CN1471755A - 自振荡控制电路电压转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种电压转换器具有和用来削平电源电压的一个开关(6)串联的初级绕组(5)并具有和电容器(C2)连接以提供低直流电压的次级绕组(7)的变压器(4)；和控制开关电压调节器的自振荡控制电路(30)包括用于检测变压器辅助绕组(8)去磁结束的装置(17)，以关闭开关调节器；还有开关电压调节器和用于检测开关电压调节器接通状态下的电流，当电流达到设定值时，使开关断开的装置和根据辅助绕组端上电压改变设定值的装置(20)。

Description

自振荡控制电路电压转换器
本发明涉及低压开关模式的电源型电压转换器领域。本发明更具体地涉及隔离电源，即输入电压(例如交流供电系统)和稳压的直流输出电压之间没有公共点的电源。利用具有和开关连接的初级绕组以及和二极管及提供输出电压的电容器连接的次级绕组的变压器达到隔离目的。本发明更具体地涉及所谓的自振荡转换器，其中的开关用频率调制控制，与常规的用脉冲宽度调制控制开关的转换器不同。
图1所示为本发明适用的常规开关模式类型电源的例子。两个输入端P，N接收交流电压Vac，例如市电电压。电压Vac利用例如二极管桥1进行全波整流。桥1的交流输入端连接到端子P和N上。桥1的整流输出端2，3提供的电压通常由连接在端2，3之间的电容器C1进行平滑处理。端2和3形成实际开关模式电源的输入端。
图1中的转换器是所谓的‘回扫’转换器，其中带有反相位点的变压器4的初级绕组5和开关6串联在端2和3之间。绕组5的相位点连接到开关6的一端，绕组的另一端连接到端子2上。变压器4的次级绕组7连接到跨接在提供直流输出电压VOUT的端8，9的电容器C2上。绕组7的相位点由二极管D2连接到端8，二极管D2的阳极连接到端子8。绕组7的另一端连接到端子9。
当开关6闭合时，绕组7的相位点在负电位。二极管D2便阻断，电流积聚在初级绕组5。当开关6断开时，绕组5和7的相位点均变为正。二极管D2向前偏置。然后电容器C2充电，同时电功率传输到次级绕组7。
开关6是由电路10(CTRL)控制，使得开关6周期性地断开或者闭合。在自振荡转换器中，将开关6接通时流过该开关的电流与参考值比较，使得开关6断开。为此，通常采用检测器11(例如一个电阻)和开关6串联，它的测量结果提供给电路10。为了接通开关6，监视变压器4中辅助绕组8的去磁情况。辅助绕组8和次级绕组7有直接相位关系。相应地，作为第一个近似，检测绕组8去磁结束对应于检测绕组7去磁结束。绕组8的相位点连接到电路10的输入端，而绕组的另一端接地3。为了检测去磁结束，利用电路10监视次级绕组8上的电压。当电压降低到预定的电压阈值以下时，认为去磁结束。然后，开关6闭合。必须要记住的是因为初级绕组和辅助绕组的相位点是反的，在去磁阶段以后(当开关6闭合)，辅助绕组8上的电压是负的。
通常，辅助绕组8也用来向控制电路10提供地区电源电压。为此，地区电源电容器C3跨接在电路10的电源端上。电容器的正极通过二极管D3连接到绕组8的相位点，二极管D3的阳极连接到相位点。电容器C3的另一极接地3。
图2所示为电压转换器的自振荡控制电路10的常规实例。开关6通常由金属氧化物半导体晶体(MOS)管组成，晶体管的漏极连接到初级绕组5，它的源极通过电阻R11接地3。电阻R11的功能是作为电流到电压转换器，用于电路10的第一比较器13输入端。比较器13的功能是将开关6的电流与提供给比较器13另一端的参考电压VRI进行比较。比较器13的参考电压VRI是根据所希望的输出电压VOUT和根据初级绕组和次级绕组间的变比而选定的。电压VRI决定了转换器的功率，它正比于晶体管4的电感值，并正比于开关6闭合时初级绕组5中电流的平方。比较器13的输出送到RS多谐振荡器15或类似的振荡器的复位输入(R)，RS多谐振荡器15的非倒相Q输出给开关6提供控制信号。