CN1783682A - 切换式控制装置及产生切换信号的方法 - Google Patents

Abstract

一种切换式控制装置及产生切换信号的方法，应用于一次侧控制的电源供应器，包括有一电压波形检测器，是通过多次取样变压器的电压信号以产生一电压反馈信号与一放电时间信号；一电压回路误差放大器(voltage－loop error amplifier)放大该电压反馈信号进而产生一控制信号；一截止时间调变器(off－time modulator)依据该控制信号与一过低电压信号(under－voltage signal)，相对应地产生一放电电流信号(discharge－current signal)与一待机信号(standby signal)；一振荡器依据该放电电流信号产生一脉冲信号(pulse signal)，该脉冲信号决定切换信号的截止时间；一脉冲宽度调变器依据该脉冲信号与该待机信号产生切换信号。该待机信号又控制切换信号的截止时间，并且维持一最小的切换频率。该切换信号用来稳定调整电源供应器的输出。

Description

切换式控制装置及产生切换信号的方法

技术领域

本发明涉及一种切换式控制装置及产生切换信号的方法，使用于电源供应器的控制，特别是关于一切换模式电源供应器的切换式控制装置及产生切换信号的方法。

背景技术

各种电源供应器已经广泛地使用在提供稳定调整的电压。基于符合安全(safety)的考虑，一离线式的(off-line)电源供应器必须于一次侧与二次侧之间提供电气隔离(galvanic isolation)。一光耦合器(optical-coupler)与二次侧稳压调整器(secondary-side regulator)必须用来稳定调整该离线式电源供应器的输出电压。为了节省零件数目与去除二次侧反馈电路的需要，一次侧控制技术已经相继被提出，例如1981年11月24日公告的美国专利公报第4,302,803号。然而，上述的先前技术无法满足精确的输出电压，并且在轻载条件下，功率损耗也相当严重。

技术内容

本发明的主要目的是在没有光耦合器与二次侧稳压调整器的需求下，在一次侧端提供一切换控制装置，用来精确地控制电源供应器的输出电压。此外，本发明也提出截止时间调变(off-time modulation)，用来降低切换频率，同时于轻载条件下降低电源供应器的功率损耗。

本发明公开一种切换式控制装置应用于一次侧控制的电源供应器，包含一功率开关用来切换一变压器，该变压器由该电源供应器的输入电压所提供。一切换信号控制该功率开关，用来稳定调整电源供应器的输出电压。一控制器连接到该变压器，在该切换信号的截止时间的这段期间，通过多次取样一电压信号与该变压器的一放电时间，用来产生一电压反馈信号。第一运算放大器与第一参考电压组成一电压回路误差放大器，用来放大该电压反馈信号并且输出一控制信号。该控制器是接收该控制信号而输出该切换信号。该控制器又依据该控制信号的降低来增加该切换信号的截止时间，其中该切换信号保持一个最小的切换频率来切换该变压器，用来取样该电压信号。

该控制器包含一电压波形检测器，连接到该变压器，通过该变压器的辅助绕组(auxiliary winding)，通过多次取样该电压信号与该变压器的该放电时间信号来产生该电压反馈信号。通过一分压器(voltage divider)，该电压波形检测器连接到变压器的辅助绕组。该放电时间信号表示变压器二次侧切换电流的放电时间。该电压回路误差放大器，连接到该电压波形检测器，是由第一运算放大器与第一参考电压所组成，用来放大该电压反馈信号与产生该控制信号。一截止时间调变器用来降低功率损耗，连接到该电压回路误差放大器，接收该控制信号与一过低电压信号，用来输出一放电电流信号与一待机信号。其中降低该放电电流信号正比于降低该控制信号。该过低电压信号表示一较低的供应电压输出到该控制器，同时减少该切换信号的该截止时间。一振荡器连接到该截止时间调变器，接收该放电电流信号，用来输出一脉冲信号与一斜坡信号，该脉冲信号用来决定该切换信号的截止时间，并且该脉冲信号的脉冲宽度增加正比于该放电电流信号减少。

