qに等価)。フリップフロップ825の反転出
力/Qは信号S(T3)を与え、出力Qは回路823に
与えられてランプVbをリセットする。
【0093】その達成が当業者には既知であるこれらの
種々の回路のこれ以上の説明は省略する。特に、式(1
2)に従ってT3を計算する回路821は電圧倍率器お
よび分圧器を備えて従来どおり達成できる。
【0094】上述の制御システムにおいて、回路821
に与えられる基準Vc(Ioutmax)はユーザが選
択することができ、所望の応用に依存してユーザがコン
バータを較正できる。たとえば、負荷が低電流(Iou
t)を消費することがわかっている場合には、コンバー
タの効率が最大になるようにVcを低い値に調整するこ
とが有利である。上述の関係(11)は、基準Iout
maxの低減が電流ランプΔIsの減少、および結果と
してコンバータのジュール効果による損失の減少に相当
することを示している。図13に示される解決案は、ポ
テンショメータ822を介してVcを調整することにあ
る。
【0095】ここで図4(c)および(d)を参照し
て、周期T2およびT4の持続時間が、平滑スイッチン
グコンデンサCpおよびCsの充電または放電持続時間
によって決定され、一方T2′およびT4′は回路70
および80によって決定されることがわかる。上述の例
示的な実施例では、T2′およびT4′は遅延線74お
よび83によって決定され、好ましくは以下の規則に従
って選択される。
【0096】− T2′およびT4′はT2およびT4
よりも実質的に高くなくてはならず、それによってダイ
オードDpまたはDsがスイッチTpまたはTsのスイ
ッチングオンの前に導電状態にあり、スイッチング損失
がスイッチングオンの際に避けられるようにしなくては
ならない。
【0097】− さらに、T2′およびT4′はT2お
よびT4に非常に近くなくてはならず、それによって、
スイッチTpまたはTsが関連するダイオードDpまた
はDsが導電した後、これらができるだけ早くスイッチ
オンされるようにしなくてはならない。したがって、電
流はまずスイッチを介して流れ、ジュール損失が低減さ
れ、それによって効率が高まり、MOSスイッチの場合
には約0.2〜0.3ボルトのスイッチの電圧は、約
0.6〜1ボルトであるダイオードの電圧よりも低い。
【0098】実用において、T2′およびT4′を選択
するために、T2およびT4の先の推定が以下の関係か
ら得られる。
【0099】 T2=(Vin+NpsVout)(Cp+Nsp2 Cs)/Ip2 …(1 3) T4=(NspVin+Vout)(Nsp2 Cp+Cs)/−Is2 …( 14) ここでNspは比Ns/Npであり、Npsは比Np/
Nsである。
【0100】ある動作条件下、特に入力電圧Vinの大
きな変動が起こり得るか、または出力電圧VoutがV
refの適切な調整によって大きく変わる場合には、不
都合が起こり得る。このような動作条件下では、関係
(13)および(14)によって規定される実際の値T
2およびT4はVinおよびVoutに依存し、変動し
やすいために、あらゆる状況において申し分のない安定
したT2′およびT4′の値を見出すのが難しい恐れが
ある。
【0101】コンバータの動作条件によって生じる、実
際の値T2およびT4とT2′およびT4′との過度の
相違にまつわるリスクを避けるための第1の解決策が図
14(b)に示される。簡潔にするために、図14
(b)はコンバータ60の2次側のみを示す。その正の
入力がダイオードDsの陽極に、負の入力がその陰極に
接続される比較器85は信号Hs′を与える。信号H
s′は信号Hsに加えられ、その出力がスイッチTsを
制御するORゲート86を介して2次スイッチTsを制
御する。「真の」周期T2が終了すると、ダイオードD
sにかかる電圧は反転され、Dsは導通する。Dsにか
かる電圧は、0に近いが(−0.6ないし−1ボル
ト)、比較器85をトリガするには十分であり、その出
力Hs′は1に設定される。このように、Dsが導通す