振荡器的Q输出通常通过驱动器16加在晶体管6的栅极上。振荡器15的定位输入S连接到具有检测辅助绕组8的去磁结束功能的第二比较器17的输出上。比较器17的输入从元件18接收电压参考VRV。对应于认为去磁已经结束的电压阈值选择VRV的值。理想上，电压VRV为零。比较器17的另一个输入通过二极管D4连接到绕组8的相位点，二极管D4的阳极连接到该相位点。连接比较器13和17以后(比较器13的正输入连接到端12，比较器17的负输入端连接到二极管D4)，当开关6中的电流乘以电阻R11超过电压VRI值时，比较器13切换到高，当辅助绕组8上电压(忽略二极管D4的电压降)低于电压VRV时，比较器17切换到低。
一旦比较器13或者17中有一个输出为低状态，该状态保持振荡器15提供低输出电平的优先权。它使得开关6断开，从而开始去磁。一旦去磁开始，比较器13的输出切换为高，开关6被打开。当比较器17检测到去磁结束，它的输出切换为高。振荡器15的两个输入为高，它的非反向Q输出也切换为高。这便接通开关6。这样的操作不断循环。可以看出开关6接通循环的频率是可变的，开关动作的边缘直接由比较器13和17所执行的检测引起。这便是为什么这一电路称作为自振荡电路。由于只有在去磁以后开关6才接通，这样的转换器仅运行在所谓的‘间断’模式，与每一个开关周期去磁不一定完成的‘连续’运行模式转换器相反。
在图2中仅示出开关模式转换器的其他元件的一部分。连接地区电源线路12和端2的电阻R1在图中示出。电阻R1的功能是在系统开始时能够对电容器C3充电，以向电路10供电。为了说明如何用电容器C3上的电压向电路10供电，全部元件(参考电压14和18，比较器13和17，振荡器15和驱动器16)均示出，它们的相应电源端连接到端子12和3上。
与脉冲宽度调制(PWM)中开关模式电源的运行比较，自振荡电路的优点是成本低。特别是它不需要提供振荡器，来产生可调制脉冲宽度的锯齿波信号。
振荡器15的输入可以连接到触发电路上。进一步，根据比较器17的响应性，可以在它的输出提供一个延时元件。然后，通过增加检测阈值VRV和通过延时输出信号来补偿低响应性。
带自振荡控制电路的转换器是已知的，它允许调节输出电压。然而，这类转换器1利用了变压器次级绕组的电压测量，相应地，用电隔离元件将测量值送到控制电路。这样就显著地增加了成本，也是这类转换器经常损坏的缺点。
因此，带自振荡控制电路的转换器常规上不能够与输出电压VOUT的调节兼容，虽然保持有成本低的优点。
本发明的目的在于提供一种新型的带有自振荡控制电路的开关模式电源型转换器，它允许调节输出电压，却不需要在变压器次级绕组和控制电路之间采用电隔离元件。本发明的更具体目的是提供尊重常规RS振荡器或类似物自振荡转换器结构的解决办法。
本发明另一目的是提供一种与防止转换器次级绕组短路的保护兼容的解决方案，也不使用电隔离元件。
本发明进一步目的是提供一种集成控制电路的解决方案。
为了达到以上目的，本发明提供的电压转换器包括具有和用来削平电源电压的一个与开关串联的初级绕组、具有和电容器连接以提供低直流电压的次级绕组的变压器，和该开关的自振荡控制电路。该控制电路包括用于检测变压器辅助绕组去磁结束的装置；用于检测开关接通状态下的电流，当它达到参考点时便使开关断开的装置；和根据辅助绕组上的电压改变参考点的装置。
根据本发明的一个实施例，该转换器包括当辅助绕组上的电压离开预定值范围时缩短开关导通时间的装置。
根据本发明的一个实施例，当辅助绕组上的电压超出所述范围值时，所述参考点便降低。
根据本发明的一个实施例，该转换器包括在转换器提供的电压还没有达到最小值的启动阶段禁用使参考点变化的装置。
根据本发明的一个实施例，该转换器包括一个可变电压发生器，对第一比较器的一个输入提供参考点，第一比较器的另一个输入接受作为该开关上电流函数的电压，其输出使该开关断开。