一加法器连接到一电流感测电阻，并且由该斜坡信号所供给，产生一斜率信号。一脉冲宽度调变器连接到该电压回路误差放大器、该截止时间调变器、该振荡器与该加法器，接收该控制信号、该待机信号、该脉冲信号与该斜率信号来产生该切换信号，通过该控制信号与该斜率信号来稳定调整该切换信号的脉冲宽度，输出电压因此可以得到精确地调整。该切换信号的截止时间增加正比于该脉冲信号的脉冲宽度增加。为了多次取样该电压信号，该待机信号进一步控制该切换信号的截止时间，用来保持该切换信号具有一最小的切换频率来切换该变压器。依据负载的减少，该切换信号的截止时间增加，并且降低切换频率。因此，在轻载条件下可以降低功率损耗。

下面结合附图和实施例对本发明进行详细说明。

附图说明

图1为电源供应器具有切换式控制装置的电路方块图；

图2为电源供应器与切换式控制装置的主要波形；

图3为本发明的较佳实施例的控制装置；

图4为本发明的较佳实施例的电压波形检测器；

图5为本发明的较佳实施例的振荡器；

图6为本发明的较佳实施例的截止时间调变器；

图7为本发明的脉冲宽度调变器的电路图；

图8为本发明的唤醒定时器的电路图；及

图9为本发明的加法器的电路图。

其中，附图标记：

10变压器

20晶体管

30电流感测电阻

31电容

40整流器

45电容

50电阻

51电阻

60整流器

65电容

70控制装置

71运算放大器

73比较器

75比较器

79与非门逻辑电路

100电压波形检测器

110电容

111电容

115电容

121开关

122开关

123开关

124开关

125开关

130二极管

131二极管

135电流源

150运算放大器

151运算放大器

155比较器

156临界信号

161反相器

162反相器

163与非门逻辑电路

164与门逻辑电路

165与门逻辑电路

166与门逻辑电路

170D型触发器

171D型触发器

180电流源

181晶体管

182电容

190取样脉冲产生器

200振荡器

201运算放大器

205比较器

210电阻

215电容

230开关

231开关

232开关

233开关

250晶体管

251晶体管

252晶体管

253晶体管

254晶体管

255晶体管

260反相器

300截止时间调变器

310运算放大器

311电阻

314晶体管

315晶体管

316晶体管

321临界电流

325最大放电电流

329最小放电电流

330计数器

331比较器

332比较器

340缓存器

350反相器

351与非门逻辑电路

352与非门逻辑电路

356与门逻辑电路

357与门逻辑电路

381电阻

382电阻

500脉冲宽度调变器

511与非门逻辑电路

512反相器

515D型触发器

518反相器

519与门逻辑电路

520消隐电路

521反相器

522反相器

523与非门逻辑电路

525电流源

526晶体管

527电容

600加法器

610运算放大器

611运算放大器

620晶体管

621晶体管

622晶体管

650电阻

651电阻

具体实施方式

图1为一具有切换控制装置的电源供应器。该电源供应器包含一变压器10，该变压器10具有辅助绕组N_A、一次侧绕组N_P与二次侧绕组N_S。该一次侧绕组N_P连接到电源供应器的输入电压V_IN。为了稳定调整电源供应器的输出电压V_O和/或输出电流I_O，一切换控制装置包含一切换信号V_PWM，用来控制一晶体管20的功率开关，一控制器70连接于该功率开关的一控制端，产生该切换信号V_PWM。

图2为图1所示的电源供应器的各种信号波形。当切换信号V_PWM为导通(逻辑上为高电平)，于是产生一次侧切换电流I_P。一次侧切换峰值电流I_P1可以由下式得到：

$I_{P1}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\×T_{\mathrm{ON}}...\left(1\right)$

其中L_P为变压器10的一次侧绕组N_P的电感值；T_ON为该切换信号V_PWM的导通时间(on-time)。

一旦切换信号V_PWM为截止(逻辑上为低电平)，此时变压器10的储能将会传送到变压器10的二次侧，并且通过二极管整流器40到电源供应器的输出端，于是产生二次侧切换电流I_S。二次侧切换峰值电流I_S1可以表示成：

$I_{S1}=\frac{(V_O+V_F)}{L_S}\×T_{\mathrm{DS}}...\left(2\right)$

其中V_O为电源供应器的输出电压；V_F为二极管整流器40的顺向压降(forward voltage drop)；L_S为变压器10的二次侧绕组N_S的电感值；T_DS为变压器10的放电时间，也可以表示为二次侧切换电流I_S的放电时间。

同时，在变压器10的辅助绕组N_A上产生一电压信号V_AUX，该电压信号V_AUX的一电压电平V_AUX1表示成：

$V_{\mathrm{AUX}}=\frac{T_{\mathrm{NA}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×(V_O+V_F)...\left(3\right)$

