DE102011088654A1

DE102011088654A1 - Steuerung eines Schaltwandlers

Info

Publication number: DE102011088654A1
Application number: DE102011088654A
Authority: DE
Inventors: Cristian Garbossa; Marco Flaibani; Andrea Vecchiato; Enrico Orietti
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2010-12-17
Filing date: 2011-12-15
Publication date: 2012-06-21
Also published as: CN102545606A; US20120153919A1

Abstract

Es wird ein Verfahren zum Steuern eines Schaltwandlers beschrieben, welches dazu ausgebildet ist, eine Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung, welche einer Last zugeführt wird, nach Maßgabe eines Schaltsignals zu konvertieren. Der Schaltwandler ist dazu ausgebildet, in einem Pulsweitemodulations-Modus (PWM-Modus) oder, alternativ, in einem Pulsfrequenzmodulations-Modus (PFM-Modus) zu arbeiten. Das Verfahren umfasst im PWM-Modus das Erzeugen eines PWM-Signals mit einer vordefinierten konstanten Schaltfrequenz als Schaltsignal. Das PWM-Signal hat einen Duty-Cycle, der derart geregelt wird, dass die Ausgangsspannung des Schaltwandlers zumindest näherungsweise einer Soll-Ausgangsspannung entspricht vorausgesetzt, dass der Duty-Cycle (auch) derart geregelt wird, dass er nicht unter einen vordefinierten minimalen Duty-Cycle-Wert fällt. Die Ausgangsspannung wird überwacht und es wird in den PFM-Modus umgeschaltet, wenn die Ausgangsspannung einen vordefinierten ersten Schwellwert erreicht oder überschreitet. Das Verfahren umfasst – im PFM-Modus – des Weiteren das Überwachen der Ausgangsspannung und das Erzeugen einer Serie von Pulsen mit einer vordefinierten konstanten Pulsweite als Schaltsignal. Ein Puls wird jedes Mal dann erzeugt, wenn die Ausgangsspannung auf einen vordefinierten zweiten Schwellwert fällt. Die Frequenz des Schaltsignals wird überwacht und es wird in den PWM-Modus umgeschaltet, wenn die Frequenz des Schaltsignals einen vordefinierten Frequenzschwellwert erreicht oder überschreitet.

Description

Die vorliegende Beschreibung betrifft die Steuerung des Schaltbetriebs von Schaltwandlern (switched mode power supplies, SMPS) zur Sicherstellung eines effizienten Betriebs derselben. Die Beschreibung betrifft insbesondere Schaltwandler mit Steuer- bzw. Betriebsmodi, welche zur Erzeugung von Schaltsignalen entweder eine Pulsweitenmodulation (PWM) oder eine Pulsfrequenzmodulation (PFM) verwenden.
Strenge Anforderungen im Bezug auf den Wirkungsgrad von Stromversorgungen brachten in den letzten Jahren die Verwendung von Schaltwandlern (SMPS, ”switched mode power supplies”, auch als Konverter bzw. ”switching converter” bezeichnet) in den Fokus der Aufmerksamkeit. Der tatsächliche Wirkungsgrad eines Schaltwandlers hängt jedoch von der Steuerung ab, die die Schaltzeitpunkte des Halbleiterschalters (bzw. der Halbleiterschalter), welche vom Schaltwandler umfasst sind, bestimmt. Vermutlich der am Weitesten verbreitete Ansatz zum Steuern eines Schaltwandlers ist die Pulsweitenmodulation (PWM), welche sehr einfach zu implementieren ist. Jedoch garantiert die Verwendung einer Pulsweitenmodulation zum Steuern eines Schaltwandlers und folglich zum Regeln der Ausgangsspannung und des Ausgangsstroms einen hohen Wirkungsgrad über einen weiten Bereich von Ausgangsströmen nicht.
Eine PWM-basierte Steuerungseinheit (controller unit) arbeitet bei einer festen Frequenz (PWM-Frequenz), während das Tastverhältnis (auch Duty-Cycle genannt) eines rechteckigen PWM-Signals moduliert wird, um die Ausgangsspannung (oder den Ausgangsstrom) der schaltenden Stromversorgung zu regeln. Der Wirkungsgrad des Leistungswandlers nimmt bei geringen Ausgangsströmen rapide ab, da die Ansteuerverluste konstant bleiben (d. h. die Verluste im Bezug auf das Ein- und Ausschalten der in der Ausgangsstufe des Schaltwandlers verwendeten Halbleiterschalter). Um den Beitrag der Ansteuerverluste zu den Gesamtverlusten (alle verbleibenden Verluste hängen im Wesentlichen von der Höhe des Ausgangsstromes ab und sinken damit bei fallendem Ausgangsstrom) zu verringern, kann eine Pulsfrequenzmodulation (PFM) zum Steuern des Halbleiterschalters (der Halbleiterschalter), der (die) von der Ausgangsstufe des Schaltwandlers umfasst sind, verwendet werden.
Eine Steuereinheit, welche PFM verwendet, reduziert das Tastverhältnis (den Duty-Cycle) durch Reduzieren der Schaltfrequenz, während die Einschaltzeit konstant gehalten wird, statt die Einschaltzeit bei konstanter Frequenz zu verringern, wie dies bei Verwendung einer PWM-Steuerung gemacht wird. Der Wirkungsgrad einer PFM-Steuerung wird jedoch zunehmend schlechter bei hohen Ausgangsströmen, da die Schaltfrequenz (und folglich die Schalt- und Ansteuerverluste) mit dem Ausgangsstrom steigen.
Eine Gesamtbetrachtung der obigen Ausführungen führt zu der Folgerung, dass eine PWM-Steuerung bei hohen Ausgangsströmen (im Hinblick auf die Wirkungsgrad) effizienter ist als eine PFM-Steuerung, wohingegen eine PFM-Steuerung bei niedrigen Ausgangsströmen effizienter ist. Es wurden Steuereinheiten für die Verwendung in Schaltwandlern vorgeschlagen, welche sowohl eine PFM-Steuereinheit, als auch eine PWM-Steuereinheit umfassen, um so von den Vorteilen beider Typen zur Schaltwandler-Steuerung zu profitieren. Die Komplexität der Implementierung solcher kombiniert PWM/PFM-gesteuerten Schallwandler ist jedoch in unerwünschtem Maße hoch und benötigen zusätzliche Hardware zur Detektierung jener Bedingungen, welche ein Umschalten von einem PWM-Modus in einen PFM-Modus (und umgekehrt) auslösen. Des Weiteren können manche Implementierungen zu einem unerwünschten Hin- und Herschalten (auch als Toggling bezeichnet) zwischen den beiden Steuermodi führen.
Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht darin, einen Schaltwandler zur Verfügung zu stellen mit einer Steuerung, welche einen verbesserten Wirkungsgrad über einen weiten Bereich von Ausgangsströmen ermöglicht.