ると、Hsがまだ1でなければ、Hs′はTsのスイッ
チングオンを予期する。もちろん、Tpの予期されたス
イッチングオンを確実にするために、1次回路に等価な
装置を加えてもよい。さらに、図14(b)に示される
ように、信号Hs′がORゲート87を介して信号S
(t2′)に加えられてもよく、ORゲート87の出力
は信号S(T2′)にとって代わり上述の回路82およ
びフリップフロップ81を駆動する。この装置はT3の
計算の始動をTsの予期されたスイッチングオンと同期
させることができる。しかしながら、一般にT3の計算
のためのこれらの同期の問題は実用においては重要では
ないことに注目されたい。これは、約100分の1ナノ
秒の時間T2、T2′、T4、T4′は、約1マイクロ
秒であるT1およびT3と比較すると非常に短いためで
ある。したがって、T2′とT2、またはT4′とT4
の間の10分の数ナノ秒のずれは、T1またはT3の持
続時間に関すると重要ではない。
【0102】上述の解決策の代わりに、本発明は、図1
2の遅延線74および83を上述の関係(13)および
(14)に従ってリアルタイムでT2′およびT3′を
計算する回路に代えることからなる方法を提供する。関
係(13)において、T2′を計算するのに必要な3つ
のパラメータは、T3を計算するのに既に用いたVou
tおよびVinとIp2である。本発明によって提供さ
れる1次スイッチTpのスイッチングオンを制御するた
めのプロセスで、Ip2は式V(Ip2)=G(ε)に
よって与えられる(図12の比較器72は1に設定さ
れ、周期T1の終了を示す)。したがって、T2′を計
算するためのすべてのパラメータを得ることができる。
T4′を計算するためには、関係(14)は電流Is2
に依存することがわかり、これは周期T3の終わりに2
次側で流れる最大の負の電流である。2次側で電流Is
2を測定することは所望されることではないが、ΔIs
=Is1−Is2であるため、以下が得られる。
【0103】Is2=Is1−ΔIs …(15) ΔIsは式(2)から得られる。
【0104】 ΔIs=Is1−Is2=Vout*T3/Ls …(2) VoutおよびT3は既知であり、Lsは定数である。
【0105】さらに、Is1は以下の式から得られる。 Is1=NpsIp2 …(16) Ip2は既知であり、Npsは定数である。
【0106】したがって、T4′はまた、既知であるパ
ラメータVin、Vout、Ip2、T3から式(1
4)によって規定され得る。
【0107】図15は、制御システム90の実施例の簡
略化された表現であり、T2′、T3およびT4′は計
算によって決定される。制御システム90は図10の回
路70および80と等価である。制御システムはそれぞ
れカスケードされる4つのDフリップフロップ91、9
2、93、94を含み、その各々は1に維持されるD入
力を有する。フリップフロップ91の反転出力/Qは、
周期T1の終了を示す信号S(T1)を与え、フリップ
フロップ92のクロック入力CKを駆動する。フリップ
フロップ92の出力/Qは信号S(T2′)を与え、フ
リップフロップ93の入力CKを駆動し、フリップフロ
ップ93の出力/QはS(T3)を与え、最後のフリッ
プフロップ94の入力CKを駆動する。最後に、フリッ
プフロップ94の出力/QはS(T4′)を与え、これ
は第1のフリップフロップ91の入力CKに接続され
る。さらに、第1のフリップフロップの出力Qは制御信
号Hpを与え、第3のフリップフロップ93の出力Qは
制御信号Hsを与える。フリップフロップ91、92、
93および94の各クリア入力CLは、それぞれ比較器
95、96、97および98の出力によって駆動され
る。比較器95は、上述のTpのスイッチングオンを制
御するための方法に従って、制御信号G(ε)および電
圧V(Ip)を受ける。比較器96は、回路99によっ
て与えられる電圧ランプとT2′を表わす電圧V(T
2′)を比較する。比較器97は、T3を表わす電圧V