其中T_NA与T_NS分别为该变压器10的辅助绕组N_A与二次侧绕组N_S的绕组匝数。

当二次侧切换电流I_S下降到零时，辅助绕组N_A所产生的电压信号V_AUX开始减少。这也表示变压器10的储能在这瞬间完全地释放出来。因此，在方程式(2)的放电时间T_DS可以由该切换信号V_PWM的下降边缘(falling edge)到电压信号V_AUX开始下降的转角处(corner)测量到，如图2所示。一次侧切换电流I_P的峰值电流I_P1与变压器10的绕组匝数可以用来决定二次侧切换电流I_S的峰值电流I_S1。二次侧切换电流I_S的峰值电流I_S1可以表示成：

$I_{S1}=\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×I_{P1}...\left(4\right)$

其中T_NP为该变压器10的一次侧绕组N_P的绕组匝数。

如图1所示，该控制器70包含电源供应端(supply terminal)VCC、接地端(ground terminal)GND、侦测端(detection terminal)DET、输出端(outputterminal)OUT、感测端(sense terminal)CS与电压补偿端(voltage-compensationterminal)COMV。电源供应端VCC与接地端GND用来提供该控制器70的电源。一电阻50与51串联形成一分压器(voltage divider)，两个电阻分别连接于变压器10的辅助绕组N_A与接地参考电平之间。该控制器70的侦测端DET连接到电阻50与电阻51的连接处。在侦测端DET产生一电压V_DET可以得到：

$V_{\mathrm{DET}}=\frac{R_{51}}{R_{50}+R_{51}}\×V_{\mathrm{AUX}}...\left(5\right)$

其中R₅₀与R₅₁为电阻50与51的电阻值。

通过二极管整流器60，该电压信号V_AUX又对电容65进行充电，用来提供电源给该控制器70的电源供应端VCC。一电流感测电阻30由晶体管20的源极(source)连接到接地端参考电平，用来转换一次侧切换电流I_P通过晶体管20成为一电流信号V_CS。该控制器70的感测端CS连接到该电流感测电阻30，用来侦测该电流信号V_CS。该控制器70的输出端OUT提供该切换信号V_PWM，用来切换该变压器10。一电压补偿端COMV连接到补偿网络，用来电压回路频率补偿(voltage-loop frequency compensation)。该补偿网络可以使用一个电容如电容31连接到接地端参考电平。

图3为根据本发明的较佳实施例的控制器70。结合图1和图3，在侦测端DET，该控制器70包含一电压波形检测器100。通过一分压器，该电压波形检测器100连接到该变压器10的辅助绕组N_A。通过该变压器10的辅助绕组N_A，该电压波形检测器100通过多次取样该电压V_DET与该变压器的放电时间T_DS而输出一电压反馈信号V_FB。该电压波形检测器100输出该电压反馈信号V_FB到运算放大器71的负端输入，该运算放大器71的正端输入连接一参考电压V_R1。该运算放大器71与该参考电压V_R1组成电压回路误差放大器，用来放大电压反馈信号V_FB，并且产生一控制信号V_CTR。一电压回路误差放大器，连接到该电压波形检测器100，由第一运算放大器71与第一参考电压VR1所组成，用来放大该电压反馈信号V_FB与产生该控制信号V_CTR。

一截止时间调变器300连接到该电压回路误差放大器，接收该控制信号V_CTR与一过低电压信号V_UV用来输出一放电电流信号I_D与一待机信号V_STB。其中降低该放电电流信号I_D正比于该控制信号V_CTR降低。该过低电压信号V_UV表示一较低的供应电压V_CC输出到该控制器70，并且同时减少该切换信号V_PWM的截止时间。一振荡器200连接到该截止时间调变器300，接收该截止时间调变器300的放电电流信号I_D，用来输出一脉冲信号PLS与一斜坡信号RMP。该脉冲信号PLS用来初始化(initial)该切换信号V_PWM与决定该切换信号V_PWM的截止时间，并且该脉冲信号PLS增加的脉冲宽度和减少的放电电流信号成正比。