Diese Aufgabe wird durch das Verfahren gemäß Anspruch 1 sowie durch die Steuereinheit gemäß Anspruch 8 gelöst. Verschiedene Ausführungsbeispiele und Weiterentwicklungen der vorliegenden Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung betrifft ein Verfahren zum Steuern eines Schaltwandlers, welches dazu ausgebildet ist, eine Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung, welche einer Last zugeführt wird, nach Maßgabe eines Schaltsignals zu konvertieren. Der Schaltwandler ist dazu ausgebildet, in einem Pulsweitemodulations-Modus (PWM-Modus) oder, alternativ, in einem Pulsfrequenzmodulations-Modus (PFM-Modus) zu arbeiten. Das Verfahren umfasst im PWM-Modus das Erzeugen eines PWM-Signals mit einer vordefinierten konstanten Schaltfrequenz als Schaltsignal. Das PWM-Signal hat einen Duty-Cycle, der derart geregelt wird, dass die Ausgangsspannung des Schaltwandlers zumindest näherungsweise einer Soll-Ausgangsspannung entspricht vorausgesetzt, dass der Duty-Cycle (auch) derart geregelt wird, dass er nicht unter einen vordefinierten minimalen Duty-Cycle-Wert fällt. Die Ausgangsspannung wird überwacht und es wird in den PFM-Modus umgeschaltet, wenn die Ausgangsspannung einen vordefinierten ersten Schwellwert erreicht oder überschreitet. Das Verfahren umfasst – im PFM-Modus – des Weiteren das Überwachen der Ausgangsspannung und das Erzeugen einer Serie von Pulsen mit einer vordefinierten konstanten Pulsweite als Schaltsignal. Ein Puls wird jedes Mal dann erzeugt, wenn die Ausgangsspannung auf einen vordefinierten zweiten Schwellwert fällt. Die Frequenz des Schaltsignals wird überwacht und es wird in den PWM-Modus umgeschaltet, wenn die Frequenz des Schaltsignals einen vordefinierten Frequenzschwellwert erreicht oder überschreitet.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung betrifft eine Steuerschaltung zum Steuern eines Schaltwandlers, der dazu ausgebildet ist, eine Eingangsspannung in eine Ausgangsspannung, welche einer Last zugeführt werden kann, nach Maßgabe eines Schaltsignals zu konvertieren. Die Steuerschaltung und somit der Schaltwandler, sind dazu ausgebildet, in einem PWM-Modus oder, alternativ, in einem PFM-Modus zu arbeiten. Die Steuerschaltung ist – im PWM-Modus – dazu ausgebildet, als Schaltsignal ein PWM-Signal einer vordefinierten konstanten Frequenz zu erzeugen. Das PWM-Signal hat einen Duty-Cycle, der derart geregelt ist, dass die Ausgangsspannung des Schaltwandlers zumindest näherungsweise einer Soll-Ausgangsspannung entspricht mit der Maßgabe, dass der Duty-Cycle derart geregelt ist, dass er nicht unter einen minimalen Duty-Cycle-Wert fällt. Die Steuerschaltung ist – im PWM-Modus – weiter dazu ausgebildet, die Ausgangsspannung zu überwachen und in den PFM-Modus umzuschalten, wenn die Ausgangsspannung einen vordefinierten ersten Schwellenwert überschreitet. Die Steuerschaltung ist – im PFM-Modus – dazu ausgebildet, die Ausgangsspannung zu überwachen und als Schaltsignal eine Serie von Pulsen einer definierten konstanten Pulsweite zu erzeugen. Ein Puls wird jedes Mal dann erzeugt, wenn die Ausgangsspannung auf einen vordefinierten zweiten Schwellwert fällt. Die Steuerschaltung ist – im PFM-Modus – weiter dazu ausgebildet, die Frequenz des Schaltsignals zu überwachen und in den PWM-Modus umzuschalten, wenn die Frequenz des Schaltsignals einen vordefinierten Frequenzschwellwert überschreitet.
Die Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die folgende Beschreibung und die Abbildungen näher erläutert. Die in den Abbildungen dargestellten Komponenten sind nicht notwendigerweise als Einschränkung zu verstehen, vielmehr wird Wert darauf gelegt, das der Erfindung zugrundeliegende Prinzip darzustellen.
1 ist ein schematisches Diagramm, welches einen Standardschaltwandler (1a) und eine entsprechende Steuerschaltung ( 1b) illustriert, die in einer SMPS enthalten sein können;
2 ist ein Diagramm, welches den Wirkungsgrad der Leistungsumwandlung durch einen Schaltwandler für Steuerungen, die eine Pulsweitenmodulation (PWM) verwenden, sowie für Steuerungen, welche eine Pulsfrequenzmodulation (PFM) verwenden, illustriert;
3 ist ein Diagramm, welches die Bedingungen zum Wechsel von einer PWM-Steuerung zu einer PFM-Steuerung und umgekehrt zeigt, wobei im dargestellten Beispiel in beiden Steuermodi das Schaltsignal die gleiche minimale Einschaltzeit aufweist;
4 zeigt Zeitdiagramme zur Darstellung des Verlaufs des Ausgangsstroms, des Schaltsignals und der Ausgangsspannung über der Zeit beim Wechsel von einer PWM-Steuerung zu einer PFM-Steuerung;
5 umfasst Zeitdiagramme zur Darstellung des Verlaufs des Ausgangsstroms, des Schaltsignals und der Ausgangsspannung über der Zeit beim Wechsel von einer PFM-Steuerung zu einer PWM-Steuerung;
6 ist ein schematisches Diagramm, welches ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel einer kombinierten PWM/PFM-Schaltsteuerung zeigt;
7 ist ein schematisches Diagramm eines PFM-Reglers, der eine Alternative zu dem PFM-Regler aus 6 darstellt und der eine Begrenzung der PFM-Frequenz während des PFM-Steuermodus ermöglicht; und
8 illustriert das Konzept des Begrenzens der Frequenz (frequency clamping) während des PFM-Steuermodus anhand eines Zeitdiagramms.
In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder ähnliche Komponenten bzw. Signale mit gleicher oder ähnlicher Bedeutung.
Der Aufbau und die Verwendung der bevorzugten Ausführungsbeispiele wird in der Folge detailliert beschrieben. Es ist jedoch zu bemerken, dass die vorliegende Erfindung viele unterschiedliche zur Erfindung gehörende Einzelmerkmale umfasst, welche in einer großen Vielzahl unterschiedlicher Zusammenhänge, auch unabhängig voneinander, eingesetzt werden können. Die im Folgenden diskutierten spezifischen Ausführungsbeispiele sind lediglich als illustrative Beispiele zu sehen und beschränken den Aufbau und die Anwendung der Erfindung nicht.
