JPS60218125A - パルス幅変調電源におけるフイードフオワード回路およびその構成方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、フィードフォワード回路の技術に関し、さら
に詳しくは、直流電源にお１ノるパルス幅変調レギ＝＋
−レータのためのフィードフォワード回路の技術に関す
る。

背景技術 パルス幅変調は、直流電圧の安定化にＪ３いてＪ：く知
られた技術であり、前記直流電圧の安定化においては、
入力電圧および出力電流が幅広く変化しても、出力電圧
は一定に維持される。パルス幅変調技術を採用する電圧
レギコーレータは、複雑な電子システムを駆動する電源
において広く使用されている。

種々のパルス幅変調器があるが、一般的に言ってそれら
はみな、出力矩形電圧おＪ：び電流パルスを発生ずるた
めの半導体スイッチング装置を採用しており、前記出力
矩形電圧および電流パルスは、Ｌ−Ｃフィルタ網によっ
て有効に切り換えられて一定の出力直流電圧レベルを作
り出す。出力電圧の大きさは、半導体スイッチのデユー
ティ−比ににって制御される。

前記一定の出力電圧を維持するために、通常は負帰還回
路が採用される。このような負帰還回路の採用は、出力
電圧のある固定された分圧部分を安定な電圧基準と比較
し、半導体スイッチのデユーティ−比を有効に制御する
誤差信号を作成することを必要とする。

従来のスイッチング電源段は、トランジスタをオンおよ
びオフ状態に操作し、トランジスタからの出力パルスを
、オンまたはオフ時間の関数である平均直流値に平滑化
する。出力パルスの平滑化は、スイッチングパルスの振
幅を平均化して一定の出力電圧を作り出す通常のフィル
タ回路によって達成される。

誤差信号のフィードバックは、電源ラインの周波数の多
数倍、例えば、２０ＫＩＩＺから２００にＨｚイ」近の
公称スイッチング速度で動作する誤差増幅器おにび比較
器によってなされる。前記誤差増幅器は、本質的には、
誤差信号を零にしてスイッチ装置の出力（例えば、抵抗
器を通してフィードバックされる）を基準電圧と等しく
するように動作する。

スイッチ装置の出力電圧が低くなりすぎると、誤差増幅
器はスイッチング・１〜ランジスタをオンし、前記出力
電圧が高くなりすぎると、スイッチング・トランジスタ
はオフされる。

これらの回路１１５いては、スイッチ装置のパルス繰り
返し数を一定に保持し、パルス幅（オン時　９− 問）のみ変化するのを許すか、またはパルス幅を一定に
保持してパルス繰り返し数のみ変化するのを許すことに
よって、信頼できる発振および電圧調整が達成される。

この技術の常識【ごよれば、上述のスイッチング・レギ
ュレータは、直列スイッチング素子またはシャンＩ〜・
スイッチング素子を使用することにより実現できる。

パルス幅を可変とする１つの方法は、誤差増幅器の出力
を三角波と比較する方法であり、この場合、スイッチン
グ・１〜ランジスタのオン時間は、三角波が誤差増幅器
の出力より小さい時間によって決定される。

これらの従来技術の回路は、多くの応用回路に有効であ
るが、入力端子の変化に対する応答時間が遅り−ざる。

かくして多くの場合、スイッチング争１〜ランジスタの
デユーティ−・す“イクルは、入力電圧の変化を有効に
補償するには遅すぎる。

したがって、本発明の１つの目的は、入力端子の変動に
対して応答の速いスイッチング・レギュ　１０− レータ回路を提供することである。

本発明の他の目的１５ｊ１、入力端子の変化に対する応
答性を高めるように回路のスイッチング・ｌ−ランジス
タのデコーティー・リイクルに影響をりえるべく、スイ
ッチング・１ノギコレ一タ回路において入力電圧の一部
をフィートフＡワードすることである。