一加法器600连接电流感测电阻30与该振荡器200，接收该电流信号V_CS与该斜坡信号RMP，用来输出一斜率信号(slope signal)V_SLP。该加法器600通过该电流信号V_CS与该斜坡信号RMP的相加而产生该斜率信号V_SLP，该斜率信号的作用是对电压回路形成斜率补偿(slope compensation)。该电流感测电阻30输出一比较器75，该比较器75与参考电压V_R2组成一峰值电流限制器(peak-current limiter)，用来限制一次侧切换电流I_P的最大值。该峰值电流限制器的输入端连接到控制器70的感测端CS，用来侦测该电流信号V_CS，并且达成周期性的(cycle-by-cycle)电流限制。

该运算放大器71具有传导(trans-conductance)输出的特性。该运算放大器71的输出连接到该电压补偿端COMV与比较器73的正端输入。比较器73的负端输入连接到加法器600的输出端。

通过与非门逻辑电路79，一脉冲宽度调变器500连接到比较器73与比较器75。该脉冲宽度调变器500也连接到该电压回路误差放大器、该截止时间调变器300、该振荡器200与该加法器，接收该控制信号、该待机信号、该脉冲信号与该斜率信号来产生该切换信号，并且依据该电压回路误差放大器的输出与该峰值电流限制器的输出来控制该切换信号V_PWM的脉冲宽度。该与非门逻辑电路79依据比较器73与比较器75的输出来产生一重置信号(resetsignal)RST，用来重置该切换信号V_PWM。该切换信号V_PWM的截止时间增加正比于该脉冲信号的脉冲宽度增加。为了多次取样该电压信号，该待机信号进一步控制该切换信号V_PWM的截止时间，用来保持该切换信号V_PWM具有一最小的切换频率来切换该变压器。依据负载的减少，该切换信号V_PWM的截止时间增加，并且降低切换频率。因此，在轻载条件下可以降低功率损耗。

本发明的主要目的是在没有光耦合器与二次侧稳压调整器的需求下，于一次侧端提供一切换控制装置，用来精确地控制电源供应器的输出电压。此外，本发明也提出截止时间调变，用来降低切换频率，同时于轻载条件下降低电源供应器的功率损耗。

一电压控制回路的组成是由该电压信号V_AUX的取样到该切换信号V_PWM的脉冲宽度调变，依据参考电压V_R1来控制电压信号V_AUX的振幅(magnitude)。该电压信号V_AUX的电压电平V_AUX1与输出电压V_O为等比例的对应关系，如方程式(3)所示。该电压信号V_AUX如方程式(5)所示又衰减为该电压V_DET。通过该电压V_DET的多次取样，该电压波形检测器100产生该电压反馈信号V_FB。通过电压控制回路的稳定调整，依据该参考电压V_R1的数值来控制该电压反馈信号V_FB的数值。该电压回路误差放大器与该脉冲宽度调变器对于电压控制回路提供回路增益。因此，输出电压V_O可以简化为：

$V_O=(\frac{R_{50}+R_{51}}{R_{51}}\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NA}}}\×V_{R1})-V_F...\left(6\right)$

通过该电压波形检测器100来多次取样该电压信号V_AUX。在二次侧切换电流I_S下降到零之前，该电压信号V_AUX立即被取样与量测。因此，二次侧切换电流I_S的改变并不会影响二极管整流器40的顺向压降V_F的数值。

图4为根据本发明的较佳实施例的电压波形检测器100。一取样脉冲产生器(sample-pulse generator)190产生一取样脉冲信号，用来达成多次取样的动作。一临界值信号(threshold signal)156加上该电压信号V_AUX来产生一电平位移反射信号(level-shift reflected signal)。第一信号产生器包含D型触发器171、与门逻辑电路165与166，用来产生第一取样信号V_SP1与第二取样信号V_SP2。第二信号产生器包含D型触发器170、与非门逻辑电路163、与门逻辑电路164与比较器155，用来产生该放电时间信号S_DS。

一时间延迟电路(time-delay circuit)包含反相器162、电流源180、晶体管181与电容182。当该切换信号V_PWM为逻辑上的低电平时，用来产生一延迟时间Td。反相器161的输入端由该切换信号V_PWM所提供。该反相器161的输出端连接到反相器162的输入端，同时也连接到与门逻辑电路164的第一输入端与D型触发器170的频率输入端(clock-input)。该反相器162的输出端可导通或截止晶体管181。电容182连接于晶体管181的漏极与源极，该晶体管181的集电极也是时间延迟电路的输出端。该电流源180对电容182充电。因此，该电流源180的电流与电容182的电容值决定该时间延迟电路的延迟时间T_d。D型触发器170的D输入端上拉(pull high)到供应电压V_CC。D型触发器170的输出端连接到与门逻辑电路164的第二输入端，该与门逻辑电路164输出放电时间信号S_DS。