1a zeigt die Topologie eines gebräuchlichen Tiefsetzstellers (buck converter) als ein Beispiel eines Schaltwandlers. Es ist jedoch festzuhalten, dass die vorliegende Erfindung nicht auf Stromversorgungen (SMPS, switched mode power supplies) mit Tiefsetzstellern beschränkt ist. Das der Erfindung zugrunde liegende Konzept kann in einfacher Weise auch auf andere Typen von Schaltwandlern angewandt werden wie z. B. Hochsetzsteller (boost converter), Tief-Hochsetzsteller (buck-boost converter), Ćuk-Konverter, Flyback-Konverter, SEPIC-Konverter (SEPIC = single ended primary inductance converter), etc. Im Allgemeinen umfasst ein Schaltwandler zumindest ein Schaltelement, in dem in 1 dargestellten Beispiel sind dies ein MOS-Transistor T_SW und eine Freilaufdiode D_FW. Des Weiteren umfassen Schaltwandler typischerweise zumindest eine Induktivität, in dem in 1 dargestellten Beispiel ist dies die Spule L_SW. Ein Ausgangskondensator C_OUT kann zur Entkopplung vorgesehen sein. Ein derartiger Kondensator kann abhängig von der Last (in 1 nicht gezeigt), die am Ausgang des Schaltwandlers anschließbar ist, notwendig sein oder auch nicht. Zumindest eines der Schaltelemente (im Beispiel der 1 nur der MOS-Transistor T_SW) kann aktiv ein- und ausgeschaltet werden nach Maßgabe eines Ansteuersignals, welches beispielsweise von der Gatetreiberschaltung 21 nach Maßgabe eines entsprechenden, der Gatetreiberschaltung 21 zugeführten Schaltsignals (z. B. ein PWM oder ein PFM-Signal) erzeugt wird.
Bei den meisten Typen von Schaltwandlern hängt die Ausgangsspannung V_OUT des Wandlers 20 von dem Verhältnis zwischen der durchschnittlichen Einschaltzeit und der durchschnittlichen Ausschaltzeit des Schaltelements (z. B. des MOS-Transistors T_SW) ab. Im Kontext eines pulsweitenmodulierten Schaltsignals (PWM-Signal) wird dieses Verhältnis üblicherweise durch den Duty-Cycle (das Taktverhältnis) repräsentiert, welches als durchschnittliche relative Einschaltzeit angesehen werden kann und üblicherweise in Prozent angegeben wird (d. h. die Einschaltzeit in Prozent der gesamten PWM-Taktperiode). Ein Duty-Cycle-Wert kann jedoch jedem beliebigen Rechteck-Schaltsignal zugeordnet werden unabhängig von der Modulationsart.
Um eine geregelte Ausgangsspannung V_OUT zu erzeugen, wird üblicherweise eine Steuerschaltung 10 (siehe 1b) verwendet, welche eine Rückkoppelschaltung (Feedback-Schaltung) umfasst, die dazu ausgebildet ist, ein geeignetes Schaltsignal (z. B. ein PWM-Signal oder ein PFM-Signal) zu erzeugen abhängig von der tatsächlichen Ausgangsspannung V_OUT und einem Referenzsignal. Beispielsweise regeln hinlänglich bekannte PWM-Steuerschaltungen den Duty-Cycle eines PWM-Schaltsignals derart, dass die Differenz zwischen dem Referenzsignal und der tatsächlichen Ausgangsspannung V_OUT sich dem Wert Null annähert. Des Weiteren kann der tatsächliche Spulenstrom i_LSW bei der Erzeugung des Schaltsignals ebenso in Betracht gezogen werden im Falle einer ”anspruchsvolleren” Regelschleife, welche diese zusätzliche Strominformation verwendet.
Wie bereits erwähnt, ist bei hohen Ausgangsströmen eine PWM-gesteuerte Leistungswandlung (im Hinblick auf den Wirkungsgrad) effizienter als eine PFM-gesteuerte, wohingegen bei niedrigen Ausgangsströmen eine PFM-gesteuerte Leistungswandlung effizienter ist. Diese Tatsache ist in dem in 2 dargestellten Diagramm gezeigt, in dem die Wirkungsgrade der Leistungswandler sowohl für PWM-gesteuerte als auch für PFM-gesteuerte Leistungswandlung dargestellt sind. Die gestrichelte Linie zeigt den Wirkungsgrad abhängig vom Ausgangsstrom des Leistungswandlers bei Verwendung einer PWM-Steuerung, wohingegen die strichpunktierte Linie den Wirkungsgrad abhängig vom Ausgangstrom des Leistungswandlers bei Verwendung einer PFM-Steuerung zeigt. Für Ausgangsstromwerte links vom Schnittpunkt der beiden Linien ist eine PFM-Steuerung effizienter (im Hinblick auf den Wirkungsgrad), wohingegen für Ausgangsströme rechts vom Schnittpunkt der beiden Linien eine PWM-Steuerung bessere Ergebnisse liefert.
Angesicht der oben erläuterten Gründe wurden Steuereinheiten für Schaltwandler vorgeschlagen, welche sowohl eine PFM-Steuereinheit als auch eine PWM-Steuereinheit umfassen, um von den Vorzügen beider Arten der Steuerung eines Schaltwandlers zu profitieren. Jedoch ist die Komplexität der Implementierung derartiger PWM-/PFM-gesteuerten Schaltwandler in unerwünschtem Maße hoch und benötigt zusätzliche Hardware zur Bestimmung der Betriebsbedingungen, welche das Umschalten von dem PWM-Modus auf den PFM-Modus (und umgekehrt) bestimmen. Des Weiteren tendieren manche Implementierungen zu einem unerwünschten Hin- und Herschalten zwischen den beiden Steuerungsmodi.
3 ist ein Diagramm, in dem die Bedingungen für einen Übergang von einer PWM-Steuerung zu einer PFM-Steuerung (und umgekehrt) dargestellt sind. Diese Bedingungen können in den unterschiedlichen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung detektiert werden, um zu bestimmen, wann von einem PWM-Steuerungsmodus (PWM control mode, PWM-Modus) in einen PFM-Steuerungsmodus (PFM control mode, PFM-Modus) und wieder zurück in den PWM-Steuerungsmodus umgeschaltet werden soll. Entsprechend dem in 3 dargestellten Beispiel geschieht der Übergang von einer PWM-Steuerung auf eine PFM-Steuerung auf sanfte Weise (smoothly), wenn der Ausgangsstrom des Schaltwandlers unter einen vordefinierten Stromschwellwert i_PWM2PFM fällt. Der Übergang von der PFM-Steuerung zur PWM-Steuerung findet statt, wenn die (variable) Schaltfrequenz f_PFM im PFM-Steuerungsmodus einen vordefinierten Frequenzschwellwert f_PFM2PWM überschreitet. Um ein unerwünschtes Hin- und Herschalten (Toggling) zu verhindern, wird der vordefinierte Frequenzschwellwert f_PFM2PWM derart gewählt, dass der korrespondierende Ausgangsstrom i_PFM2PWM größer ist als der oben erwähntet Stromschwellwert i_PWM2PFM. Folglich wird eine kleine Hysterese erreicht und ein Toggling vermieden.