根据本发明的一个实施例，该可变电压发生器包括用于接受与辅助绕组上电压成比例的测量电压、并且提供与测量电压和第一预定阈值之正差值成比例的电压的第一模拟误差放大器，和用于接受所述测量电压、提供第二预定阈值和测量电压之间正差值成比例的电压的第二模拟误差放大器。第二阈值低于第一阈值。
根据本发明的一个实施例，两个误差放大器的结果相加，作为可变电流源的控制信号。
根据本发明的一个实施例，可变电流源在缺少一个误差放大器的校正时提供预定的额定电压。
根据本发明的一个实施例，该转换器包括一旦地区电源电压没有达到预定值时禁止第二误差放大器运行的装置。
根据本发明的一个实施例，该模拟误差放大器是磁滞放大器。
本发明的上述和其他目的、特性和优点将通过以下对带有附图的具体实施例的非限制性叙述详细讨论。
图1和2如前所述用来说明现有技术和要解决的问题；
图3为根据本发明的转换器的一个实施例；
图4原理上给出根据本发明转换器的可变参考值发生器的实施例；
图5A到5G以时间图表形式给出根据本发明转换器的运行。
在不同的图里，同一元件采用相同的标记表示。图5的时间图表没有标度。为了清楚起见，在图中只给出对理解本发明有用的电压转换器的元件，并且接下来将对它们进行说明。特别是对固定参考电压发生器电路、驱动器、比较器和振荡器的结构不作详细叙述，它们也不是本发明的目的。
本发明的一个特点是使用提供输出电压的次级绕组上电压的图象，去调制比较器的参考电压，以决定调节开关接通状态的持续时间。换言之，使得用来接通电源电压开关的参考电压可以变化，并使得这种变化作为输出电压的函数。从而达到输出电压的调节。
为了提供防止转换器过负荷或者次级绕组短路的保护，本发明的另一个特性是尚未检测出过负荷时提供电压调节(保持电压基本不变)，和检测出过负荷时提供电流调节(保持电流基本不变)。为此目的，根据所希望的额定电压附近两个阈值，监视辅助绕组上的电压，保证电压维持在两个阈值之间。第一阈值对应于额定运行的最高电压值。第二阈值(低于第一阈值)表示有过强的电流冲击(输出电压降低)。在两个阈值之间不修正开关频率，并保持可变参考电压为额定值。
本发明的另一个是不用任何电隔离元件，就得到输出电压的图像。为此目的，采取了存在用于开关控制电路的地区电源的辅助绕组的优点。为了完成本发明，辅助绕组上的电压与给出输出电压的镜相的次级绕组之间有直接相位关系。
图3示出根据本发明电压转换器的实施例。该图应该与图2进行比较，从而说明相对于常规转换器所做的修改。
如前所述，用于削平电源电压的开关6(例如，N沟道金属氧化物半导体晶体管)和变压器4的初级绕组5串联。变压器4的次级绕组7经过二极管D2向电容器C2充电，输出在电容器C2上采样的电压。绕组5和7具有相反相位点。开关6由控制电路30的RS振荡器15(实际上，通过驱动器16)的输出(Q)控制。比较器17检测变压器辅助绕组8上的去磁，去控制振荡器15的设定输入(S)。二极管D4将绕组8的相位点连接到比较器17的负端。比较器17的正端接受由元件18提供的固定参考电压VRV。电容器C3向控制电路30提供地区电源电压Vdd。电容器C3的电极12通过和电阻R7串联的二极管D3，连接到绕组8的相位点，通过电阻R1连接到被削平的电压所施加的正端2。例如，这一电压对应于由交流电压Vac供电的二极管桥1所提供的整流电压。电容器C1连接桥1的整流输出端2和接地端子3，以使整流电压平滑。
振荡器15的复位输入R连接在比较器13的输出上，比较器13的正输入接受开关6中电流的测量值。例如，比较器13的正输入连接到电路30的输入端12，它测量取决于开关6的电流的电压。常规上采用电阻R11作为电流到电压的转换器。
根据本发明，比较器的负输入接受由发生器20提供的可变参考电压VRR，为了实现本发明对图2电路所进行的基本修正是在RS振荡器的复位比较器的输入端，用发生器20代替固定电压参考发生器(图2中的14)。