(T3)を回路100によって与えられる電圧ランプと
比較する。最後に、比較器98は、T4′を表わす電圧
V(T4′)を回路101によって与えられる電圧ラン
プと比較する。電圧V(T3)は、図13の回路821
と同一の回路102によって与えられる。電圧V(T
2′)は、上述の関係(13)を達成する回路103に
よって与えられ、電圧V(T4′)は関係(14)を達
成する回路104によって与えられる。この目的のた
め、回路103はVin、VoutおよびIp2(すな
わちG(ε))を受け、回路104はVin、Vou
t、Ip2およびT3を受け、T3は回路102によっ
て与えられる。このシステムの動作は、T2′およびT
4′が計算によって与えられる以外は、上述のものと同
じ原理に基づいている。その利点は、入力電圧Vinの
変動が大きいか、または出力電圧Voutの変化が重大
である場合には、本発明に従う制御システムがT2およ
びT4に非常に近い値T2′、T4′を計算することに
よって新しい動作条件に従う点にある。
【0108】当業者には、本発明に従う制御システムに
種々の改良が可能であることが認められるであろう。特
に、スイッチを制御する種々の式の精度を高めるように
改良できる。たとえば、式(7)において、T2および
T4は考慮に入れられておらず、この関係は以下によっ
て表わされる。
【0109】 Iout=1/2(Is1+Is2)*T3/(T1+T2+T3+T4) …(17) 式(13)および(14)から得られるT2およびT4
の表現を式(17)において用いることによって、T3
のより完全な表現が得られ、これは式(12)と同様に
電気回路によって達成できる。
【0110】さらに、本発明に従う制御システムは、コ
ンバータの効率がさほど重要ではない低コストの応用に
関しては簡略化できる。その場合には、平滑スイッチン
グコンデンサCpおよびCsを排除し、時間T2′およ
びT4′を0に近くすることが可能である。図12の実
施例において、この構成は遅延線74および83を排除
することによって達成される。コンバータのスイッチン
グ損失はより高くなり、Vinの大きな変動を許容し、
より広い値の範囲に従ってVoutを調整することを可
能にしながら簡略化する利点を達成する。変形例におい
て、MOSトランジスタのスプリアスコンデンサは平滑
スイッチングコンデンサとして用いてもよい。
【0111】さらに、当業者には、上述の制御システム
は図10のコンバータのようなフライバックコンバータ
に特定的に応用されるわけではなく、一般に負荷伝達を
有するいかなる双方向コンバータにも関連することが認
められるであろう。本発明は実際に、図8のバックブー
ストコンバータ、図9(a)のコンバータ、または図9
(b)の複数の出力を有するコンバータに応用できる。
バックブーストコンバータ(図8)の場合には、Ns/
Np=1と仮定して上述の関係を用いることができる。
図9(b)の複数の出力を有するコンバータの場合に
は、代替的な実施例として、2次回路304および30
5に2次スイッチを加え、コンバータの2次側が単一の
スイッチを有するかのように、これらを2次回路303
のスイッチTsと同時に制御する。
【0112】図10のセンサ62を以下に説明する。 [双方向電流センサ]図16は、本発明に従う電流セン
サ62を示す。電流センサ62は従来は、測定すべき電
流Ipがそこを流れる1次巻線Wpと、2次巻線Ws
と、測定抵抗器rと、たとえば高値抵抗器またはツェナ
ーダイオードである減磁インピーダンス621とを有す
る変圧器620を含む。従来は、センサはr*isに等
しい出力電圧V(Ip)を与え、ここでisは巻線Ws
の2次電流である。本発明に従えば、信号Hiによって
制御されるスイッチ622が、抵抗器rと巻線Wsとの
間に配置される。したがって、測定すべき電流Ipの極
性が1次巻線Wpにおいて変わると、スイッチオンされ
ればスイッチ622は2次電流isの極性の変化を禁じ