本発明のざらに伯の目的は、スイッチング・レギュレー
タ回路にお（プる入力端子の変化の影響を打ち消すこと
である。

発明の開示 本発明は、入力端子の変化に対しより有効かつ敏速に応
答するようにすることを含む上述の目的を、スイッチン
グ・１〜ランジスタのデコーティー・ザイクルを制御す
るフィードバック網中の要点に入力電圧の一部をフィー
トフＡワードすることによって達成Ｊる。

特に、入力端子■は誤差増幅器の出力より下段の点まで
フィートフＡソートされる。誤差増幅器の出力は選択き
れた抵抗器を通され、また入力電圧−１１− はもう１つの選択された抵抗器を通され、この２つが比
較器への共通の入力端子において合成され、そこにおい
て制御電圧を形成する。比較器は、前記２つの抵抗器か
らの制御人力をのこぎり電圧レベルと比較し、のこぎり
波形のレベルが前記制御電圧より上昇する度、または低
くなる度にスイッチング・トランジスタの状態を変化す
るための信号を出力する。もし、のこぎり電圧と比較さ
れる前記制御電圧が変化すると、スイッチング・トラン
ジスタのオン時間が変化し、これは該トランジスタのデ
ユーティ−・ザイクルの長さを、出力電圧を一定に保持
するべく有効に変化させる。

従来の技術 第１図は、入ツノ端子１２および出力端子１３間におい
て降圧調整を行うための従来技術の通常のバック・フィ
ードフォワード回路を示す。この回路は、人力ノイズを
濾波するための入力コンデンサ１７を含み、このコンデ
ンサ１７は適当なスイッチング・Ｉ〜ランジスタ２３に
接続されている。

スイッチング・トランジスタ２３は、そのべ−１２− ス、すなわら制御側２３（１）に与えられる信号に従っ
てオンおよびオフ状態に交互に切り換えられて、後に論
するデユーティ−・リーイクルにて動作する。スイッチ
ング・１〜ランジスタ２３（この場合、この１〜ランジ
スタはＮＰＮＩ〜ランジスタとされている）のエミッタ
出力はインダクタ３１に接続されており、このインダク
タ３１はさらにグランドに導かれる＝１ンデン１ノ３９
に接続されている。スイッチング・１〜ランジスタ２３
の出力は、さらに、アノードを接地されたダイオード４
１のカソードに接続されている、。

スイッチング・１〜ランジスタ２３がオンして導通して
いるとぎ、ダイオード４１は逆バイアスされ導通し４丁
い。かくして１〜ランジスタ２３からの電流は、インダ
クタ３１を通って］ンデンザ３９を充電するとともに出
力１３へ流れる。

トランジスタ２３がオフに切り換わったとき、インダク
タ３１は、１〜ランジスタ２３がオンであった間に存在
した電流レベルを維持する。インダクタ３１は、今や順
バイアスされているダイオ−１３− ド４１を通してグランドから電流を引き込むことによっ
て、前記電流レベルの維持を行う。そして、インダクタ
３１を流れる電流が減少し始めると、］コンデンサ９が
、出力１３を実質的に同じレベルに維持するように補償
するレベルの電流を該出力１３に供給し始める。

端子１３における出力電圧レベルは、サンプリング回路
、すなわちグランドへ直列に接続された抵抗器６３．６
７と、それらの抵抗器間に設けられた出力タップ６９と
を含む分圧器網によって監視される。かくして、出力電
圧の選択された部分が、該部分と基準電圧レベルとを比
較するための誤差増幅器７１に供給される。

誤差増幅器７１の制御電圧用ツノは、比較器８３に与え
られる。この比較器８３は、誤差増幅器７１からの誤差
増幅器制御電圧Ｖ。およびのこぎり波発生器９４によっ
て作られるのこぎり電圧波形の指示の下に１〜ランジス
タ２３のスイッチングをｉ１ｉ制御する。そして、前記
鋸状波発生器９４は、エミッタ接地されたトランジスタ
９５、入力電圧に　１４　− 接続された抵抗器９６、ｄ３よびランプを発生させる］
ンデンリ−９９を有している。のこぎり電圧は、のこぎ
り波発生器９４によって作り出され、こののこぎり波発
生器９４は、発振器１０１によって作られて１〜ランジ
スタ９５のベースに与えられるパルス・パターンににっ
て動作する。