Es ist zu beachten, dass die erwähnten Stromschwellwerte mit Hilfe einfacher Berechnungen, welche die Konverter-Topologie (Buck-Konverter, Boost-Konverter) berücksichtigen, analytisch ausgewertet werden können unter Verwendung bekannter Werte für die Filterkomponenten der Schaltwandler (Spule L_SW, Kondensator C_OUT etc.) und den Betriebsspannungen (V_IN, V_OUT)^. Im Falle eines Tiefsetzstellers (Buck-Converter) zeigen die folgenden Formeln die Fähigkeit des vorgeschlagenen Ansatzes, durch das Schaltungsdesign eine fixe und definierte Hysterese in Bezug auf die Stromschwellwerte zu garantieren, wobei der Stromschwellwert i_PFM2PWM direkt proportional zu der als Frequenzschwellwert gewählten Frequenz f_PFM2PWM ist.
Unter der Annahme, dass die Schaltsignale im PWM-Betrieb und im PFM-Betrieb die gleichen minimalen Einschaltzeiten T_ONmin aufweisen, können die folgenden Formeln hergeleitet werden:

was demonstriert, dass die Hysterese in Bezug auf die Stromschwellwerte durch das Verhältnis f_PFM2PWM zu f_PWM eingestellt werden kann.
Im Falle unterschiedlicher Einschaltzeiten während der beiden Steuermodi (T_ONmin-PWM während der PWM-Steuerung und T_ONmin-PFM während der PFM-Steuerung) können die Stromschwellwerte wie folgt berechnet werden:
Folglich kann die Ungleichung
mit sogar weniger strengen Randbedingungen im Hinblick auf den PFM-zu-PWM-Frequenzschwellwert f_PFM2PWM erfüllt werden. Der Frequenzschwellwert f_PFM2PWM kann auch geringer sein als die PWM-Frequenz f_PWM _, wenn eine größere Einschaltzeit T_ONmin-PFM im PFM-Steuerungsmodus gewählt wird als im PWM-Steuerungsmodus. Dies hat eine geringe Verbesserung des Wirkungsgrades während des PFM-Steuerungsmodus zur Folge, da eine Reduzierung der Schaltfrequenz (ohne die Hysterese zu zerstören) und folglich der Ansteuer- und Schaltverluste möglich ist.
Die Bedingungen für einen Übergang von dem PWM-Steuerungsmodus in den PFM-Steuerungsmodus und umgekehrt können wie folgt zusammengefasst werden:

Bedingung 1: i_OUT < i_PWM2PFM → Umschalten in den PFM-Steuerungsmodus

Bedingung 2: i_OUT > i_PFM2PWM → Umschalten in den PWM-Steuerungsmodus.
Die zweite ”Bedingung 2” ist äquivalent zur

Bedingung 2a: f_PFM > f_PFM2PWM → Umschalten in den PWM-Steuerungsmodus.
Zu detektieren, ob der Ausgangsstrom i_OUT unter den Stromschwellwert i_PWM2PFM gefallen ist, würde eine unerwünscht komplexe Detektionsschaltung zur Folge haben. Es wurde herausgefunden, dass, um die Sache zu vereinfachen, die Auswertung der ”Bedingung 1” ersetzt werden kann durch die Auswertung einer äquivalenten Bedingung ”Bedingung 1a”, welche lediglich das Vergleichen der Ausgangsspannung V_OUT mit einer Referenzspannung V_PWM2PFM erfordert. Zu diesem Zweck ist – im PWM-Steuerungsmodus – die Steuerschaltung dazu ausgebildet, zu verhindern, dass der Duty-Cycle des Schaltsignals PWM unter einen minimalen Duty-Cycle-Wert D_MIN fällt, der einer minimalen Einschaltzeit T_ONmin sowie auch dem Stromschwellwert i_PWM2PFM entspricht. Den Betrieb im PWM-Steuerungsmodus vorausgesetzt und unter der Annahme eines fallenden Ausgangsstroms i_OUT muss der Duty-Cycle des Schaltsignals nach Maßgabe des Ausgangstroms i_OUT kleiner werden, um die Ausgangsspannung V_OUT auf dem gewünschten konstanten Pegel zu halten. Wenn der Ausgangsstrom i_OUT den Stromschwellwert i_PWM2PFM erreicht, erreicht (z. B. aufgrund entsprechender Auslegung von T_ONmin) der Duty-Cycle gleichzeitig auch seinen minimalen Duty-Cycle-Wert D_MIN. Wenn der Ausgangsstrom i_OUT weiter unter den Stromschwellwert i_PWM2PFM fällt, kann der Duty-Cycle nicht weiter reduziert werden und folglich beginnt die Ausgangsspannung V_OUT zu steigen, was sehr einfach detektierbar ist. Folglich kann die erste Bedingung ”Bedingung 1” ersetzt werden durch die äquivalente Bedingung ”Bedingung 1a”, nämlich
Bedingung 1a: V_OUT > V_PWM2PFM → Umschalten in den PFM-Steuer-Modus.
Gemäß den Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung werden die Bedingungen ”Bedingung 1a” und ”Bedingung 2a” ausgewertet, um zu entscheiden, ob in den PFM-Steuerungsmodus oder in den PWM-Steuerungsmodus umgeschaltet werden soll. Das resultierende Verhalten der Steuerschaltung 10 ist in den 4 und 5 dargestellt und wird in den folgenden Absätzen erläutert.
4 illustriert anhand eines Zeitdiagramms den Verlauf des Ausgangsstroms i_OUT des Schaltwandlers über der Zeit sowie das resultierende Schaltsignal und die Ausgangsspannung V_OUT. In dem in 4 dargestellten Beispiel ist das Schaltsignal anfangs ein PWM-Signal. Nach einem Rückgang des Ausgangsstroms i_OUT (zu einem Zeitpunkt t₂) wird der Steuerungsmodus umgeschaltet, danach ist das Schaltsignal ein PFM-Signal.