ず、出力電圧V(Ip)の極性が反転される。本発明に
従うセンサは双方向である利点を有する。さらなる利点
は、変圧器620の磁心の急速な減磁のリスクが避けら
れることであり、これは1次巻線Wpにおける電流の方
向に依存せずに2次巻線Wsを電流が流れることができ
るからである。もちろんこの利点は、電流が1次巻線W
pを流れるときにスイッチ622が常にスイッチオンさ
れているように制御Hiが実現される場合に得られる。
センサにおけるインピーダンス621の配置に関して、
インピーダンスは巻線Ws、または図16の点線で示さ
れるように、スイッチ622に接続され得ることに注目
されたい。
【0113】速い飽和のリスクは減少するものの、セン
サ62は変圧器620が減磁され得るように静止期間を
必要とする。静止期間の間、スイッチ622はスイッチ
オフされなくてはならず、1次巻線Wpに電流が流れて
はならない。センサのこの特徴は、図17に関してより
良く理解されるであろう。
【0114】図17は、図10のコンバータの動作サイ
クル中に2次巻線Wsにかかる電圧V(Ws)を示す。
周期T1の間、スイッチ622はスイッチオンされ(H
i=1)、電圧V(Ws)はセンサの出力電圧V(I
p)に等しい。V(Ip)は電流Ipを複製し、ランプ
の形状を有し、これは、最初Ipが負のときには負であ
り(A)、次にIpが正のときには正(B)である。I
pが0のとき(周期T1の終わり)には、電圧V(I
p)はリセットされるが、測定段階の間に変圧器620
において発生される磁化電流はまだ巻線Wsに存在す
る。スイッチ622がオンのまま維持されれば、この磁
化電流は抵抗器rを介して流れ、Wsにおいて、低い値
(C)を有する負でありかつ減少する減磁電圧を発生す
る。図17において、符号「A」は負電流Ipによる電
圧ランプの負の部分の表面積(ボルト−秒)を表わし、
「B」は正電流Ipによる電圧ランプの表面積を表わ
し、「C」は減磁電圧の表面積である。変圧器の特性の
ため、スイッチ622がオンに維持されれば、センサの
減磁は以下のときに達成される。
【0115】C=B−A すなわち2次巻線で発生される電圧の正および負の表面
積が互いに相殺されるときである。減磁電流は低く、減
少するため、表面積「C」は非常にゆっくりと増大す
る。スイッチ622がオンのまま維持されれば、変圧器
620は次のサイクルのはじめ(T1)に十分に減磁さ
れないかもしれない。したがって、スイッチ622をス
イッチオフする(Hi=0)ことによって減磁現象を加
速して、減磁電流が高値インピーダンス621を介して
流れるようにすることがより有利である。そうすると、
2次巻線Wsにおいて、以下に等しい表面積Dを有する
持続時間の短いより高い電圧が現われる。
【0116】D=B−(A+C) 図11ないし図15に関連して説明したコンバータのよ
うなシステムでは、スイッチ622の制御信号Hiは簡
単に発生することができ、これは電流Ipの流れとスイ
ッチTpおよびTsの制御の間に関係が存在するからで
ある。一例が図13に示される。上述の回路82はさら
に、そのD入力が1であるフリップフロップ826を含
む。このフリップフロップのクリア入力CLはフリップ
フロップ825の出力/Qを受け、クロック入力CKは
比較器827の出力を受ける。比較器827はその正入
力において回路823から与えられる電圧ランプVbを
受け、その負入力において回路821によって分圧器ブ
リッジ828を介して与えられた電圧Vaの一部を受け
る。フリップフロップ826の出力/Qは電流センサ6
2の制御信号Hiを与える。図14(a)は、センサ6
2を制御するための信号Hiと、コンバータのスイッチ
TpおよびTsに関する信号HpおよびHsとの形状を
示す。周期T3の一部についてHiが0であることがわ
かる。ここで再び図13を参照して、比較器827に与
えられるVaの部分に電圧ランプVbが等しくなった瞬
間に信号Hiはリセットされ、信号S(T3)が出ると
(Tpのスイッチングオフ)1に戻されることがわか