この従来装首から得られる出力電圧は、スイッチング・
トランジスタ２３がオンしている時間と発振器１０１に
よって作られたのこぎり波形の周期との比によって決ま
る入力端子の一部である。

比較器８３は、誤差増幅器７１の出力すなわち制御電圧
がのこぎり電圧波形のレベルを超える度に１〜ランジス
タ２３がオンすることを保障する。

第１図の構成において、入力電圧９Ｂの変化に対Ｊ−る
補正は、積分抵抗器９６を、一定のバイアス電圧に接続
しないで、入力電圧に接続することによって達成される
。バック・レギュレータに対しては、この構成は、入力
電圧の変化に関して本質的に完全な補正を実現さける。

このＪ：うなバック・レギュレータでは、出力電圧は、
入力端子と　１５− 発振器の一定周期に対するオン時間の割合との積に比例
する。抵抗器９６を入力電圧に接続することにＪ：って
、のこぎり波の振幅および傾きは、入力電圧に比例する
ようにされ、このことは一定の制御電圧において、オン
時間を入力電圧に反比例するようにする。出力電圧は〔
入力電圧）Ｘ（オン時間〕に正比例し、そしてオン時間
は入力電圧に反比例するから、入力電圧の如何なる変化
も完全かつ即座に打ち消され、出力電圧は一定に保たれ
る。このフィードフォワード補正技術は、よく知られて
おり、ここにおいて本発明の一部として権利主張される
ものではない。

ざらに詳しく言うと、バック構成において、入力電圧９
８の変化に対するフィードフォワード補正は、のこぎり
波発生器の抵抗器９６を入力電圧に接続覆ることによっ
て達成される。バック・レギュレータにおいては、出力
電圧は、入力電圧と発振器の一定周期に対するオン時間
の割合との積に比例する。すなわら、 Ｖｏ、１＝　Ｖ　１ｎｔｏｏ／Ｔ　（１）＝　１６　＝ ここで、Ｖｏｕｔは出力電圧１３、Ｖｉｎは入力電圧９
Ｂ、［。。は１〜ランジスタ・スイッチ２３のオン時間
、■は第１図Ａに示される発振器１０１の周期である。

正確なフィードフオワードを行うために必要なオン時間
は、式（１）から得られ、ｔ　＝ＴＶｏ、１／Ｖｉ、　
（２＞ Ｏｎ となる。

抵抗器９６を入力電圧に接続することによって、のこぎ
り波の振幅および傾きは入力電圧に比例するようにされ
、一定の制御電圧を■。に対して、オン時間を入力端子
に反比例させる。第１図に示す制御信号の波形から、オ
ン時間は、 ｔ　＝Ｖ　Ｔ／Ｖ、ｗ　（３） Ｏｎ　Ｃ によって与えられ、のこぎり波の振幅のピーク値Ｖｓａ
ｗ’は・ Ｖ、ｗ＝ＶｉｎＴ／（ＲＴｃ、＞　（Ａ）よって与えら
れる。

すると、オン時間は、 ↑　＝Ｖ　（Ｒ，Ｃ，、）／Ｖｉｏ　（５）Ｏｎ　Ｃ となり、この式は式（２）によって要求される形　１７
− となっている。すなわち、オン時間は入力電圧に反比例
している。定数について解くと、ＶｏＲＴｃ、　−ＴＶ
ｏｕｔ　（６） が）ｑられる。

所望の周期、出力電圧および制御電圧に対して必要なの
こぎり波発生器９４の時定数Ｒ丁Ｃ丁は式（６）によっ
て与えられる。出力電圧は、〔入力電圧＞Ｘ（オン時間
）に正比例しく式（１））、オン時間は入力電圧に反比
例するから（式（５））、入力電圧の如何なる変化も完
全かつ即座に打ち消され、出力電圧は一定に保たれる。

