CN101677214B - 开关模式电源 - Google Patents

Abstract

提供了一种开关模式电源，包括整流滤波器(1)、控制器(2)、开关管(3)和变压器(4)，变压器(4)的初级线圈(41)连接到开关管(3)的一端，开关管(3)的另一端连接到控制器(2)的电流检测端，整流滤波器(1)的输出端连接到控制器(2)的电源输入端，控制器(2)的驱动波形输出端连接到开关管(3)的控制端，控制器(2)用于根据输入的反馈电压输出驱动波形来控制开关管(3)的通断，以稳定次级线圈(42)输出的电压或电流，其中，变压器(4)的辅助线圈(43)连接到控制器(2)的电压输入端以输入反馈电压。本发明提供的开关模式电源，由于采用从辅助线圈反馈电压的方法，具有电路简单、环路稳定性好的优点。

Description

开关模式电源

技术领域

本发明涉及开关模式电源。

背景技术

为了保证便携式设备的电源快速、安全地充电，需要高精度、高效率及低待机功耗的交流到直流变换的电源模块。目前，由于开关模式电源的电压适应范围宽、变换效率高，现已广泛应用于计算机、电子产品等电子电气设备上。

现有的开关模式电源，为了达到较高的电压和电流输出精度，一般都采用了利用光耦和诸如TL431之类的稳压器来从输出端进行电压反馈，并且在主边采用电流型PWM控制器，如UC3842，来对开关管进行控制，从而稳定输出电压和电流的方法。这种方法常称为“输出侧”控制。

图1显示了一种典型的采用UC3842芯片作为主控制器，并以光耦OP₁和TL431作为反馈电压回路的开关模式电源的电路原理图。其中，该开关模式电源包括由二极管D₁、电阻R₅和电容C₈组成的整流滤波电路、UC3842芯片、开关管S₁、高频变压器和反馈电路，该高频变压器包括初级线圈N₁、次级线圈N₂和辅助线圈N₃。整流滤波电路用于将交流电压转换为直流电压并进行滤波处理，UC3842芯片控制开关管S₁的通断，通电启动UC3842芯片时，该芯片输出一个电压来导通场效应管S₁，能量开始在初级线圈N₁上存储，此时，二极管D₂和二极管D₅反偏，次级线圈N₂和辅助线圈N₃上无电流通过；随着初级线圈N₁上电流的上升，电阻R₁₁上的电压也不断升高，当达到芯片的保护电流阈值时，开关管S₁被立即关闭，此时初级线圈N₁反向，能量从初级线圈N₁传输至次级线圈N₂和辅助线圈N₃，通过光耦和TL431反馈电压到UC3842芯片，当UC3842检测到反馈电压时，将该反馈电压与恒压恒流切换电压进行比较，来输出PWM波形以稳定输出电压。

但是，如图1所示的现有的开关模式电源，需要光耦和稳压器及其辅助电路来从输出端进行电压的反馈以稳定输出的电压、电流，电路较复杂，同时这种“输出侧”控制的方法，其响应速度慢、环路稳定性较差。

发明内容

本发明针对现有的开关模式电源的电路方案复杂、响应速度慢、环路稳定性差的缺点，提出了一种开关模式电源，该开关模式电源具有电路简单、响应速度块、环路稳定性好的优点。

本发明提供的一种开关模式电源，该开关模式电源包括整流滤波器、控制器、开关管和变压器，所述变压器包括初级线圈、次级线圈和辅助线圈，初级线圈连接到开关管的一端，开关管的另一端连接到控制器的电流检测端，次级线圈用于连接输出电路，整流滤波器的输出端连接到控制器的电源输入端，控制器的驱动波形输出端连接到开关管的控制端，控制器用于根据输入的反馈电压输出驱动波形来控制开关管的通断，以稳定次级线圈输出的电压或电流，其中，所述变压器的辅助线圈连接到所述控制器的电压输入端以输入反馈电压。