Für die folgende Erläuterung wird angenommen, dass die Steuerschaltung 10 anfangs in einem PWM-Steuerungsmodus arbeitet. Vor dem Zeitpunkt t₁ ist der Ausgangsstrom i_OUT gleich dem Wert i₁ und groß genug, um einen ”Continouus Conduction Mode” (CCM, nicht-lückender Betrieb) des Schaltwandlers zu gewährleisten. Die Steuerschaltung erzeugt daher als Schaltsignal ein PWM-Signal mit einem Duty-Cycle D₁, der geeignet ist, die Ausgangsspannung so zu regeln, dass diese auf dem erwünschten Pegel V_{REF_PWM} bleibt. Zum Zeitpunkt t₁ fällt plötzlich die Last und der Ausgangsstrom sinkt in der Folge auf einen Stromwert i₂, was den Schaltwandler dazu zwingt, in einem ”Discontinuous Conduction Mode” (DCM, Lückbetrieb) zu arbeiten. Die Steuerschaltung 10 reagiert daher auf den Rückgang des Ausgangsstroms mit einer weiteren Reduzierung des Duty-Cycles des PWM-Schaltsignals auf den Wert D₂, um die Ausgangsspannung V_OUT auf ihrem Soll-Pegel V_{REF_PWM} zu halten. Zum Zeitpunkt t₂ sinkt die Last weiter und der Ausgangsstrom i_OUT fällt in der Folge auf einen Stromwert i₃. Wie oben bereits erwähnt, kann der Duty-Cycle nicht unter den minimalen Duty-Cycle-Wert D_MIN fallen, was durch ein geeignetes Schaltungsdesign erreicht wird. In dem vorliegenden Beispiel wurde der minimale Duty-Cycle auf D_MIN = 0,2 gesetzt und folglich weist das Schaltsignal nun Pulse mit der minimalen Einschaltzeit T_ONmin auf. Als Konsequenz davon ist die Steuereinheit 10 nicht mehr weiter in der Lage, die Ausgangsspannung V_OUT so zu regeln, dass diese dem Soll-Spannungspegel V_{REF_PWM} entspricht (denn dazu wäre ein geringerer Duty-Cycle notwendig) und die Ausgangsspannung beginnt über den Soll-Spannungspegel V_{REF_PWM} hinaus zu steigen, während die Steuerschaltung weiter bei der PWM-Frequenz f_PWM = T_PWM ^–1 arbeitet. Der Anstieg der Ausgangsspannung kann auf einfache Weise mit Hilfe eines Komparators detektiert werden, der getriggert wird (siehe Zeitpunkt t₄ in 4), wenn die Ausgangsspannung V_OUT einen Spannungsschwellwert V_PWM2PFM erreicht. Abhängig von der tatsächlichen Anwendung kann der Anstieg der Ausgangsspannung innerhalb einer einzigen PWM-Taktperiode oder auch innerhalb mehrerer Taktperioden (PWM-Zyklen) detektiert werden. Das Triggern des Komparators leitet eine Umschaltung des Steuerungsmodus vom PWM-Steuerungsmodus in den PFM-Steuerungsmodus ein. Während des PFM-Steuerungsmodus erzeugt die Steuerschaltung 10 als Schaltsignale eine Serie von Pulsen definierter und konstanter Pulslänge (die nicht notwendigerweise der minimalen Einschaltzeit T_ONmin entsprechen muss), wobei immer dann ein Puls erzeugt wird, wenn die Ausgangsspannung V_OUT auf oder unter einen vordefinierten Schwellwert V_{REF_PFM} fällt, welcher geringer als, gleich dem oder größer als der Schwellwert V_PWM2PFM sein kann. Mit jedem Puls steigt die Ausgangsspannung V_OUT wieder geringfügig über den Schwellwert V_{REF_PFM} und fällt danach wieder auf den Schwellwert V_{REF_PFM} ab, wodurch eine geringfügige (jedoch tolerierbare) Welligkeit (Ripple) entsteht. Ein derartiges Verhalten der PFM-Steuerung ist erheblich einfacher zu implementieren, was den Nachteil der geringen, jedoch vorhandenen Welligkeit wettmacht, die in den meisten Anwendungen ohnehin vernachlässigbar ist. Während des PFM-Steuerungsmodus treten die Pulse wiederholt mit einer (vom Ausgangsstrom abhängigen) Frequenz f_PFM = T_PFM ^–1 auf. Wie oben bereits erwähnt entspricht der Spannungsschwellwert V_PWM2PFM einem korrespondierenden Stromschwellwert i_PWM2PFM (siehe 3).
Das in 5 dargestellte Beispiel zeigt wiederum anhand eines Zeitdiagramms den umgekehrten Wechsel des Steuerungsmodus, nämlich die Umschaltung vom PFM-Steuerungsmodus in den PWM-Steuerungsmodus nach einem plötzlichen Anstieg (siehe Zeitpunkt t₂, 5) des Ausgangsstroms i_OUT des Schaltwandlers. Im PFM-Steuerungsmodus ”antwortet” die Steuerschaltung auf den angestiegenen Ausgangsstrom i_OUT durch ein Erhöhen der Wiederholrate der Pulse, welche das Schaltsignal bilden, d. h. durch Erhöhen der PFM-Frequenz f_PFM. Wenn die PFM-Frequenz f_PFM einen Frequenzschwellwert f_PFM2PWM erreicht (oder überschreitet), dann wird eine Umschaltung des Steuerungsmodus vom PFM-Steuerungsmodus zurück in den PWM-Steuerungsmodus eingeleitet (siehe Zeitpunkt t₄ in 5). Es ist zu beachten, dass der Frequenzschwellwert f_PFM2PWM einem korrespondierenden Stromschwellwert f_PFM2PWM (siehe 3) entspricht. Beim Umschalten vom PFM-Modus in den PWM-Modus kann ein transientes Überschwingen der Ausgangsspannung beobachtet werden, welches ein Ergebnis der endlichen Einschwingzeit T_S der Spannungsregelung im PWM-Steuerungsmodus ist. Nach Ablauf der Einschwingzeit T_s ist die Ausgangsspannung V_OUT in üblicher Weise derart geregelt, dass diese dem Soll-Spannungspegel V_{REF_PWM} entspricht wie bereits weiter oben im Hinblick auf 4 erwähnt.
Nachdem die Funktion(en) der Ausführungsbeispiele(en) der Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung beschrieben wurde(n), wird nun eine beispielhafte Steuerschaltung 10, welche dazu ausgebildet ist, diese Funktion(en) auszuführen, in 6 dargestellt. Es ist jedoch klar, dass viele Schaltungskomponenten (oder ein Set von Komponenten) durch alternative Schaltungsanordnungen ersetzt werden können, die eine äquivalente Funktion ausführen. Schließlich ist zu verstehen, dass die gleiche Funktion auch durch Verwendung einer voll digitalen Implementierung erreicht werden kann. Im Wesentlichen illustriert 6 den Schaltwandler aus 1 mit einer beispielhaften Steuerschaltung 10 die nun detaillierter dargestellt ist.
Statt die Ausgangsspannung V_OUT mit unterschiedlichen Spannungsschwellwerten V_PWM2PFM, V_{REF_PWM} und V_{REF_PFM} wie Oben beschrieben zu vergleichen, wird im vorliegenden Ausführungsbeispiel lediglich eine Referenzspannung V_REF mit unterschiedlichen Bruchteilen (V_SWITCH, V_PFM, V_PWM) der Ausgangsspannung V_OUT verglichen, was zu äquivalenten Ergebnissen führt. Die Bruchteile V_SWITCH, V_PFM, V_PWM der Ausgangsspannung V_OUT können an einem Spannungsteiler, der die Widerstände R₁, R₂, R₃ und R₄ umfasst und der zwischen ein Referenzpotential (z. B. Masse) und den Ausgang des Schaltwandlers 20 geschaltet ist, abgegriffen werden. Im vorliegenden Beispiel gelten die folgenden Gleichungen: V_SWITCH = V_OUT·R₄/R_SUM, V_PFM = V_OUT·(R₃ + R₄)/R_SUM, V_PWM = V_OUT·(R₂ + R₃ + R₄)/R_SUM, wobei R_SUM = R₁ + R₂ + R₃ + R₄. Folglich kann die oben erwähnte ”Bedingung 1a” (V_OUT > V_PWM2PFM) ersetz werden durch V_OUT·R₄/R_SUM>V_REF, was äquivalent ist zu V_OUT > V_REF·R_SUM/R₄. Daraus folgt, dass der oben erwähnte Schwellwert V_PWM2PFM im vorliegenden Beispiel gleich dem Wert V_REF·R_SUM/R₄ ist. In analoger Weise ist der Schwellwert V_{PWM_REF} = V_REF·R_SUM/(R₂ + R₃ + R₄) und der Schwellwert V_{PFM_REF} = V_REF·R_SUM/(R₃ + R₄). In anderen Worten bietet der Spannungsteiler eine einfache Möglichkeit, die Spannungsschwellwerte V_PWM2PFM, V_{REF_PWM} und V_{REF_PFM} indirekt mit Hilfe den Widerständen R₁ bis R₄ des Spannungsteilers von nur eine Referenzspannung VREF abzuleiten.