このフィードフォワード補正技術はよく知られており、
本発明の一部として権利主張されるものではない。

実施例 第２図Ａは本発明によるブースト・フィードフＡワード
反転駆動回路を示し、この回路は入力直流電圧レベルを
より高い調整された直流電圧レベルに電圧するのに有効
なものである。第１図に示すように、この回路は、制御
側すなわちベース２３（１）に加えられる制御信号によ
ってオン／オ”　−１８− フ化を決定されるスイッチング・１〜ランジスタ２３を
採用する。オン期間の間、１〜ランジスタ２３は人力か
らインダクタ３１を通してグランドへ電流を法覆。１〜
ランジスク２３がオフされたとき、インダクタ３１を流
れる電流はダイオード／１１を通って、］ンデンリ３５
）を充電り−る。

第２図の回路の残りの部分は、第１図の回路と同様であ
り、比較器８３３は、やはり、のこぎり波の電圧レベル
か制御電圧レベルＶＣを超える量（下回る量というより
も）を考慮して１〜ランジスタ２３の状態を制御する。

しかし４ｙがら、のこぎり波と比較される制御電圧レベ
ル１ｊ１、入力端Ｆ「レベルの支配を受（プ、選択され
た挿入抵抗器２０１および２０Ｂを通して伝達される電
圧に従って変化する。前記抵抗器２０１ｄうよび２０８
は、それぞれ一端におい′Ｃ人、／Ｊ電圧と誤差増幅器
７１の出力とに接続されるととしに、細幅：において比
較器８３の一方の人力に接続されている３、１〜ランジ
スタ９５、抵抗器５）６および＝ｌンデンリー９７を含
むのこぎり波発生器９　／ｌ　１１．．１１１工と同じ
ように発振器１９− １０１と共に動作する。ただし、本発明によるこの場合
においては、抵抗器９６は選択された一定電圧ＶＴに接
続されていて、のこぎり波を一定の傾きと固定または設
定された振幅のピーク値とに相持する。

第２図Ａに示すような反転駆動回路を有するブースト回
路に対しては、制御信号は次のようになる。

Ｔ、　ｏｆｆ　−’　ｖｏＴ／　Ｖ、ａｗ（７）（８）
式に代入すると、必要な制御電圧が得られる。

ＶＣ−Ｖ、ａｗｖｉｏ／Ｖｏｕよ　（８）第２図に示す
フィードフォワード回路は、この形でＶＣを与える。す
なわち、 ＶＣ＝ＶＡＲ３／　（Ｒ３＋Ｒ，，） −ｔ−ＶｉｎＲ４／　（Ｒ３＋Ｒ４）　（９）回路の定
数について解くと、 Ｒ４／　（Ｒ３＋Ｒ４）　−Ｖ、ａｗ／　Ｖｏｕｔ（１
０） および 　２０− ＶＡ＝０　（１１） が得られる。１これらの回路定数により、オフ時間は人
力電圧ＩＪ比例りるＪ、うにされ、入力端■；の如何な
る変化も打ら潤され、出力電圧か一定に保たれる。

第３図Ａ１３１第２図によっていま説明された本発明を
実施する好ましいブラ法を示す。特に、カリフｔルニア
州刀−デン・グ１」−ブのシリコン・ジェネラルから人
手できる５Ｇ１５２４．５Ｇ１５２５または５Ｇ１５２
６のような半導体デツプが、トランジスタ２３の動作を
支配する１１制御信号を供給するためのレギ］−レーテ
ィング・パルス幅変調器３０１として使用することがで
きる。シリコン・ジェネラルのチップによって得られる
のこぎり波は、一定の振幅および一定の周期を有してい
る。