发生器20的功能是当转换器的输出电压偏离预定的调节范围时，降低参考电压VRR。这样引起开关6的导通时间缩短，造成变压器的储能的减少。其结果是自振荡系统频率升高，相应地，向变压器次级提供的功率便减少。如果输出电压升高，这意味着负荷的电流冲击减小，由本发明进行的调节能量消耗最小，以避免在负荷水平出现有害的过电压。如果输出电压降低，这意味着出现过负荷，或者甚至是短路。必须通过减小电流来保护该转换器。本发明的发生器20必须和启动时输出电压为零的电路运行兼容。以后将要看到，本发明在系统启动时禁止调节。发生器20产生额定电压VNOM，只要输出电压还没有达到最小调节电压，该值就不会被修正。
在实际上，采样与次级绕组上的电压成比例的电压VAUX。电压VAUX是从电路30的输入端31采样的。根据本发明，端31连接到电容器C5的第一电极，而电容器C5的另一极接地。端31还连接到电阻分压桥的中点。该桥在地3和二极管D5的阴极之间由电阻R5和电阻R6串联形成，而二极管D5的阳极连接到二极管D3的阳极上。进一步，电阻R7将二极管D3和D5的阳极连接到绕组8的相位点上。电压VAUX是辅助绕组8和次级绕组7之间变比的函数，以及电阻R5，R6和R7的函数。更具体地，忽略二极管D5的电压降，电压VAUX对应于绕组8上的电压，假设为电阻R7和R6串联为一个桥臂，电阻R5为另一个桥臂所形成的电阻桥所设定的比例系数。
如前所述，采用电阻R1和电容器C3连接作为电路启动。除了它的整流功能，二极管D3用于保护启动电路(R1，C3)的测量电路，以免电压VAUX受变压器初级绕组电压的影响。电容器C5用于阻尼电压VAUX的变化。
在图3的表示中，电路30以集成电路形式给出，以虚线划定的范围集合了本发明的全部调节功能。
根据本发明的转换器的开关频率取决于开关6接通状态的持续时间，和辅助绕组(也是次级绕组)去磁持续时间。开关6的接通持续时间取决于输入电压(电容器C1上的电压)，也取决于开关6中的电流幅值，以及变压器初级绕组5的电感。开关6中电流幅值对应于由电阻R11分压的可变电压VRR。开关6断开状态的持续时间取决于次级和辅助绕组的去磁持续时间，相应地，基本取决于变压器4的耦合。
图4示出根据本发明的可变参考电压发生器20的实施例。此类发生器企图应用在图3所示的那类电压转换器上。
在图4的例子中，发生器20包括第一误差放大器21(E/A)，该放大器的第一(正)输入接受与变压器的辅助绕组上电压成比例的电压VAUX。误差放大器21的负输入端接受由电压发生元件23提供的固定参考电压VRO。第二误差放大器22(E/A)的负输入端接受电压VAUX，正输入端接受由电压发生元件24提供的固定参考电压VRO。根据本发明，误差放大器21和22的电压参考值是不同的，它决定了调节范围，即开关频率不需要修正的输出电压范围。
放大器21和22的输出在加法器25里结合，加法器的输出控制了可变电压源28。电源28提供可变参考电压VRO。电源28的大小使得静态时提供预定的额定参考电压VNOM，它与转换器设计的额定输出电压有函数关系。为了使电路启动，误差放大器22由比较器26(COMP)提供的信号ENA来激励。比较器的正输入接受控制电路的地区电源电压(在图4中没有给出)。比较器26的负输入接受对应于电路被当作启动阶段的水平的固定参考电压VRM，电压VRM决定了最小调节值。就功能而言，比较器26在一旦地区电源电压不足时使得误差放大器无效，特别是在转换器启动阶段。通过比较电容器C3上的电压Vdd和元件27提供的阈值VRM，得到用来遮掩误差放大器22的结果的信号ENA。
