JP3998394B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 13
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 10
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング素子をON/OFFさせることにより、直流電圧のレベルを変換するスイッチングレギュレータに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
図4に示す降圧型のスイッチングレギュレータを例に挙げて従来技術を説明する。スイッチング素子であるpチャネルのMOS型FET(以下、単に「トランジスタ」と言う)Trのソースは入力端子INに接続されている。トランジスタTrのドレインにはダイオードDのカソード側及びコイルLの一端が共通に接続されている。ダイオードDのアノード側は接地されている。コイルLの他端は平滑用のコンデンサCを介して接地されている。コイルLとコンデンサCとの接続点には端子OUTが接続されている。
【0003】
エラーアンプEAは、端子OUTから出力される電圧が抵抗R1及びR2により分圧された電圧Vdと基準電圧Vrefとを入力しており、入力する2つの電圧の差に応じた電圧を出力する。具体的には、エラーアンプEAの出力電圧は、電圧Vdが基準電圧Vrefよりも高くなるほど低くなり、また、電圧Vdが基準電圧Vrefよりも低くなるほど高くなる。
【0004】
コンパレータCOMPは、エラーアンプEAの出力電圧と三角波発生回路TPGから出力される三角波の電圧とを入力しており、三角波の電圧がエラーアンプEAの出力電圧よりも高いときにはハイレベルの電圧を出力し、逆に、三角波の電圧がエラーアンプEAの出力電圧よりも低いときにはローレベルの電圧を出力する。コンパレータCOMPから出力される電圧はバッファアンプBAを介してトランジスタTrのゲートに与えられる。
【0005】
以上の構成により、トランジスタTrのON/OFFが繰り返されるが、トランジスタTrがONからOFFに切り替わるときには、コイルLの逆起電圧により接地側からダイオードDを介して電流が流れ続けようとするので、トランジスタTrのドレインの電圧がダイオードDでの電圧降下分だけ接地電圧よりも低くなり、その結果、端子OUTから出力される直流電圧(以下、「出力電圧」と言う)は端子INから入力される直流電圧よりも低くなる。
【0006】
そして、トランジスタTrがONしている時間のデューティ比によって、出力電圧のレベルは変化する(具体的には、同デューティ比が大きいほど出力電圧が高くなる)が、出力電圧のレベルが設定値よりも高いときには上記デューティ比が小さくなり、一方、出力電圧のレベルが設定値よりも低いときには上記デューティ比が大きくなるので、出力電圧のレベルは設定値で安定するようになる。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のスイッチングレギュレータでは、コンパレータから出力される信号OCOMPは、図5に示すように、立ち上がり及び立ち下がりが急峻な(換言すれば、より高周波な成分を含む)パルス信号であるが、この信号をそのままトランジスタTrのゲートに与えてトランジスタTrのON/OFFを切り替えていたので、出力電圧VOUTに数10[mV]の高周波ノイズNが発生するという問題があった。このため、従来のスイッチングレギュレータは、オーディオや映像の分野に使用することができず、効率があまり良くなく発熱の多いシリーズレギュレータを用いていた。
【0008】
そこで、本発明は、出力する直流電圧に発生する高周波ノイズを大幅に抑制することができるようにしたスイッチングレギュレータを提供することを目的とする。
【0009】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明では、スイッチング素子をON/OFFさせることにより、直流電圧のレベルを変換するスイッチングレギュレータにおいて、前記スイッチング素子をON/OFFさせる信号の波形をなまらせる波形整形回路を設けている。この構成により、スイッチング素子をON/OFFさせる信号から高周波成分が取り除かれる。
【0010】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施形態を図面を参照しながら説明する。本発明の一実施形態であるスイッチングレギュレータの回路図を図1に示す。尚、従来技術として示した図4と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。本実施形態のスイッチングレギュレータでは、コンパレータCOMPの出力側とバッファアンプBAの入力側との間に、入力信号をなまらせて出力する波形整形回路WSを有している。そして、破線で囲まれた全ての要素がまとまって1つの半導体装置となっている。
【0011】