Die in 6 dargestellte Steuereinheit 10 umfasst unter anderem eine PWM-Schleifensteuerung 13 (PWM loop controller), eine PFM-Schleifensteuerung 12 (PFM loop controller) sowie einen Oszillator 14. Die PWM-Schleifensteuerung 13 kann ein beliebiger Typ eines Schaltwandler-Reglers sein wie z. B. ein Voltage-Mode-Controller (VMC) oder ein Current-Mode-Controller (CMC). Die PWM-Schleifensteuerung 13 ist jedoch dazu ausgebildet, sicherzustellen, dass der tatsächliche Duty-Cycle des PWM-Signals nicht unter einen vordefinierten minimalen Duty-Cycle-Wert fällt, d. h. die Einschaltzeit der im PWM-Signal vorhandenen Pulse wird nicht geringer als eine minimale Einschaltzeit T_ONmin wie bereits weiter oben erwähnt. Als Eingangssignal empfängt die PWM-Schleifensteuerung 13 den Referenzwert V_REF, das Spannungssignal V_PWM, welches ein Bruchteil der Ausgangsspannung V_OUT ist, das Taktsignal CK_PWM, welches von dem Oszillator 14 bereitgestellt wird, und optional ein Strommesssignal, welches den Spulstrom i_LSW repräsentiert. Als Ausgangssignal stellt die PWM-Schleifensteuerung 13 ein pulsweitenmoduliertes Schaltsignal PWM zur Verfügung, welches (im PWM-Steuermodus) dem Schaltwandler 20 über den Multiplexer 17 zugeführt wird.
Wie bereits weiter oben unter Bezugnahme auf 4 erläutert, beginnt die Ausgangsspannung V_OUT anzusteigen, wenn im PWM-Steuermodus der Ausgangsstrom unter den Stromschwellwert i_PWM2PFM fällt. Dieser Anstieg der Ausgangsspannung wird mit Hilfe des Komparators 122 detektiert, welcher Teil der PFM-Schleifensteuerung 12 sein kann. Zu diesem Zweck und während des PWM-Steuerungsmodus wird dem Komparator 122 (über den Multiplexer 18) ein Bruchteil V_SWITCH der Ausgangsspannung V_OUT sowie die Referenzspannung V_REF zugeführt. Das Ereignis ”die Bruchteilspannung V_SWITCH erreicht die Referenzspannung V_REF” ist äquivalent mit dem Ereignis ”die Ausgangsspannung V_OUT erreicht den Schwellwert V_PWM2PFM” wie weiter oben bereits diskutiert. Wenn der Komparator getriggert wird, wird ein Moduswechsel vom PWM- in den PFM-Steuerungsmodus eingeleitet durch die Modusauswahl-Logik 16, welche die Multiplexer 17 und 18 umschaltet, um das PFM-Schaltsignal PFM bzw. den Bruchteil V_PFM der Ausgangsspannung durchzuschalten. Des Weiteren kann die PWM-Schleifensteuerung 13 und der Großteil der übrigen Steuerschaltungskomponenten in einen Standby-Modus versetzt werden, wenn die Steuerschaltung 10 im PFM-Steuerungsmodus arbeitet. Im Wesentlichen bleiben nur der Komparator 122 und der Frequenzkomparator 14 in einem ”wachen” Zustand. Dies ermöglicht eine weitere signifikante Reduktion der Verluste während des PFM-Steuerungsmodus (d. h. bei niedrigen Ausgangsströme).
Während des PFM-Steuerungsmodus wird der Komparator 122 immer dann ausgelöst, wenn die Bruchteilspannung V_PFM den Referenzspannungswert V_REF erreicht, was äquivalent ist mit dem Ereignis ”die Ausgangsspannung V_OUT erreicht den Schwellwert V_{PFM_REF}” wie bereits weiter oben (siehe auch 4 und 5) diskutiert. Jedes Mal, wenn der Komparator 122 getriggert wird, wird ein Puls definierter Länge erzeugt und die resultierende Sequenz von Pulsen bildet das PFM-Schaltsignal PFM, welches dem Schaltwandler 20 über den Multiplexer 17 zugeführt wird. Während des PFM-Steuerungsmodus wird die Schaltfrequenz überwacht mit Hilfe des Frequenzkomparators 15, welcher getriggert wird, wenn die PFM-Frequenz f_PFM = T_PFM ^–1 eine maximale Frequenz f_PFM2PWM erreicht oder überschreitet, welche einem kritischen Ausgangsstrom i_PFM2PWM (siehe 2) entspricht wie bereits weiter oben diskutiert. In diesem Fall leitet die Modusauswahl-Logik 16 eine Umschaltung vom PFM- in den PWM-Steuerungsmodus ein und die Eingänge der Multiplexer 17 und 18 werden umgeschaltet und die PWM-Schleifensteuerung 13 (PWM loop controller) übernimmt wieder die Kontrolle.
Sofern der oben erwähnte Standby-Modus Anwendung findet, muss die Modusauswahl-Logik 16 die PWM-Schleifensteuerung 13 ”aufwecken”, wenn diese zuvor in den Standby-Modus geschaltet wurde. Um die Modusumschaltung zu beschleunigen, kann ein zweiter Frequenzschwellwert f_WAKEUP im Frequenzkomparator vorgesehen werden, der nur geringfügig niedriger ist als der Schwellenwert f_PFM2PWM. In diesem Fall kann die Modusauswahl-Logik 16 dazu ausgebildet sein, die PWM-Schleifensteuerung 13 bereits aufzuwecken, wenn die PFM-Frequenz f_PFM den Schwellenwert f_WAKEUP überschreitet und in der Folge die Umschaltung des Steuermodus einzuleiten, wenn die PFM-Frequenz f_PFM (später) tatsächlich den Schwellenwert f_PFM2PWM erreicht (und die PWM-Schleifensteuerung 13 bereits aus dem Standby-Modus zurück ist).