误差放大器21和22是模拟放大器，它因而提供的信号是作为它们相应的输入之间差的幅值的函数。相反地，比较器26是数字比较器，根据电压Vdd高于或者低于参考电压VRM，提供高或低输出状态。给出误差放大器输入的偏差以后，放大器21提供了电压VAUX和参考VRO之差，放大器22提供了参考VRO’和电压VAUX之差。仅考虑正的差值。换言之，调节输出电压，使它回到认为是对应于额定值的调节范围内。一旦输出电压维持在高于由参考VRO’决定的值，就认为电压调节完成，如果输出电压超过上限，就被带回到调节范围以内。如果电压降到低于由参考VRO’决定的值，可以认为保持在极限值(最大)的电流调节完成，企图将输出电压带回到调节范围内。
用常规方法提供不同的固定参考电压(VRV，VRI，VRO，VRO’，VRM)。例如，采用电路32(图2中为SUPPLY)向基于‘带隙’型参考电压的电路30的不同元件提供电源电压。如此结构的电路是常规的，并不是本发明的目的。
图5A到5G以时间图表形式说明带有图4中可变电压发生器20的转换器在四种运行阶段运行的例子。图5A示出电压Vdd的例子。图5B为比较器26提供的信号ENA。图5C为电压VAUX。图5D为放大器21输出上的电压V21。图5E为放大器22输出上的电压V22。图5F为加法器25输出上的电压V25。图5G为可变参考电压VRR。
图5表示的第一阶段A对应于转换器的启动阶段。开始，假设电压Vdd为零，电容器C3(提供地区电源)整个放电。只要电压Vdd尚未达到最小值Vmin(时间t1)，控制电路便不被供电，不产生参考电压。其结果是，不同的误差放大器的输出信号，以及电压VRR的控制信号V25均为零。从时间t1开始，就可能检测到电压VAUX，它随着电源电压的开关周期开始增加。随着地区电源电压的增加，可变参考电压VRR从时间t1开始增加。对于放大器21来说，只要电压VAUX不超过固定参考VRO，它的输出便保持为零。根据转换器所希望的最大输出运行电压来定固定参考VRO的大小。对于放大器22来说，在电压Vdd达到阈值VRM和信号ENA为高以前，它的输出是无效的。在时间t1和t2之间，如果信号ENA非无效，误差放大器22的输出就倾向于提供相对于电压VAUX的增加相反的信号，如图5E中虚线所示。在时间t2达到转换器的额定运行状态。电压Vdd增加达到由可变参考发生器外部元件设定的极限值VLIM。当电压Vdd达到它的极限值以后，接着电压VAUX基本上在时间t3达到阈值VRO。
在实际上，误差放大器21和22是磁滞放大器。对应地，在电压Vdd达到它的极限值以前，辅助电压VAUX达到阈值VRO，在电压Vdd达到VRM以前，很可能达到阈值VRO’。
只要辅助电压保持在由阈值VRO和VRO’设定的范围内，误差放大器21和22的输出以及加法器25的输出保持为零。发生器的输出电压VRR则保持在由不同元件大小设定的它的额定值VNOM，(阶段B)。磁滞误差放大器的优点是避免在额定运行阶段放大器21和22的输出开始振荡。VRO和VRO’值的选择取决于所希望的调节精度。
额定阶段B持续到时间t4，假设此时输出上出现过电压(阶段C)。这样的过电压对应于例如由于转换器供电的负荷冲击电流减小。电压VAUX与输出电压同时开始增加。从代表误差放大器21磁滞的时间t5开始，电压V21开始随着电压VAUX的增加而增加。它造成对应于加法器25输出水平的信号。信号V25然后引起参考电压VRR成反比地减小。可变参考电压的这样减小作用出现了开关6断开边缘。相应地，开关6导通时间减小造成在出现在信号VAUX，V21，和V25上的输出电压的减小。最后，从时间t6开始恢复。阶段C对应于电压调节。
在时间t7和t8之间(阶段D)，考虑到出现转换器输出过负荷所对应的低电压。在时间t9，电压VAUX变为小于阈值VRO’。这样造成误差放大器22的电压V22增加。电压V22的增加转换为加法器25输出。在过电压的情况下，引起可变参考电压VRR的下降。如前所述，参考电压下降引起能够传输到次级功率的导通时间缩短，这样的运行模式也可以对应于转换器的输出发生短路的情况。不论是过负荷还是短路，都认为负荷的电流冲击超过电路设计的极限值。对应地，所提供的功率总量减少以保护转换器。阶段D对应于电流调节。