前記チップは、制御電圧ＶＣを作るために抵抗器３０３
を使用することを必要とＪ−るインバータ３０１’を備
えている。

本発明のブースＩへ・フィードフォワード・］ンバータ
は、第１図の従来技術のバック・］ンバー　２１− 夕とは異なった種類のフィードフォワード補正を必要と
する。何故ならば、ブースト・］ンバータに２１３いて
は、出力電圧は入力端子に正比例し、かつ発振器の一定
の周期に対するオフ時間の割合に反比例する、すなわち
、 Ｖ　＝Ｖ−丁／１ｏｆｆ　、（１２＞ Ｏｕｔ団 からである。ここで、■ｏｕ１は出力電圧、Ｖｌｏは入
力電圧、王は前記周期、ｔｏｆｆは第３図Ａのトランジ
スタ・スイッチ２３のオフ時間でおる。したがって、フ
ィードフォワードを正確に行うために必要なオフ時間は
、式（１２）から、ｉ　ｏｆｆ　−ｖ　Ｈ，Ｔ／　ＶＯ
ｕｔ　（１３）となる。入力端子の変動を本質的に完全
に打ち消すために、本発明によるフィードフォワード補
正は、入力電圧に比例するオフ時間を作らなければなら
ない。

これＵｌ、本発明のブースト・］ンパータにおいては、
入力端子を制御電圧Ｖ。に合計するために、入力端子に
接続された抵抗器２０１を使用することによって達成さ
れる。かくして、入力端子が増−２２＝ 加すると、一定の誤差増幅器の出力電圧ＶＡに対して、
制御電圧は入力端子に比例して減少し、オフ時間を入力
電圧に正比例して増大さ−Ｕる。第３図Ｂに示す制御信
号の波形から、オフ時間は再びｔｏｎ＝ＶｏＴ／Ｖ、ｗ
　（１４） および ｔｏｆｆ　＝”　−’ｏｎ −丁（１−Ｖ　／Ｖ　）　（１５） ｃ　ｓａｗ によって１ｑられる。

（１３）式に代入して、必要な制御電圧について解くと
、 ＶＣ−”　ＶＳａＷ　（Ｉ　Ｖ　ｉｎ／ＶＱｌｉ　）　
（１６）が得られる。

第３図に示づフィートフォワード回路は、Ｖｏをまさに
この形で与える＋Ｉ′ＩＪなわち、Ｖｃ　＝、　ｖＡＲ
５／　Ｒ４−Ｖ　ｉｎＦで５　／　Ｒ３＋（Ｒ５／Ｒ３
ｌ　ＩＲ４ｌ　ＩＲ５）　ＶＲ（１７） 式（１７）を式（１６）と等しいと置き、回路定数につ
いて解くと、 　２３− Ｒ５，ｌ’Ｒ３＝Ｖ、Ｗ／Ｖｏ、１　＜　１ａ＞および ｖｓａＷ−ｖＡＲ５／　Ｒ４ 、ｒｒ＜５／Ｒ３１１Ｒ４１１Ｒ５）　ＶＲ（１９） が得られる。これらの回路定数によって、オフ時間は入
力端子に比例するようにされる。すなわち、↑ｏｆｆ′
−Ｖ１ｏＴ／ｖ 出力電圧は、〔入力電圧〕÷〔オフ時間〕に正比例し、
オフ時間は入力電圧に正比例するから、入力端子の如何
なる変化も本質的］ご完全かつ即座に打ち消され、出力
電圧は一定に保たれる。ブースト・］ンバータのための
このフィードフォワード技術は、ここにおいて権利主張
されるように、新規なものであると考えられる。規定さ
れた態様でのこぎり波の振幅が変化しなｃプればならな
がっち従来技術と対照的に、本発明では、のこぎり波の
振幅は一定に保たれなければならず、制御電圧が変化さ
れなければならない。

上記説明は、当業者に本発明の変形ないしは関　２４一 連する具体化を発展さびるか−ｂしれないが、それらは
やはり本発明の範囲に入る。したがって、特許請求の範
囲を参照することが促される。何故ならば特許請求の範
囲が、ここに述べられている本発明の境界を詳細に定義
するからである。