本发明提供的开关模式电源，由于采用了辅助线圈来反馈输出电压的方法，即采用从主边反馈电压的方法，相比于现有技术中从次级线圈输出端反馈电压时需要光耦和稳压装置等器件以保证变压器的主边和次边进行电气隔离的方式，具有电路简单、响应速度块、环路稳定性好的优点。另外，本发明的优选实施方式所提供的开关模式电源中，由于所述控制器根据反馈电压控制开关管的关断持续时间来稳定输出电压，以及根据反馈电压输出PFM波形来控制开关管的通断以稳定输出电流，从而实现了恒压和恒流控制，这种恒压恒流控制方法，相比于现有的电流型PWM控制方法，具有环路稳定性高、输出电压和电流精度高的优点。

附图说明

图1是现有技术中的一种开关模式电源的电路原理图；

图2是根据本发明的一种实施方式的一种开关模式电源的组成框图；

图3是根据本发明的一种实施方式的一种开关模式电源的电路原理图。

图4是根据本发明的一种实施方式的开关模式电源中的控制器实现恒压控制的原理图；

图5是根据本发明的一种实施方式的开关模式电源中的控制器实现恒流控制的原理图；

图6是根据本发明的一种实施方式的开关模式电源中的控制器的原理图。

具体实施方式

如图2所示，本发明提供的一种开关模式电源，该开关模式电源包括整流滤波器1、控制器2、开关管3和变压器4，所述变压器4包括初级线圈41、次级线圈42和辅助线圈43，初级线圈41连接到开关管3的一端，开关管3的另一端连接到控制器2的电流检测端，次级线圈42用于连接输出电路5，整流滤波器1的输出端连接到控制器2的电源输入端，控制器2的驱动波形输出端连接到开关管3的控制端，控制器2用于根据输入的反馈电压输出驱动波形来控制开关管3的通断，以稳定次级线圈42输出的电压或电流，其中，所述变压器4的辅助线圈43连接到所述控制器2的电压输入端以输入反馈电压。

所述控制器2根据输入的反馈电压输出驱动波形来控制开关管3的通断的方法包括：在恒压控制阶段：所述控制器2根据反馈电压来控制开关管3的关断持续时间，所述关断持续时间是由反馈电压与恒压恒流切换电压的差值来决定的，所述恒压恒流切换电压为进行恒压控制和进行恒流控制的电压切换点。在恒流控制阶段：所述控制器2根据反馈电压输出脉冲频率调制波形来控制开关管3的通断。所述控制器2中包括压控振荡器，该压控振荡器输出开关管的驱动波形。

所述控制器2还用于根据电流检测端检测到的流过开关管3的电流控制开关管3通断。所述控制器2的电流检测端用于检测流过开关管的电流，当所述控制器2的电流检测端所检测到的电流达到峰值电流时，所述控制器2输出低电平控制开关管3关断，以实现峰值电流保护功能，避免大电流对开关管的损坏。

所述整流滤波器1可以采用本领域技术人员所公知的任何整流滤波装置，如可以包括由四个二极管组成的桥式整流电路，以及RC滤波电路。

所述变压器4为反激式三线圈变压器，包括初级线圈41、次级线圈42和辅助线圈43，初级线圈41连接开关管3，用于接收输入功率，次级线圈42提供经变压器4调节后的输出电压和/或电流，辅助线圈43连接到控制器2的电压输入端，用于感应次级线圈42的输出电压的变化并向控制器2提供反映所述输出电压的变化的反馈电压以进行恒压恒流控制。

所述开关管3可以为本领域技术人员所公知的功率开关期间，优选为三极管，价格低廉，可以降低系统成本。

所述输出电路包括滤波电路和负载，所述滤波电路可以通过二极管连接到变压器的次级线圈。

本发明提供的开关模式电源的电原理图如图3所示，控制器2具有电压输入端VDD，接地端GND，电流检测端Sense，输出端OUT，初级线圈N₁一端连接滤波整流器的输出用以获取直流输入电压Vin，一端连接开关管Q1，次级线圈N₂连接由滤波电路和负载组成的输出电路，次级线圈N₂的输出电压为Vout，辅助线圈N₃连接到控制器2的电压输入端，控制器2的电压输入端VCC和接地端GND之间连接有电容C8，控制器2的输出端连接开关管Q1的控制端，且开关管Q1的一端连接到控制器2的电流检测端Sense。采用如图3所示的电路结构，便能实现从主边反馈电压以及恒压恒流控制功能。