本发明的优点是在保持电压转换器的自振荡控制电路运行同时，达到根据所希望的额定电压对输出电压调节，和固定电流过负荷保护。输出电压的额定值是电压VRR的额定值VNOM的函数。
本发明的另一个优点是在变压器的次级不需要测量，没有为了传输测量结果的电隔离部件。
与脉冲宽度调制型转换器比较，其开关6的电流测量用来改变利用与电压VAUX联系的信息的比较器的参考值，本发明采用电压VAUX改变利用与开关中电流联系的信息的比较器的参考值。
当然，本发明也还有各种变化，修正和改进，对于熟悉本领域的技术人员是容易的，特别是根据可变电压源28的控制信号的设计和/或必要的稳定性，将使磁滞型模拟误差放大器21和22与之适应。进一步，本发明决定自振荡转换器运行频率和电压的电阻和电容值取决于应用，且在熟悉基于以上所作的功能性指示的领域的技术人员的能力范围以内。最佳地，开关频率为几个kHZ(最好大于20kHZ到不可听的频率)，因此，如果涉及到市电，也大大高于电压Vac的频率。典型地，本发明的转换器用在输出电压范围在几伏到几十伏之间，功率范围从几瓦到几十瓦。进一步，本发明的实现并不抛弃在去磁比较器的输出中使用触发元件和时延元件，如同常规转换器一样。

Claims (9)

1.一种电压转换器包括：
具有和用于削平电源电压的一个开关(6)串联的初级绕组(5)并具有和电容器(C2)连接以提供低直流电压(VOUT)的次级绕组(7)的一个变压器(4)；
一个该开关(6)的自振荡控制电路(30)，包括：
用于检测变压器辅助绕组(8)去磁结束以闭合开关的装置(17)，和
用于检测开关接通状态下的电流，当它达到参考点时便使开关断开的装置；
其特征在于：它进一步包括根据辅助绕组(8)上的电压(VAUX)改变参考点的装置(20)，和
当辅助绕组(8)上的电压离开预定值范围时缩短开关(6)导通时间的部件(13，20)。
2.根据权利要求1的转换器，其特征在于当辅助绕组上的电压超出所述值范围时，所述参考点便降低。
3.根据权利要求1或2的转换器，其特征在于它在转换器提供的电压还没有达到最小调节值(VRM)的启动阶段禁用使参考点变化的装置(20)的装置(26)。
4.根据权利要求1到3的任一项的转换器，其特征在于它包括一个可变电压发生器(20)，对第一比较器(13)的一个输入提供参考点，第一比较器的另一个输入接受作为该开关(6)上电流函数的电压，其输出使该开关断开。
5.根据权利要求4的转换器，其特征在于该可变电压发生器(20)包括：第一模拟误差放大器(21)，用于接受与辅助绕组(8)上电压成比例的测量电压(VAUX)、和提供与测量电压和第一预定阈值(VRO)之正差值成比例的电压(V21)；
第二模拟误差放大器(22)，用于接受所述测量电压并提供第二预定阈值(VRO’)和测量电压之间正差值成比例的电压(V22)，该第二阈值低于该第一阈值。
6.根据权利要求5的转换器，其特征在于的两个误差放大器(21，22)的结果相加(25)，提供可变电流源(28)的控制信号(V25)。
7.根据权利要求6的转换器，其特征在于可变电流源在缺少一个误差放大器(21，22)的校正时，提供预定的额定电压(VNOM)。
8.根据权利要求5到7中任何一项的转换器，其特征在于它包括：一只要控制电路的地区电源电压(Vdd)没有达到预定值(VRM)，就禁止第二误差放大器(22)运行的装置(26)。
9.根据权利要求5到7任何一项的转换器，其特征在于该模拟误差放大器(21，22)是磁滞放大器。
CNB01817910XA 2000-10-24 2001-10-23 自振荡控制电路电压转换器 Expired - Fee Related CN1257602C (zh)

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