る。このように、Hiが0であり、スイッチ622がオ
フであるとき、電流Ipはまだ0であり、センサは減磁
され得る。減磁段階の持続時間は、分圧器828によっ
て調整できる。
【0117】図18はセンサ62の具体的な実施例を示
す。スイッチ622は2N7002MOSトランジスタ
であり、そのゲートは信号Hiによって駆動され、ドレ
インはWsに接続され、ソースSは測定抵抗器rに接続
される。インピーダンス621は約10KΩの抵抗器で
あり、測定抵抗器rは約10Ωである。1次巻線Wpは
単一の巻数を有し、2次巻線Wsは200の巻数を有す
る。インピーダンス621はスイッチ622の端子に並
列に接続され、センサの電圧基準623は抵抗器rとM
OSトランジスタ622のソースSとの間に存在する。
【0118】当業者には明らかなように、本発明に従う
電流センサには上述のものとは異なる種々の応用が可能
である。一般に、このようなセンサは、回路制御システ
ムの状態と電流の流れとの間に関係が存在し、かつセン
サスイッチに対してオン/オフ信号をそれから発生する
ことが可能であるいかなる制御される回路においても電
流を周期的に測定するために用いることができる。
【0119】本発明の少なくとも1つの例示的な実施例
を説明したが、種々の変形例、変更例および改良点が当
業者には容易に明らかになるであろう。このような変更
例、変形例および改良点は、本発明の精神および範囲内
であると意図される。したがって、上述の説明は単に例
示するものであり、制限するものではない。本発明は、
前掲の特許請求の範囲およびその均等物によって定義さ
れるようにのみ制限される。
【図面の簡単な説明】
【図1】(a)はバックブーストタイプの先行技術に従
う双方向電圧コンバータの電気回路図であり、(b)−
(e)は4つの動作段階の間の(a)のコンバータの等
価電気回路図である。
【図2】図1(a)のコンバータの動作を示す電流図で
ある。
【図3】フライバックタイプの先行技術に従う双方向低
損失電圧コンバータの電気回路図である。
【図4】図3のコンバータの種々の位置で起こる電気信
号を表わす図である。
【図5】先行技術に従う双方向電圧コンバータの入力電
圧の関数としての効率の曲線の図である。
【図6】先行技術に従う電流センサの電気回路図であ
る。
【図7】本発明に従う、スプリアス放射の低い双方向電
圧コンバータの電気回路図である。
【図8】本発明に従う、スプリアス放射の低い双方向電
圧コンバータの電気回路図である。
【図9】本発明に従う、スプリアス放射の低い双方向電
圧コンバータの電気回路図である。
【図10】本発明に従う双方向電圧コンバータの電気回
路図およびこのコンバータを制御するためのシステムの
ブロック図を含む図である。
【図11】本発明に従う双方向コンバータを制御するた
めのシステムを説明する図であり、特に、コンバータの
2次回路における電流のランプを表わす図である。
【図12】図10のブロック図のより詳細な電気回路図
である。
【図13】図10のブロック図のより詳細な電気回路図
である。
【図14】(a)は図10の制御システムによって与え
られる電気信号を表わし、(b)は図10のコンバータ
に加えられる装置を示す図である。
【図15】図10の制御システムの代替実施例を示す図
である。
【図16】本発明に従う電流センサの電気回路図であ
る。
【図17】図16の電流センサの動作を示す図である。
【図18】図16の電流センサの具体的な実施例を示す
図である。
【符号の説明】
30 フライバックコンバータ DP ,DS ダイオード LP ,LS 誘導素子 TP ,TS チョッピングスイッチ

Claims (14)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 電圧コンバータ(30、40、50、6
    0、300)を制御するための方法であって、前記電圧
    コンバータは磁気の形態でエネルギを蓄積するように適