本发明提供的开关模式电源利用辅助线圈N₃和次级线圈N₂的圈数比例来通过辅助线圈N₃反馈次级线圈N₂的输出电压，恒压控制阶段采用了关断时间调制方式，恒流控制阶段采用了脉冲频率调制(PFM)调制方式。具体工作原理详细描述如下：

恒压控制：当负载较小时，输出电流必然减小，导致输出电压升高，这种由于负载减轻导致的输出电压偏高，能被辅助线圈感应到，并反馈到控制器2，所述控制器2来根据过高的反馈电压来控制开关管的关断持续时间以稳定负载上的电压。控制器2判断所输入的反馈电压大于恒压恒流切换电压Vref时，输出低电平关断开关管Q1，并且根据反馈电压与恒压恒流切换电压Vref的差值来控制开关管Q1的关断持续时间，从而减小开关管Q1的输出，减小次级线圈N₂上的输出电压；通过开关管Q1持续一段时间的关断，反馈电压被调整到低于恒压恒流切换电压Vref时，所述控制器2将重新导通开关管Q1，直到控制器2的电流检测端所检测到的电流达到过电流保护阈值时，将开关管Q1关断。本发明所采用的关断时间调制方法来实现恒压控制的一种实施方式的电原理图如图4所示，当C8上的电压，即反馈电压超过恒压恒流切换电压时，CC/CV比较器将关闭振荡器VCO以关断开关管Q1而切断输出，同时误差放大器EA将放大反馈电压与恒压恒流切换电压的差值并输入到关断时间控制器OTC，来控制振荡器VCO的关闭时间，从而调整开关管的关闭持续时间。以上述描述的电路及过程，便可实现对输出电压的恒压控制。

恒流控制：当负载较大时，输出电流必然增大，导致输出电压减小，辅助线圈能检测到输出电压的减小，并反馈到控制器2，此时控制器2相应地根据反馈电压的大小输出输出PFM波形以控制开关管Q1的通断，从而稳定次级线圈N₂的输出电流。下面具体描述用PFM控制方法来实现恒流控制的原理：

初级线圈的输入功率P为

$P=\frac{U_{\mathrm{out}}\·I_{\mathrm{out}}}{\mathrm{\η}}$           等式(1)

其中，U_out表示输出电压，I_out表示输出电流，η表示变压器的效率，此外所需的输入功率P还可以表示为：

$P=f\·W=f\·\frac{L_p\·I_p^2}{2}$           等式(2)

其中，f为控制器2所输出的驱动开关管Q1的波形的频率，L_p表示主边电感量，I_p表示主边电流，将等式(1)带入等式(2)，可得：

$f=U_{\mathrm{out}}\·I_{\mathrm{out}}\·\frac{2}{L_p\·I_p^2\·\mathrm{\η}}$         等式(3)

在等式(3)中，若采用固定的导通持续时间使输出电流I_out保持恒定，则I_p为定值，假定变压器4的效率η为定值，则工作频率f将与输出电压成正比。因此，采用辅助线圈N₃反馈输出电压并将反馈电压转换成输出相应频率的波形来控制开关管Q1的通断，即可获得稳定的输出电流。

另外，通常，次级线圈N₂与输出电路之间以及辅助线圈与控制器2之间分别存在二极管，如图5所示的所述变压器4的辅助线圈N₃通过第一二极管D6连接到所述控制器2的电压输入端，输出电路通过第二二极管D3连接到所述次级线圈N₂，这样就导致辅助线圈N₃反馈的电压与输出电压之间存在误差和非线性，假设控制器2内部电阻R1和电阻R2串联，二极管D6连接到电阻R1的一端，电阻R1的另一端连接到振荡器VCO，考虑二极管D3、D6的影响，则输入到压控振荡器VCO的反馈电压V_se可表示为：

$V_{\mathrm{se}}=[(V_{\mathrm{out}}+V_{D3})\·\frac{N3}{N2}-V_{D6}]\·\frac{R2}{R1+R2}$       等式(4)