【図面の簡単な説明】 第１図Ａおよび第１図Ｂはそれぞれ、従来技術のバック
・フィートフォワード回路および関連する電圧波形を示
す。 第２図へおよび第２図Ｂはそれぞれ、本発明の一実施例
によるブースト・フィートフォワード回路および関連す
る電圧波形を示す。 第３図Ａおよび第３図Ｂは、それぞれ本発明の他の実施
例によるブースト・フィードフォワー１回路およびそれ
に関連する電圧波形を示す。 １２・・・入力端子、１３・・・出力端子、２３・・・
スイッチング・トランジスタ、２３（１）・・・制御側
、３１・・・インダクタ、３９・・・］］ンデンーリー
１４１・・ダイオード、６３．６７・・・抵抗器、７１
・・・誤差増幅器、８３・・・比較器、９４・・・のこ
ぎり波発生器、９２５− ５・・・１〜ランジスタ、９６・・・抵抗器、９８・・
・入力電圧、９９・・・キャパシタ、１０１・・・発振
器、２０１．２０８・・・抵抗器、３０１・・・半導体
チップ（パルス幅変調器＞、３０１’・・・インバータ
、３０３・・・抵抗器。 特許出願人　ユナイテッド・チクノロシーズ・］−ポレ
イション 代　理　人　弁理士　大食　泉 　２６−