    合された誘導素子(1、Lp、Ls)と、 前記誘導素子(Lp)とともに、DC電源電圧源(Vi
    n)に接続された1次回路を形成する、並列の第1のチ
    ョッピングスイッチ(Tp)および第1のダイオード
    (Dp)と、 前記誘導素子(Ls)とともに、負荷(Cout、Z)
    にコンバータの出力電圧(Vout)を与える少なくと
    も1つの2次回路を形成する、並列の少なくとも1つの
    第2のチョッピングスイッチ(Ts)および第2のダイ
    オード(Ds)とを含み、 前記方法は前記スイッチ(Tp、Ts)を制御して、コ
    ンバータの動作サイクルを、各サイクルが第1のスイッ
    チ(Tp)がオンであり第2のスイッチ(Ts)がオフ
    である1次周期(T1)と、第2のスイッチ(Ts)が
    オンであり第1のスイッチ(Tp)がオフである2次周
    期(T3)とを含むようにするステップと、 計算手段によって2次周期(T3)の持続時間を決定す
    るステップと、 2次周期(T3)の計算された持続時間が終了したとき
    第2のスイッチ(Ts)のスイッチングオンをトリガす
    るステップとを含む、方法。
  2. 【請求項2】 2次周期(T3)の持続時間は、電源電
    圧(Vin)を表わすパラメータ(Vin♯、Vin)
    と、コンバータの出力電圧(Vout)を表わすパラメ
    ータ(Vout♯、Vout)と、コンバータの出力の
    最大電流(Ioutmax)の値(Vc)とを少なくと
    も含むパラメータのセットから計算される、請求項1に
    記載の方法。
  3. 【請求項3】 電源電圧を表わす前記パラメータはコン
    バータ入力(Vin)で引出される電源電圧である、請
    求項2に記載の方法。
  4. 【請求項4】 コンバータの出力電圧を表わす前記パラ
    メータはコンバータの出力で引出される電圧(Vou
    t)である、請求項2に記載の方法。
  5. 【請求項5】 1次周期(T1)の持続時間は第1のス
    イッチ(Tp)のスイッチングオフによって決定され、
    このスイッチングオフは、コンバータの出力電圧(Vo
    ut)と基準電圧(Vref)との差(ε)に依存し
    て、1次回路の電流(Ip)が制御信号(G(ε))よ
    り高い場合にトリガされる、請求項1に記載の方法。
  6. 【請求項6】 1次周期(T1)の終了と2次周期(T
    3)の開始との間に第1の遅延(T2′)が介在され、
    第2のスイッチ(Ts)のスイッチングオンおよび2次
    周期(T3)の持続時間のカウントは遅くとも前記第1
    の遅延の終了時にトリガされ、 2次周期(T3)の終了と1次周期(T1)の開始との
    間に第2の遅延(T4′)が介在され、第1のスイッチ
    (Tp)のスイッチングオンは遅くとも前記第2の遅延
    の終了時にトリガされる、請求項1に記載の方法。
  7. 【請求項7】 前記遅延(T2′、T4′)は遅延回路
    (74、83)によって予め定められかつ生成される、
    請求項6に記載の方法。
  8. 【請求項8】 前記遅延(T2′、T4′)はコンバー
    タ電源電圧(Vin)、コンバータ出力電圧(Vou
    t)、1次周期(T1)の終了時に1次回路を流れる電
    流(Ip2)の値、および2次周期の持続時間(T3)
    を含むパラメータのセットから計算される、請求項6に
    記載の方法。
  9. 【請求項9】 電圧コンバータ(30、40、50、6
    0、300)であって、 磁気の形態でエネルギを蓄積するように適合された誘導
    素子(1、Lp、Ls)と、 前記誘導素子とともに、DC電源電圧源(Vin)に接
    続された1次回路を形成する、並列の第1のチョッピン
    グスイッチ(Tp)および第1のダイオード(Dp)
    と、 前記誘導素子とともに、負荷(Cout、Z)にコンバ