波形整形回路WSの一構成例を図2に示す。切り換えスイッチ1はA、B、Cの3つの端子を有しており、端子AB間または端子AC間のどちらか一方がONする構成となっているが、不図示の回路により、図3に示すように、コンパレータCOMPの出力電圧OCOMPがハイレベルVHになったときには端子AC間がONし、また、同電圧がローレベルVLになったときには端子AB間がONするようになっている。切り替えスイッチ1の端子AにコンパレータCOMPから出力された信号が入力される。
【0012】
演算増幅器2は、第1の非反転入力端子が切り換えスイッチ1の端子Bに接続されており、第2の非反転入力端子には基準電圧VAが印加されている。尚、演算増幅器2では、第1の非反転入力端子の電圧が第2の非反転入力端子の電圧よりも低いときには、第1の非反転入力端子の電圧と反転入力端子の電圧との電圧差を増幅して出力し、一方、第1の非反転入力端子の電圧が第2の非反転入力端子の電圧以上であるときには、第2の非反転入力端子の電圧と反転入力端子の電圧との電圧差を増幅して出力する。
【0013】
NPN型のトランジスタ3は、ベースが演算増幅器2の出力側に接続されており、エミッタが抵抗4を介して接地されているとともに演算増幅器2の反転入力端子に接続されており、コレクタがPNP型のトランジスタ5のコレクタに接続されている。トランジスタ5はダイオード接続されているとともに、そのベースにはPNP型のトランジスタ6のベースが接続されており、トランジスタ5及び6でカレントミラー回路を構成している。トランジスタ5及び6のエミッタには電源電圧VCCが印加されている。
【0014】
演算増幅器7は、非反転入力端子が抵抗8を介して切り換えスイッチ1の端子Bに接続されており、反転入力端子には基準電圧VBが印加されている。尚、基準電圧VA及びVB、並びに、コンパレータCOMPの出力電圧のハイレベルVH及びローレベルVLの関係は、VL=0、VL<VA<VB<VH、かつ、VA+VB=VHになっている。
【0015】
PNP型のトランジスタ9は、ベースが演算増幅器7の出力側に接続されており、エミッタが演算増幅器7の非反転入力端子に接続されており、コレクタがNPN型のトランジスタ10のコレクタに接続されている。トランジスタ10はダイオード接続されているとともに、そのベースにはNPN型のトランジスタ11のベースが接続されており、トランジスタ10及び11でカレントミラー回路を構成している。トランジスタ10及び11のエミッタは接地されている。
【0016】
演算増幅器12は、非反転入力端子が抵抗13を介して切り換えスイッチ1の端子Cに接続されており、反転入力端子には基準電圧VBが印加されている。PNP型のトランジスタ14は、ベースが演算増幅器12の出力側に接続されており、エミッタが演算増幅器12の非反転入力端子に接続されており、コレクタがNPN型のトランジスタ15のコレクタに接続されている。
【0017】
トランジスタ15はダイオード接続されているとともに、そのベースにはNPN型のトランジスタ16のベースが接続されており、トランジスタ15及び16でカレントミラー回路を構成している。トランジスタ15及び16のエミッタは接地されている。
【0018】
PNP型のトランジスタ17はダイオード接続されており、そのコレクタはトランジスタ16のコレクタに接続されている。PNP型のトランジスタ18のベースはトランジスタ17のベースに接続されており、トランジスタ17及び18でカレントミラー回路を構成している。トランジスタ17及び18のエミッタには電源電圧VCCが印加されている。
【0019】
演算増幅器19は、第1の非反転入力端子が切り換えスイッチ1の端子Cに接続されており、第2の非反転入力端子には基準電圧VAが印加されている。尚、演算増幅器19では、第1の非反転入力端子の電圧が第2の非反転入力端子の電圧よりも低いときには、第1の非反転入力端子の電圧と反転入力端子の電圧との電圧差を増幅して出力し、一方、第1の非反転入力端子の電圧が第2の非反転入力端子の電圧以上であるときには、第2の非反転入力端子の電圧と反転入力端子の電圧との電圧差を増幅して出力する。
【0020】
NPN型のトランジスタ20は、ベースが演算増幅器19の出力側に接続されており、エミッタが抵抗21を介して接地されているとともに演算増幅器19の反転入力端子に接続されており、コレクタがPNP型のトランジスタ22のコレクタに接続されている。
【0021】
トランジスタ22はダイオード接続されているとともに、そのベースにはトランジスタ23のベースが接続されており、トランジスタ22及び23でカレントミラー回路を構成している。トランジスタ22及び23のエミッタには電源電圧VCCが印加されている。
【0022】
NPN型のトランジスタ24はダイオード接続されており、そのコレクタはトランジスタ23のコレクタに接続されている。NPN型のトランジスタ25のベースはトランジスタ24のベースに接続されており、トランジスタ24及び25でカレントミラー回路を構成している。トランジスタ24及び25のエミッタは接地されている。
【0023】