Da der Frequenzkomparator 15 sowie auch andere Schaltungskomponenten eine begrenzte Reaktionszeit aufweisen, kann die PFM-Frequenz f_PFM auf Frequenzwerte steigen, die signifikant höher sind als der Schwellwert f_PFM2PWM. Eine derartig limitierte Reaktionszeit kann auch notwendig sein, um unerwünschte Übergänge vom PFM- in den PWM-Modus zu vermeiden. Insbesondere wenn die Last sehr schnell ansteigt (was einen sprunghaften Anstieg des Ausgangsstroms i_OUT zur Folge hat), kann die PFM-Frequenz f_PFM auf unerwünscht hohe Werte steigen, um die Ausgangsspannung V_OUT auf ihrem Sollpegel zu halten. Abhängig von der tatsächlichen Implementierung der Schaltungskomponenten kann es notwendig sein, die PFM-Schaltfrequenz f_PFM auf einen maximalen Frequenzwert f_PFMmax zu begrenzen (zu ”klemmen”). Um eine derartige Frequenzbegrenzungsfunktionalität (Frequenzklemmung, frequency clamping) zu erreichen, kann der Pulsgenerator 121 mit konstanter Einschaltzeit (constant an time pulse generator), welcher von der PFM-Schleifensteuerung 12 (siehe 6) umfasst ist, geringfügig modifiziert werden. Ein Beispiel eines Pulsgenerators 121 mit fixer Einschaltzeit sowie mit einer Frequenzbegrenzungsfunktionalität ist in 7 dargestellt. Die Frequenzbegrenzungsfunktion wird des Weiteren mit Hilfe der Zeitdiagramme aus 8 erläutert.
Der Pulsgenerator 121 mit fixer Einschaltzeit der PFM-Steuerung aus 7 umfasst ein RS-Flip-Flop, welches durch den Komparatorausgang 122 gesetzt werden kann. Der Ausgang Q des RS-Flip-Flops sowie eine verzögerte Version des Ausgangs Q (verzögert um eine Verzögerungszeit T_ONmin) ist einem ersten UND-Gatter zugeführt. Der Ausgang des ersten UND-Gatters stellt einen Puls mit der minimalen Einschaltzeit T_ONmin zur Verfügung, wenn der Pulsgenerator 121 durch den Komparator 122 getriggert wird. Am Ende des Pulses wird das RS-Flip-Flop jedoch für eine minimale Ausschaltzeit T_OFFmin blockiert. Die minimale Ausschaltzeit T_OFFmin wird im vorliegenden Beispiel dadurch erreicht, dass der Reset-Eingang R des RS-Flip-Flops für eine Zeitspanne T_OFFmin, die auf das Ende des Einschaltpulses folgt, mit einem Low-Pegel angesteuert wird. Zu diesem Zweck umfasst der Pulsgenerator 121 einen Inverter, ein weiteres Verzögerungselement, welches eine Verzögerungszeit T_OFFmin gewährleistet sowie ein zweites UND-Gatter, dessen Ausgang den Reset-Eingang des RS-Flip-Flops auf einem Low-Level hält für die Dauer der Zeitspanne T_OFFmin.
Die Funktion der Schaltung 7 wird mit Hilfe des Zeitdiagramms aus 8 erläutert. Das untere Diagramm zeigt den Verlauf des Ausgangsstroms i_OUT über die Zeit. Für das vorliegende Beispiel wird angenommen, dass der Schaltwandler zu Beginn im PFM-Steuermodus (PFM control mode) arbeitet. Vor dem Zeitpunkt t₁ steigt der Ausgangsstrom i_OUT nur langsam, gefolgt von einem signifikanten, sprunghaften Anstieg zum Zeitpunkt t₁. Das obere Diagramm zeigt den korrespondierenden Verlauf der PFM-Frequenz. Vor dem Zeitpunkt t₁ steigt die Frequenz langsam mit dem Ausgangsstrom an, gefolgt von einem steilen Anstieg der PFM-Frequenz f_PFM als Ergebnis des sprunghaften Anstiegs des Stroms zum Zeitpunkt t₁. Die PFM-Frequenz f_PFM steigt über den Schwellenwert f_PFM2PWM und leitet folglich einen Übergang in den PWM-Steuermodus (PWM control mode) ein. Aufgrund der nur begrenzten Reaktionszeit des Frequenzkomparators 15, steigt die PFM-Frequenz f_PFM weiter bis diese (zum Zeitpunkt t₂ in 7) die maximale PFM-Frequenz f_PFMmax erreicht. Die PFM-Frequenz f_PFM bleibt dann auf diese maximale Frequenz f_PFMmax begrenzt, bis die PWM-Schleifensteuerung 13 (siehe 6) die Kontrolle zum Zeitpunkt t₃ übernimmt. Während dieser Frequenzbegrenzung (d. h. zwischen dem Zeitpunkt t₂ und t₃) kann die Ausgangsspannung V_OUT natürlich von der Soll-Referenzspannung abweichen. Jedoch sind derartige transiente Abweichungen für die meisten Anwendungen unkritisch. Darüber hinaus bringt die Frequenzbegrenzung zusätzliche Vorteile, da die Frequenz in einem für das korrekte Ansteuern der Halbleiterschalter (siehe Schalter T_SW in 1) geeigneten Bereich bleibt. Darüber hinaus arbeitet die Frequenzlimitierung auch als Überstromschutz während des PFM-Steuermodus.

Claims

Ein Verfahren zum Steuern eines Schaltwandlers (20), der dazu ausgebildet ist, eine Eingangsspannung (V_IN) in eine Ausgangsspannung (V_OUT), die einer Last zuführbar ist, nach Maßgabe eines Schaltsignals (PWM; PFM) umzuwandeln, wobei der Schaltwandler (20) dazu ausgebildet ist, in einem PWM-Modus oder in einem PFM-Modus zu arbeiten; das Verfahren umfasst im PWM-Modus: Erzeugen eines PWM-Signals mit einer vordefinierten konstanten Schaltfrequenz (f_PWM) als Schaltsignal (PWM), wobei das PWM-Signal einen Duty-Cycle (D) aufweist, der derart geregelt wird, dass die Ausgangsspannung (V_OUT) des Schaltwandlers (20) zumindest näherungsweise einer Soll-Ausgangspannung (V_{REF_PWM}) entspricht, vorausgesetzt, dass der Duty-Cycle nicht unter einen vordefinierten Minimalwert (D_MIN) fällt; und Überwachen der Ausgangsspannung (V_OUT) und Umschalten in den PFM-Modus, wenn die Ausgangsspannung (V_OUT) einen vordefinierten ersten Schwellwert (V_PWM2PFM) überschreitet; und das Verfahren umfasst im PFM-Modus: Überwachen der Ausgangsspannung (V_OUT) und Erzeugen einer Serie von Pulsen mit definierter konstanter Pulslänge als Schaltsignal (PFM); wobei ein Puls jedes Mal dann erzeugt wird, wenn die Ausgangsspannung (V_OUT) auf oder unter einen vordefinierten zweiten Schwellwert (V_{REF_PFM}) fällt; und Überwachen der Frequenz (f_PFM) des Schaltsignals (PFM) und Umschalten in den PWM-Modus, wenn die Frequenz (f_PFM) des Schaltsignals einen ersten Frequenzschwellwert (f_PFM2PWM) erreicht oder überschreitet.
Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei das Umschalten in den PFM-Modus umfasst: Überführen jener Schaltungskomponenten, die im PFM-Modus nicht benötigt werden, in einen Betriebsmodus mit niedriger Stromaufnahme; und wobei das Umschalten in den PWM-Modus umfasst: Zurückholen der Schaltungskomponenten aus dem Modus mit niedriger Stromaufnahme, wenn die Frequenz (f_PFM) des Schaltsignals (PFM) einen zweiten Schwellwert (f_WAKEUP) überschreitet, der kleiner oder gleich dem ersten Frequenzschwellwert (f_PFM2PWM) ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei der vordefinierte zweite Schwellenwert (V_{REF_PFM}) größer oder gleich der Soll-Ausgangsspannung (V_{REF_PWM}) im PWM-Modus ist.
Das Verfahren gemäß Anspruch 1, 2 oder 3, wobei der vordefinierte zweite Schwellenwert (V_{REF_PFM}) kleiner oder gleich dem ersten Schwellenwert (V_PWM2PFM) ist.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Frequenz (f_PFM) des Schaltsignals (PFM) derart begrenzt wird, dass eine maximale Schaltfrequenz (f_PFMmax) nicht überschritten wird.
Das Verfahren gemäß Anspruch 5, wobei das Limitieren der Frequenz (f_PFM) umfasst: Sicherstellen einer vordefinierten minimalen Ausschaltzeit (T_OFFmin) zwischen jedem Puls der Serie von Pulsen einer vordefinierten konstanten Länge (T_ONmin).
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei der Schaltwandler einen Tiefsetzsteller oder einen Hochsetzsteller oder einen Tief-Hochsetzsteller oder einen Ćuk-Converter oder einen SEPIC-Converter umfasst.
Eine Steuerschaltung (10) zum Steuern eines Schaltwandlers (20), der dazu ausgebildet ist, eine Eingangsspannung (V_IN) in eine Ausgangsspannung (V_OUT), die eine Last zuführbar ist, nach Maßgabe eines Schaltsignals (PWM; PFM) zu konvertieren, wobei die Steuerschaltung (10) dazu ausgebildet ist, in einem PWM-Modus oder in einem PFM-Modus zu arbeiten; wobei – im PWM-Modus – die Steuerschaltung (10) dazu ausgebildet ist: als Schaltsignal (PWM) ein PWM-Signal mit vordefinierter konstanter Schaltfrequenz (f_PWM) zu erzeugen, wobei das PWM-Signal einen Duty-Cycle (D) aufweist, der derart geregelt ist, dass die Ausgangsspannung (V_OUT) des Schaltwandlers (20) zumindest näherungsweise einer Soll-Ausgangsspannung (V_{REF_PWM}) entspricht, vorausgesetzt, dass der Duty-Cycle (D) so geregelt wird, dass er nicht unter einen vordefinierten minimalen Duty-Cycle-Wert (D_MIN) fällt; und die Ausgangsspannung (V_OUT) zu überwachen und in den PFM-Modus zu wechseln, wenn die Ausgangsspannung (V_OUT) einen vordefinierten ersten Schwellwert (V_PWM2PFM) überschreitet; und wobei – im PFM-Modus – die Steuerschaltung (10) dazu ausgebildet ist, die Ausgangsspannung (V_OUT) zu überwachen und als Schaltsignal (PFM) eine Serie von Pulsen mit vordefinierter Pulsweite zu erzeugen, wobei ein Puls immer dann erzeugt wird, wenn die Ausgangsspannung (V_OUT) auf oder unter einen vordefinierten zweiten Schwellwert (V_{REF_PFM}) fällt; und die Frequenz (f_PFM) des Schaltsignals (PFM) zu überwachen und in den PWM-Modus zu wechseln, wenn die Frequenz (f_PFM) des Schaltsignals (PFM) einen vordefinierten ersten Frequenzschwellwert (f_PFM2PWM) erreicht oder überschreitet.
Die Steuerschaltung gemäß Anspruch 8, die weiter eine Modusauswahl-Logikschaltung (16) aufweist, die dazu ausgebildet ist, einen Wechsel in den PWM-Modus einzuleiten, wenn die Frequenz (f_PFM) des Schaltsignals einen ersten vordefinierten Frequenzschwellwert erreicht (f_PFM2PWM).
Die Steuerschaltung gemäß Anspruch 8 oder 9, wobei die Modusauswahl-Logikschaltung (16) weiter dazu ausgebildet ist, einen Wechsel in den PFM-Modus einzuleiten, wenn die Ausgangsspannung (V_OUT) den vordefinierten ersten Schwellwert (V_PWM2PFM) erreicht.
Die Steuerschaltung gemäß Anspruch 10, die weiter einen Frequenzkomparator (15) aufweist, der dazu ausgebildet ist, die Frequenz (f_PFM) des Schaltsignals zu überwachen und der Modusauswahl-Logikschaltung (16) zu signalisieren, wenn die Frequenz (f_PFM) des Schaltsignals den ersten Frequenzschwellwert (f_PFM2PWM) erreicht.
Die Steuerschaltung gemäß Anspruch 11, die weiter einen Komparator (122) aufweist, der ein Referenzsignal (V_REF) und ein erstes Signal (V_SWITCH), welches die Ausgangsspannung (V_OUT) repräsentiert, empfängt, und der dazu ausgebildet ist, der Modusauswahl-Logikschaltung (16) zu signalisieren, wenn das erste Signal (V_SWITCH) das Referenzsignal (V_REF) überschreitet.
Die Steuerschaltung gemäß einem der Ansprüche 10 bis 12, weiter umfassend: eine PWM-Schleifensteuerung (13), die dazu ausgebildet ist, im PWM-Modus ein pulsweitenmoduliertes Schaltsignal (PWM) zu erzeugen mit einem Duty-Cycle derart, dass ein zweites Signal (V_PWM), welches die Ausgangsspannung (V_OUT) repräsentiert, einem Referenzsignal (V_REF) entspricht.
Die Steuerschaltung gemäß einem der Ansprüche 10 bis 13, die weiter aufweist: eine PFM-Schleifensteuerung (12), die einen Pulsgenerator (121) aufweist, der dazu ausgebildet ist, eine Serie von Pulsen von konstanter vordefinierter Pulsweite zu erzeugen, wobei ein Puls immer dann erzeugt wird, wenn die Ausgangsspannung (V_OUT) auf den vordefinierten zweiten Schwellwert (V_{REF_PFM}) fallt.
Die Steuerschaltung gemäß Anspruch 14, wobei die PFM-Schleifensteuerung (12) einen Komparator (122) aufweist, dem ein drittes Signal (V_PFM), welches die Ausgangsspannung (V_OUT) repräsentiert, sowie das Referenzsignal (V_REF) zugeführt sind, und wobei der Pulsgenerator dazu ausgebildet ist, einen Puls immer dann zu erzeugen, wenn das dritte Signal (V_PFM)_, welches die Ausgangsspannung (V_OUT) repräsentiert, gleich dem Referenzsignal (V_REF) ist.