当该切换信号V_PWM逻辑上为低电平，该放电时间信号S_DS因而为启用状态。该与非门逻辑电路163的输出端连接于该D型触发器170的重置输入端(reset-input)。与非门逻辑电路163的两个输入端分别地连接到时间延迟电路的输出端与比较器155的输出端。该比较器155的负端输入由电平位移反射信号所提供，比较器155的正端输入由电压反馈信号V_FB所提供。因此，在延迟时间T_d之后，一旦电平位移反射信号低于该电压反馈信号V_FB，该放电时间信号S_DS为停用状态。此外，只要切换信号V_PWM为启用，该放电时间信号S_DS也为停用状态。

取样脉冲产生器190产生的取样脉冲信号施加于D型触发器171的频率输入端、与门逻辑电路165与166的第三输入端。D型触发器171的D输入端与反向输出端连接在一起而形成除2计数器(divide-by-two counter)。D型触发器171的输出端与反向输出端分别连接于与门逻辑电路165与166的第二输入端。该与门逻辑电路165与166的第一输入端由放电时间信号S_DS所提供。与门逻辑电路165与166的第四输入端连接到时间延迟电路的输出端。因此，由该与门逻辑电路165与166的输出分别地产生出第一取样信号V_SP1与第二取样信号V_SP2。此外，在放电时间信号S_DS的启用周期的这段期间，第一取样信号V_SP1与第二取样信号V_SP2为交替地产生出来。然而，在放电时间信号S_DS的一开始插入延迟时间T_d，用来禁止产生第一取样信号V_SP1与第二取样信号V_SP2。在延迟时间T_d的这段期间，第一取样信号V_SP1与第二取样信号V_SP2因而为停用状态。

第一取样信号V_SP1与第二取样信号V_SP2交替的控制开关121与开关122进行切换动作，同时通过侦测端DET与电阻性分压器交替地取样该电压信号V_AUX。同一时间，该电压信号V_AUX分别对第一电容110与第二电容111进行充电动作，可以得到跨于第一电容110与第二电容111的第一维持电压(firsthold voltage)与第二维持电压(second hold voltage)。开关123与第一电容110并联连接，作为第一电容110放电之用。开关124与第二电容111并联连接，作为第二电容111放电之用。一缓冲放大器(buffer amplifier)包含运算放大器150与151、二极管130、二极管131与电流源135，用来产生一维持电压。运算放大器150与151的正端输入分别地连接到第一电容110与第二电容111。运算放大器150与151的负端输入连接到缓冲放大器的输出端。二极管130连接由运算放大器150的输出到缓冲放大器的输出端，二极管131由运算放大器151的输出连接到缓冲放大器的输出端。

因此，由第一维持电压与第二维持电压的较高电压来得到该维持电压。该电流源135用来结束动作。一开关125周期性地导通到第一输出电容115的维持电压，用来产生电压反馈信号V_FB。该开关125通过脉冲信号PLS来进行导通或截止。在延迟时间T_d之后，第一取样信号V_SP1与第二取样信号V_SP2开始产生第一维持电压与第二维持电压，如此可消除电压信号V_AUX的突波干扰(spike interference)。当切换信号V_PWM停用，并且晶体管20是截止的，此时电压信号V_AUX将会产生电压突波。

当二次侧切换电流IS下降为零，该电压信号V_AUX开始下降，通过比较器155的侦测用来停用该放电时间信号S_DS。该放电时间信号S_DS的脉冲宽度因而与二次侧切换电流I_S的放电时间T_DS有密切的关系。当该放电时间信号S_DS停用，这将使得该第一取样信号V_SP1与该第二取样信号V_SP2停用，并且多次取样的动作是停止的。此时，在缓冲放大器的输出产生维持电压，表示一终止电压(end voltage)。该终止电压因而与该电压信号V_AUX有密切的关系，也就是在二次侧切换电流I_S下降到零之前，电压信号V_AUX就被取样。该维持电压的获得是取第一维持电压与第二维持电压的较高电压，当该电压信号V_AUX开始减少时，将忽略电压信号V_AUX的取样动作。