其中，V_D3为二极管D3正向导通电压，V_D6为二极管D6正向导通电压，N2、N3分别为次级线圈N₂和辅助线圈N₃的圈数。将上式简化可得：

$V_{\mathrm{se}}=V_{\mathrm{out}}\·\frac{N3}{N2}\·\frac{R2}{R1+R2}+\{\frac{N3}{N2}\·\frac{R2}{R1+R2}\·V_{D3}-\frac{R2}{R1+R2}\·V_{D6}\}$    等式(5)

由等式(5)可以可看出反馈电压和输出电压之间存在着误差和非线性，可将等式(5)中{}内的部分近似为常数，则为了抵消这种误差，只需在实际反馈电压上引入为常数量的偏移电压，该偏移电压与实际反馈电压做运算后，作为修正后的反馈电压，即控制器2可以对从电压输入端输入的反馈电压进行修正，修正后的反馈电压为从电压输入端输入的反馈电压与偏置电压之和，根据该修正后的反馈电压来输出相应的频率而使输出电流稳定，其中所述偏置电压的取值一般在6V至21V范围内。另外，考虑到温度对二极管D3和D6的正向导通电压的影响，引入的该偏移电压量应与二极管D3和D6具有相同的温度系数，如图5中所示可以使用一个与温度无关的偏置电流单元Icom在二极管D1上产生所需的偏移电压，该偏置电压与Vse作运算后再输入到压控振荡器VCO，就可以补偿反馈电压的误差以获得修正后的反馈电压，根据修正后的反馈电压来进行PFM调制使调制结果更为准确。

根据本发明的一种实施方式的电路原理图如图3所示，其中所述控制器可以采用比亚迪有限公司提供的型号为THC01系列芯片，其基本框图如图6所示，CC/CV比较器连接到压控振荡器VCO，误差放大器EA经关断时间控制器OTC连接到压控振荡器VCO，用于在恒压控制阶段控制关闭压控振荡器VCO的时间，即控制开关管的关断时间以稳定输出电压；反馈电压还连接到压控振荡器VCO用以在恒流阶段控制压控振荡器VCO输出不同频率的波形，以调整开关管Q1的通断；过流保护单元OCP用于将电流检测端输入的信号与过电流保护阈值Ref比较，导引单元空白单元LEB用于在芯片中建立一个导引边缘空白时间，如350ns，以避免开关脉冲的过早终止，过流保护单元OCP的输出端与LEB的一端经与门后的输出端与压控振荡器VCO的最大占空比信号输出端，再经或门连接到RS触发器的R端，导引边缘空白单元LEB的另一端连接驱动器Driver，压控振荡器VCO的时钟信号连接到RS触发器的S端，控制器2中还具有过压保护单元OVP，用于当芯片的输入电压大于过压保护阈值Vovp时，如28V时，使控制器2切断输出，RS触发器的Q端与过压保护单元OVP的输出端经与门连接到驱动单元Driver，驱动单元Driver的输出端即为控制器2的输出端；另外，所述控制器2中还具有图6中所示的通过内部参考与偏移单元IRB连接到压控振荡器VCO的比较器UVLO，该比较器UVLO用于将所述控制器2的电压输入端输入的电压与启动电压阈值或关闭电压阈值Vof进行比较，分别用于控制控制器2的开启和关断。

在使用本发明提供的如图3及图6所示的开关模式电源时，其工作过程如下：

通电后，启动阶段，整流滤波器将交流电整流成直流电并进行滤波，整流滤波器输出的直流电给电容C8充电，当控制器2的电压输入端输入的电压超过启动电压阈值时，控制器2输出高电平使开关管Q1导通，能量开始在初级线圈N₁上存储，此时检测电阻R12上电压线性上升直至控制器2检测到的电流达到过电流保护阈值时，控制器2输出低电平关断开关管Q1，能量开始转移到次级线圈N₂。由于此时输出端电压并没有建立，辅助线圈N₃上没有能量无法给电容C8充电，即没有反馈电压，此阶段，控制器2采用固定频率控制开关管Q1的通断，直至输出端电压建立，辅助线圈N₃能够感应到反馈电压并将该电压反馈到控制器2，以保证电路正常启动。另外，在输出端电压未建立前，控制器2供电及开关管Q1的驱动完全由电容C8提供，因此在控制器2启动电压阈值和关闭电压阈值间增加一定的迟滞电压，才能保证电路的正常启动，比如，启动电压阈值设置为12V，关闭电压阈值设置为6V，这样在电压小于12V时，控制器2并不直接被关闭，而是只有达到6V以下时才关闭，加入一定的迟滞电压后，就保证了电路能够正常启动；同时，还可利用此迟滞电压值实现控制器2的故障自动恢复功能，即当输出端过载或短路时，输出电压将被拉至很低电位，相应地辅助线圈N₃的反馈电压也会将被拉低，这将导致控制器2仅依靠电容C8供电，因此C8电压会很快降至控制器2的关断电压阈值，控制器2将被关闭，并进入重新启动阶段。