    ータ出力電圧(Vout)を供給する少なくとも1つの
    2次回路を形成する、並列の少なくとも1つの第2のチ
    ョッピングスイッチ(Ts)および第2のダイオード
    (Ds)と、 前記スイッチを制御して、第1のスイッチ(Tp)がオ
    ンであり第2のスイッチ(Ts)がオフである、前記1
    次回路を介する電流(Ip)の流れのための1次周期
    (T1)と、第2のスイッチ(Ts)がオンであり第1
    のスイッチ(Tp)がオフである、前記2次回路を介す
    る電流(Is)の流れのための2次周期(T3)とを含
    む動作サイクルを達成するためのシステム(70、8
    0、90)と、 1次周期(T1)を始動させるための信号(S、T
    4′)を受取ると第1のスイッチ(Tp)をオンし、コ
    ンバータ出力電圧(Vout)と基準電圧(Vref)
    との間の差(ε)に依存して、1次回路の電流(Ip)
    が制御信号(G(ε))より高い場合に第1のスイッチ
    をオフするための手段(61、62、70、71、7
    2、91、95)と、 2次周期(T3)を始動させるための信号(S(T
    2′)、Hs′)を受取ると第2のスイッチ(Ts)を
    オンし、2次周期(T3)の持続時間を計算し、前記持
    続時間をカウントし、前記持続時間が終了したとき第2
    のスイッチ(Ts)をオフするための手段(80、8
    1、82、85、86、87、93、97、100、1
    02)とを含む、電圧コンバータ。
  10. 【請求項10】 2次周期(T3)の前記始動信号(S
    (T2′))に、1次周期(T1)の終了(ST1)か
    らの第1の遅延(T2′)を与えるための第1のタイマ
    (74、92、96、99、103)と、 1次周期(T1)の前記始動信号(S(T4′))に、
    2次周期(T3)の終了(S(T3))からの第2の遅
    延(T4′)を与えるための第2のタイマ(83、9
    4、98、101、104)とをさらに含む、請求項9
    に記載のコンバータ(60)。
  11. 【請求項11】 平滑スイッチングコンデンサ(Cp、
    Cs)は前記スイッチ(Tp、Ts)の各々と関連し、
    前記平滑スイッチングコンデンサ(Cp、Cs)は誘導
    素子(1、Lp、Ls)に並列に接続され、前記誘導素
    子のスプリアスインダクタンス(lp、ls)ととも
    に、スプリアス電流(Iop、Ios)がその範囲に制
    限される低減された長さを有する回路ループを形成する
    ようにされる、請求項10に記載のコンバータ。
  12. 【請求項12】 1次電流(Ip)を測定するための電
    流センサ(62)をさらに含み、前記センサ(62)は
    コンバータの1次回路に配置された1次巻線(Wp)
    と、スイッチ(622)を介して測定抵抗器(r)に接
    続された2次巻線(Ws)と、前記スイッチ(622)
    がオフのときに活性の減磁インダクタンス(621)と
    を有する変圧器(620)を含み、 前記1次周期(T1)の間前記スイッチ(622)をオ
    ンするための手段(826、827、828)をさらに
    含む、請求項9に記載のコンバータ。
  13. 【請求項13】 前記誘導素子は単一巻き巻線(L)で
    ある、請求項9に記載のコンバータ。
  14. 【請求項14】 前記誘導素子は第1のスイッチ(T
    p)および第1のダイオード(Dp)とともに前記1次
    回路を形成する1次巻線(Lp)と、第2のスイッチ
    (Ts)および第2のダイオード(Ds)とともに前記
    2次回路を形成する2次巻線(Ls)とを含む変圧器
    (1)である、請求項9に記載のコンバータ。
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