图5为根据本发明的较佳实施例的振荡器200。一运算放大器201、一电阻210与一晶体管250组成第一电压转电流转换器(first V-to-I converter)。该第一电压转电流转换器依据一参考电压V_REF而产生参考电流I₂₅₀。数个晶体管如251、252、253、254与255形成电流镜(current mirror)，依据参考电流I₂₅₀的输出用来产生充电电流I₂₅₃、定电流I₃₂₁、定电流I₃₂₅与定电流I₃₂₉。晶体管253的集电极产生充电电流I₂₅₃。一第一开关230连接于晶体管253的集电极与振荡电容215之间。第二开关231的第一端点连接到振荡电容215，第二开关231的第二端点由该放电电流信号I_D所驱动。该斜坡信号RMP由跨于振荡电容215两端所获得。第一比较器205的正端输入连接到振荡电容215，第一比较器205输出脉冲信号PLS，该脉冲信号PLS决定切换频率。第三开关232的第一端点由高临界值电压(high threshold voltage)V_H所供给，第四开关233的第一端点由低临界值电压(low threshold voltage)V_L所供给。第三开关232的第二端点与第四开关233的第二端点连接于第一比较器205的负端输入。反相器260的输入端连接到第一比较器205的输出，用来产生反相脉冲信号/PLS。脉冲信号PLS用来导通或截止第二开关231与第四开关233。反相脉冲信号/PLS控制第一开关230与第三开关232的导通或截止。

图6为本发明的较佳实施例的截止时间调变器300。该截止时间调变器300连接到振荡器200，用来连接一最小放电电流I₃₂₉、一最大放电电流I₃₂₅与一临界值电流I₃₂₁。一运算放大器310、一晶体管314与一电阻311形成第二电压转电流转换器。该第二电压转电流转换器依据控制信号V_CTR来产生一控制电流I₃₁₄。该控制电流I₃₁₄连接到该最小放电电流I₃₂₉、该最大放电电流I₃₂₅与该临界值电流I₃₂₁，其目的是用来产生放电电流信号I_D。该控制电流I₃₁₄通过由晶体管315与316组成的电流镜来删除临界值电流I₃₂₁，并且产生放电电流信号I_D。当控制信号V_CTR减少，该放电电流信号I_D降低。当放电电流信号I_D降低时，这将使得脉冲信号PLS的周期与切换信号V_PWM的截止时间增加。然而，该最小放电电流I₃₂₉决定放电电流信号I_D的最小值。该最大放电电流I₃₂₅箝住放电电流信号I_D的最大值。该控制信号的电压V_CTR正比于负载条件。因此，当负载降低时，该放电电流信号I_D也随之降低。而该放电电流信号I_D的最小值与最大值被箝住在固定的电平。

一旦该控制信号V_CTR低于第一临界值电压V_TH1，比较器331通过反相器350产生第一启用信号。一旦该控制信号V_CTR高于第一临界值电压V_TH1，比较器331通过与非门逻辑电路351产生第一停用信号。一旦该控制器的衰减供电电压(attenuated supply voltage)低于第二临界值电压V_TH2，比较器332通过与非门逻辑电路352产生过低电压信号V_UV。该衰减供电电压由供电电压V_CC经由电阻381与电阻382衰减后所得的电压。一延迟计数器(delaycounter)330具有延迟时间T_d1，一旦该第一启用信号为启用状态，并且比延迟时间T_d1还长，该延迟计数器产生待机启用信号(standby-enable signal)。一个缓存器340、与门逻辑电路356与357组成一待机信号产生器(standby-signalgenerator)。该与门逻辑电路356连接到延迟计数器330，依据待机启用信号来启用待机信号V_STB。该待机信号V_STB通过与门逻辑电路357，依据第一停用信号与过低电压信号为停用状态。

图7为本发明的脉冲宽度调变器500的电路图。脉冲宽度调变器500包含一与非门逻辑电路511、一D型触发器515、一与门逻辑电路519、反相器512、反相器518及反相器551所组成的一切换信号产生器、一消隐电路(blankingcircuit)520与一唤醒定时器(wake-up timer)550。切换信号产生器中该D型触发器515的D输入端上拉到供应电压V_CC。该脉冲信号PLS驱动反相器512的输入端。反相器512的输出端连接到该D型触发器515的频率输入端，用来启用该切换信号V_PWM。该D型触发器515的输出端连接到与门逻辑电路519的第一输入端，该与门逻辑电路519的第二输入端连接到反相器512的输出端。与门逻辑电路519输出此切换信号V_PWM用来切换电源供应器。当该脉冲信号PLS启用，该切换信号V_PWM即停用。因此，该脉冲信号PLS的脉冲宽度可以控制该切换信号V_PWM的截止时间。