トランジスタ6、11、18、及び、25のコレクタは、一端が接地されたコンデンサ26の他端に共通に接続されている。そして、コンデンサ26の両端の電圧VCが波形整形回路WSの出力電圧となる。波形整形回路WSの出力電圧はバッファアンプBAを介してトランジスタTrのゲートに与えられる。
【0024】
以上の構成により、波形整形回路WSにおいては、図3に示すように、コンパレータCOMPの出力電圧OCOMPがローレベルVLからハイレベルVHに立ち上がる際には、トランジスタ6のコレクタ電流I1は、抵抗4、8、13、21の各抵抗値をそれぞれRとすれば、OCOMP<VAであればI1=OCOMP/R、VA≦OCOMPであればI1=VA/Rであり、また、トランジスタ11のコレクタ電流I2は、OCOMP≦VBであればI2=0、VB<OCOMPであればI2=(OCOMP−VB)/Rであり、また、トランジスタ18のコレクタ電流I3、及び、トランジスタ25のコレクタ電流I4は、I3=I4=0であるので、コンデンサ26に流れ込む電流ICは、OCOMP<VAである間はIC=OCOMP/RとなってOCOMPの上昇に伴って増加し、OCOMP=VAとなった時点でIC=VA/Rとなって一定となり、さらに、OCOMPが上昇してVB<OCOMPとなるとIC=VA/R−(OCOMP−VB)/RとなってOCOMPの上昇に伴って減少し、OCOMPがハイレベルVHになったときにはIC=0となる。
【0025】
また、コンパレータCOMPの出力電圧OCOMPがハイレベルVHからローレベルVLに立ち下がる際には、I1=I2=0であり、また、VB<OCOMPであればI3=(OCOMP−VB)/R、OCOMP≦VBであればI3=0であり、また、VA≦OCOMPであればI4=VA/R、OCOMP<VAであればI4=OCOMP/Rであるので、コンデンサ26に流れ込む電流ICは、VB<OCOMPである間はIC=(OCOMP−VB)/R−VA/RとなってOCOMPの下降に伴って減少し、OCOMP=VBとなった時点でIC=−VA/Rとなって一定となり、さらに、OCOMPが下降してOCOMP<VAとなるとIC=−OCOMP/RとなってOCOMPの下降に伴って増加し、OCOMPがローレベルVLになったときにはIC=0となる。
【0026】
そして、コンデンサ26の電圧VCは、コンデンサ26に流れ込む電流ICを積分したものとなることから、その波形は図3に示すように、コンパレータCOMPの出力電圧OCOMPの波形をなまらせたものとなる。
【0027】
したがって、トランジスタTrのゲートには、コンパレータCOMPから出力される信号が高周波成分が取り除かれた後に与えられるので、出力電圧VOUTに発生する図5に示したような高周波ノイズNを大幅に抑制することができるようになる。これにより、本実施形態のスイッチングレギュレータは、オーディオ、映像等の分野の電気機器に電力を供給する電源装置として使用できるようになる。
【0028】
尚、スイッチング素子をON/OFFさせる信号を上記実施形態とは異なる方式でなまらせる構成であってもよい。また、波形整形回路WSの出力をバッファアンプBAを介さずにトランジスタTrのゲートに接続するようにして、トランジスタTrの入力容量を用いることにより、コンデンサ26を省略またはコンデンサ26の容量値を小さくするようにしてもよい。また、スイッチング素子としてのトランジスタはバイポーラトランジスタであってもよい。また、上記実施形態は出力電圧が入力電圧よりも低くなる降圧型のスイッチングレギュレータに本発明を適用したものであったが、出力電圧が入力電圧よりも高くなる昇圧型のスイッチングレギュレータに適用しても構わない。また、入力電圧の逆極性を出力する極性逆転型のスイッチングレギュレータに適用しても構わない。
【0029】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のスイッチングレギュレータによれば、スイッチング素子をON/OFFさせる信号から高周波成分が取り除かれるので、出力電圧に発生する高周波ノイズを大幅に抑制することができる。これにより、スイッチングレギュレータをオーディオ、映像等の分野の電気機器に電力を供給する電源装置として使用できるようになる。これは、スイッチングレギュレータはシリーズレギュレータよりも効率が良いので、電池を電源とするポータブル機器にとって非常に有効なことである。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の一実施形態であるスイッチングレギュレータの回路図である。
【図2】 波形整形回路の一構成例を示す回路図である。
【図3】 図1に示すスイッチングレギュレータの各部の信号の波形図である。
【図4】 従来例のスイッチングレギュレータの回路図である。
【図5】 図3に示すスイッチングレギュレータの各部の信号の波形図である。
【符号の説明】
1 切り替えスイッチ
2 演算増幅器
3 NPN型のトランジスタ
4 抵抗
5、6 PNP型のトランジスタ
7 演算増幅器
8 抵抗
9 PNP型のトランジスタ
10、11 NPN型のトランジスタ
12 演算増幅器
13 抵抗
14 PNP型のトランジスタ
15、16 NPN型のトランジスタ