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）回路入力および回路出力を含む、パルス幅変調電
   源におけるフィードフォワード回路であって、 入力側、出力側および制御側を含む、連続するオンおよ
   びオフ状態によって電力を通過させるためのスイッチン
   グ手段を有し、 入力側および出力側を含む、前記回路入力おＪ：び回路
   出力間に電流を流し続りるための誘導性手段を有し、 前記誘導性手段に関して電流を伝達するためのダイオー
   ド手段を有し、該ダイオード手段および前記誘導性手段
   は電気的に直列に接続され、前記ダイオード手段は前記
   スイッチング手段のオン状態の間通バイアスされ、 出力側おＪ：び接地側を含む、電荷を蓄えるためのキャ
   パシタ手段を有し、前記誘導性手段および　′キャパシ
   タ手段の出力側は前記回路出力に電気的に接続され、 前記回路出力におレプる出力電圧の選択された部分を抽
   出するためのサンプリング手段を有し、誤差出力を含む
   、前記出力電圧の前記選択された部分と選択された基準
   電圧との間の誤差を得るための誤差手段を有し、 特定の傾きおよび振幅のピーク値を有するのこきり波形
   を作るためののこぎり波手段を有し、のこぎり波入力、
   誤差入力および出力を含む、前記のこぎり波入力および
   誤差入力の各レベル間の差に関連して前記スイッチング
   手段のオン時間おＪ：びオフ時間を作るための比較手段
   を有し、前記回路人力におけるレベル変化に関連して前
   記誤差出力のレベルを修正するためのフィードフォワー
   ド手段を有し、それによって前記フィードフォワード手
   段は、前記のこぎり波形の傾きおよび振幅のピーク値に
   影響を与えることなしに前記スイッチング手段のデユー
   ティ−・サイクルを修正するのにイｊ効である、 パルス幅変調電源におりるフィードフォワード回路。 （２）回路人力および回路出力を含む、パルス幅変調電
   源にお＆−Ｊるフィードフォワード′回路を）１＾成す
   る方法であって、 ａ）入力端、出力側おＪ、び制御側を含む、電力を通過
   さけるためのスイッチング手段をオンおよびオフ状態に
   周期的に切り換える段階を含み、ｂ）入力端ａ３よび出
   力側を含む、前Ｍ［３回路人力および回路出力間に電流
   を流し続（プるための誘導性手段を電気的に補正Ｊる段
   階を含み、Ｃ）前記誘導・１ノ１手段に関して電流を供
   給するためのダイオード手段を電気的に接続する段階を
   含み、前記ダイオード手段ａ３よび誘導性手段は電気的
   に直列に接続され、前記ダイオード手段は前記スイッチ
   ング手段のオフ状態の間通バイアスされ、ｄ）出力側（
   １５よび接地側を含む、電荷を蓄えるためのキ鬼・パシ
   タ手段を電気的に接続する段階を含み、前記キ（・パシ
   タ手段の前記出力側は前記回路出力に電気的に接続され
   、 Ｃ）前記回路出力にお（ブる出力電圧の選択された部分
   を抽出するためのサンプリング手段を前記回路出力に電
   気的に接続する段階を含み、ｒ）誤差出力を含む、前記
   出力電圧の前記選択され７ｊ部分と選択された基準電Ｆ
   ［どの間の誤差を１ｑるための誤差手段を備える段階を
   含み、Ω）スイッチング周期を作るための発振器を含む
   、特定の傾ぎおよび振幅のピーク値を有するのこぎり波
   形を供給するためののこぎり波手段を構成する段階を含
   み、 ｈ）のこぎり波人力および誤差人力を含む、前記のこぎ
   り波入力および誤差入力の各レベル間の差に関連して前
   記スイッチング手段のオン時間およびオフ時間を作るた
   めの比較手段を備える段階を含み、 ｉ）前記回路人力におけるレベル変化に関連して前記誤
   差出力のレベルを修正するだめのフィートフＡワード手
   段を電気的に接続する段階を含み、それによって前記フ
   ィードフォワード手段は、前記のこぎり波形の傾きおよ
   び振幅のピーク値に影響を与えることなしに前記スイッ
   チング手段のデコーティー・リイクルを修正するのに有
   効である、パルス幅電源に（１）するフィードフォワー
   ド回路（１４成方法。 （３）前記比較手段の出力は、前記スイッチング手段の
   制御側に電気的に接続されている′＋７１許請求の範囲
   第１項記載のパルス幅変調電源におりるフィードフォワ
   ード回路、。 （４）前記リンブリング手段は、前記出力電圧の抽出す
   るぺぎ選択される部分を決定するための分圧回路を含む
   特許請求の範囲第１項記載のパルス幅変調電源に〔１５
   りるフィードフォワード回路。 （５）前記フィートフＡワード手段は、それぞれ一方の
   側において前記回路入力と前記誤差出力に電気的に接続
   され、他方の側にａ３いて前記誤差人力に電気的に接続
   された、修正された誤差出力レベルを作るための第二ｄ
   −３よび第二の抵抗手段を含む特許請求の範囲第１項記
   載のパルス幅変調電源にお（するフィードフォワード回
   路。 −一）− （６）前記のこぎり波手段は、スイッチング周期を作る
   ための発振器を含む特許請求の範囲第１項記載のパルス
   幅変調電源にお（プるフィードフォワード回路。 （７）前記のこぎり波手段は、半導体チップののこぎり
   波発生素子を含む特許請求の範囲第１項記載のパルス幅
   変調電源にお（プるフィードフォワード回路。 （８〉前記比較手段の出力は、前記スイッチング手段の
   制御側に電気的に接続されている特許請求の範囲第２項
   記載のパルス幅変調電源におけるフィードフォワード回
   路構成方法。 （９）前記サンプリング手段は、前記出力電圧の抽出す
   るべき選択される部分を決定するための分圧回路を含む
   特許請求の範囲第２項記載のパルス幅変調電源における
   フィードフォワード回路構成方法。 （１０）前記フィートフＡワード手段は、それぞれ一方
   の側において前記回路入力と前記誤差出力に電気的に接
   続され、他方の側において前記誤−〇　− 差入力に電気的に接続された、修正された誤差出力レベ
   ルを作るための第一およσ第二の抵抗手段を含む特許請
   求の範囲第２項記載のパルス幅変調電源に８）　ＬＪる
   ノイードフＡワード回路構成方法。 （１１〉前記のこぎり波手段は、スイッチング周期を作
   るための発振器を含む特ｉ′］請求の範囲第２項記載の
   パルス幅変調電源におＩＪるフィードフォワード回路（
   ｆ１１成方法。 （１２）前記のこぎり波手段は、半導体チップののこぎ
   り波発生素子を含む特許請求の範囲第２項記載のパルス
   幅変調電源にＪ５＆プるフィード７Ａワード回路構成方
   法。