在电路正常启动后，由于开关管Q1的导通持续时间由输入电源电压、初级线圈电感、检测电阻R12及过电流保护阈值共同决定，与输出电压的反馈无关，因此对于一定的开关模式电源电路，其开关管Q1的导通持续时间是固定的。固定的导通持续时间决定了变压器的每周期输入功率一定，因此只需调整开关管Q1的关断时间即可得到稳定的输出。由上面的分析，在恒压控制阶段，反馈电压高于恒压恒流切换电压，根据该反馈电压与恒压恒流切换电压的比较来关闭压控振荡器VCO一段时间，即输出一定持续时间的低电平，以调节开关管Q1的关断持续时间，从而稳定开关管Q1的输出电压，开关管Q1关断一段时间后，反馈电压又低于了恒压恒流切换电压，压控振荡器VCO将输出高电平，使开关管Q1重新导通，直到控制器2的电流检测端所检测的电流达到过电流保护阈值时关断开关管Q1，如此循环工作以得到稳定的输出电压。在恒流控制阶段，只需要根据反馈电压向开关管Q1输出相应频率的波形，即采用PFM波形控制开关管的通断，即可输出稳定的电流。本发明提供的这种开关模式电源，由于采用了主边反馈电压的方法，以及采用关断时间调制的恒压控制方法和采用PFM调制的恒流控制方法，具有电路简单、响应速度快、环路稳定性好的优点。

Claims (7)

1.一种开关模式电源，该开关模式电源包括整流滤波器(1)、控制器(2)、开关管(3)和变压器(4)，所述变压器(4)包括初级线圈(41)、次级线圈(42)和辅助线圈(43)，初级线圈(41)连接到开关管(3)的一端，开关管(3)的另一端连接到控制器(2)的电流检测端，次级线圈(42)用于连接输出电路(5)，整流滤波器(1)的输出端连接到控制器(2)的电源输入端，控制器(2)的驱动波形输出端连接到开关管(3)的控制端，控制器(2)用于根据输入的反馈电压输出驱动波形来控制开关管(3)的通断，以稳定次级线圈(42)输出的电压或电流，其特征在于，所述变压器(4)的辅助线圈(43)连接到所述控制器(2)的电压输入端以输入反馈电压。

其中，所述变压器(4)的辅助线圈(43)通过第一二极管(D6)连接到所述控制器(2)的电压输入端，所述输出电路(5)通过第二二极管(D3)连接到所述变压器(4)的次级线圈；

所述控制器(2)还对从电压输入端输入的反馈电压进行修正，修正后的反馈电压为从电压输入端输入的反馈电压与偏置电压之和。

2.根据权利要求1所述的开关模式电源，其中，所述控制器(2)根据输入的反馈电压输出驱动波形来控制开关管(3)的通断的方法包括：

在恒压控制阶段：所述控制器(2)根据反馈电压来控制开关管(3)的关断持续时间；

在恒流控制阶段：所述控制器(2)根据反馈电压输出脉冲频率调制波形来控制开关管(3)的通断。

3.根据权利要求2所述的开关模式电源，其中，所述关断持续时间根据反馈电压与恒压恒流切换电压的差值决定。

4.根据权利要求1-3中任一权利要求所述的开关模式电源，其中，所述控制器(2)还用于根据电流检测端检测到的流过开关管(3)的电流控制开关管(3)通断。

5.根据权利要求1所述的开关模式电源，其中所述偏置电压为6V至21V。

6.根据权利要求1所述的开关模式电源，其中所述变压器(4)为反激式变压器。

7.根据权利要求1所述的开关模式电源，其中所述开关管(3)为三极管。

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