17、18 PNP型のトランジスタ
19 演算増幅器
20 NPN型のトランジスタ
21 抵抗
22、23 PNP型のトランジスタ
24、25 NPN型のトランジスタ
26 コンデンサ
EA エラーアンプ
COMP コンパレータ
TPG 三角波発生回路
BA バッファアンプ
Tr PチャネルのMOS型FET
D ダイオード
L コイル
C コンデンサ
Claims (1)
- スイッチング素子と、
前記スイッチング素子をON/OFFさせるためにハイレベルとローレベルとの間で電圧レベルが遷移される入力信号の波形をなまらせることで、前記スイッチング素子のON/OFF制御を行うためのスイッチ制御信号を生成し、これを前記スイッチング素子に対して出力する波形整形回路と、を有し、
前記波形整形回路は、
前記入力信号の電圧レベルが第一の基準電圧よりも低ければ、前記入力信号の電圧レベルに応じた第一電流を出力し、前記入力信号の電圧レベルが第一の基準電圧と同一或いはこれよりも高ければ、第一の基準電圧に応じた第一電流を出力する第一の電流出力部と;
前記入力信号の電圧レベルが第二の基準電圧よりも低ければ、第二電流をゼロ値とし、前記入力信号の電圧レベルが第二の基準電圧と同一或いはこれよりも高ければ、前記入力信号の電圧レベルから第二の基準電圧を差し引いた差分電圧に応じた第二電流を出力する第二の電流出力部と;
前記スイッチング素子と接地電位端との間に接続され、前記第一電流と前記第二電流との差電流によって充放電され、その端子電圧が前記スイッチ制御信号として引き出されるキャパシタと;
を有して成り、
前記入力信号のハイレベルをV H 、ローレベルをV L 、第一の基準電圧をV A 、及び、第二の基準電圧をV B とした場合、V L =0、V L <V A <V B <V H 、かつ、V A +V B =V H となるように設定されていることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000057984A JP3998394B2 (ja) | 2000-02-29 | 2000-02-29 | スイッチングレギュレータ |
US09/793,393 US6441596B1 (en) | 2000-02-29 | 2001-02-27 | Switching regulator with reduced high-frequency noise |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000057984A JP3998394B2 (ja) | 2000-02-29 | 2000-02-29 | スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001251848A JP2001251848A (ja) | 2001-09-14 |
JP3998394B2 true JP3998394B2 (ja) | 2007-10-24 |
Family
ID=18578646
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000057984A Expired - Fee Related JP3998394B2 (ja) | 2000-02-29 | 2000-02-29 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6441596B1 (ja) |
JP (1) | JP3998394B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7656217B2 (en) * | 2007-11-05 | 2010-02-02 | Ili Technology Corp. | Voltage level clamping circuit and comparator module |
US20090287246A1 (en) * | 2008-05-14 | 2009-11-19 | Depuy Mitek, Inc. | Knotless interface for threaded anchor |
JP5152761B2 (ja) * | 2008-09-08 | 2013-02-27 | トレックス・セミコンダクター株式会社 | 昇圧形スイッチング電源回路 |
US8334659B2 (en) * | 2009-12-10 | 2012-12-18 | General Electric Company | Electronic driver dimming control using ramped pulsed modulation for large area solid-state OLEDs |
WO2017020286A1 (zh) * | 2015-08-06 | 2017-02-09 | 杨东佐 | 一种锁紧螺母、止转结构、紧固连接组件及结构、安装及拆卸方法、轨道结构、曲轴连杆机构、骨连接装置及骨连接方法、连接轴装置、车轮骨架、自行车珠堵及珠堵装置及车轮架 |
JP6985600B2 (ja) * | 2018-01-25 | 2021-12-22 | 富士通株式会社 | 波形成形回路、半導体装置及びスイッチング電源装置 |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4536700A (en) * | 1984-03-28 | 1985-08-20 | United Technologies Corporation | Boost feedforward pulse width modulation regulator |
JPH04175908A (ja) * | 1990-11-09 | 1992-06-23 | Mitsubishi Electric Corp | スイッチング・レギュレータ |
JPH06311736A (ja) * | 1993-04-19 | 1994-11-04 | Fujitsu Ltd | Dc/dcコンバータ |
US5777503A (en) * | 1996-02-22 | 1998-07-07 | Compaq Computer Corporation | Pulse width modulation bias to minimize effect of noise due to ramp switching |
EP0871328B1 (en) * | 1997-04-09 | 2003-08-13 | STMicroelectronics S.r.l. | Control of the output power of a dc-dc converter upon varying the switching frequency |
JP3467679B2 (ja) * | 1998-05-11 | 2003-11-17 | 株式会社豊田自動織機 | Dc/dc変換器 |
DE19920307A1 (de) * | 1999-05-03 | 2000-11-16 | St Microelectronics Gmbh | Elektrische Schaltung zum Steuern einer Last |
US6115274A (en) * | 1999-06-01 | 2000-09-05 | Lucent Technologies Inc. | Frequency modulation controller for single-switch, polyphase, DCM boost converter and method of operation thereof |
US6229293B1 (en) * | 1999-10-08 | 2001-05-08 | National Semiconductor Corporation | DC-to-DC converter with current mode switching controller that produces ramped voltage with adjustable effective ramp rate |
-
2000
- 2000-02-29 JP JP2000057984A patent/JP3998394B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-02-27 US US09/793,393 patent/US6441596B1/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US6441596B1 (en) | 2002-08-27 |
JP2001251848A (ja) | 2001-09-14 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20041116 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060823 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
A521 | Written amendment |
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|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070508 |
|
A521 | Written amendment |
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|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100817 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110817 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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