该D型触发器515的重置输入端(reset-input)连接到与非门逻辑电路511的输出端。与非门逻辑电路511的第一输入端由重置信号(reset signal)RST所提供，用来周期性的停用该切换信号V_PWM。与非门逻辑电路511的第二输入端连接到消隐电路520的输出端，一旦该切换信号V_PWM启用，即可以确保该切换信号V_PWM的一个最小的导通时间(minimum on-time)。与非门逻辑电路511的第三输入端通过反相器551连接到唤醒定时器550的输出端，用来确保切换信号V_PWM的最小切换频率。该切换信号V_PWM的最小导通时间将确保该放电时间T_DS的最小值，这将保证一个适当的多次取样动作，在电压波形检测器100内用来取样该电压信号V_AUX。该放电时间T_DS与切换信号V_PWM的导通时间T_ON有密切的关联。参考方程式(1)、(2)、(4)与(7)，该放电时间T_DS可以表示成方程式(8)：

$L_S={\left(\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\right)}^2\×L_P...\left(7\right)$

$T_{\mathrm{DS}}=\left(\frac{V_{\mathrm{IN}}}{V_O+V_F}\right)\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×T_{\mathrm{ON}}...\left(8\right)$

该切换信号产生器依据该脉冲信号PLS来产生该切换信号V_PWM，其中该切换信号V_PWM依据该脉冲信号PLS的下降边缘而被初始化，并依据该脉冲信号PLS的启用状态来停用该切换信号V_PWM以提供该截止时间；该切换信号产生器又连接到电压回路误差放大器极加法器600以取得控制信号V_CTR与该斜率信号V_SLP，用来控制该切换信号V_PWMX的脉冲宽度。

该消隐电路520的输入端由切换信号V_PWM所提供。当该切换信号V_PWM启用，该消隐电路520将产生一消隐信号(blanking signal)V_BLK来禁止该D型触发器515的重置动作。该消隐电路520包含一与非门逻辑电路523、一电流源525、一电容527、一晶体管526、反相器521与522。该切换信号V_PWM施加于反相器521的输入端与与非门逻辑电路523的第一输入端。该电流源525对电容527充电。该电容527连接于该晶体管526的集电极与源极。反相器521的输出端导通或截止该晶体管526。反相器522的输入端连接到该晶体管526的集电极。反相器522的输出端连接到与非门逻辑电路523的第二输入端，该与非门逻辑电路523的输出端输出消隐信号V_BLK。该电流源525的电流与该电容527的电容值决定该消隐信号V_BLK的脉冲宽度。反相器518的输入端连接到与非门逻辑电路523的输出端。反相器518的输出端产生一清除信号(clear signal)CLR，用来导通或截止第四图所示的开关123与开关124。

切换信号V_PWM的最小切换频率确保变压器10的切换动作，用来多次取样该电压信号V_AUX。该唤醒定时器550连接到截止时间调变器300，依据待机信号V_STB来产生一唤醒信号(wake-up signal)，并且启用该切换信号V_PWM。假使该电压波形检测器100由于输出电压V_O发生过电压而取样到一个非常高的电压，或许会产生一个永久的重置信号RST，这将造成一个永久的停用该切换信号V_PWM。虽然如此，该唤醒定时器550将启用该切换信号V_PWM。该唤醒定时器550的定时器由脉冲信号PLS所计数。该唤醒定时器550的重置输入端由该消隐信号V_BLK所供给。

因此，一旦产生该切换信号V_PWM，该唤醒定时器550与该唤醒信号将会重置。该唤醒定时器550的模式输入端(mode-input)连接到该待机信号V_STB。当该待机信号V_STB停用，该唤醒定时器550将产生唤醒信号，用于脉冲信号PLS的每一个周期。一旦该待机信号V_STB启用，该唤醒定时器550将在脉冲信号PLS的特定周期之后产生唤醒信号，如此可确保切换信号V_PWM的最小切换频率。图8为根据本发明的唤醒定时器550的电路图。

图9为根据本发明的加法器600的电路图。一运算放大器610、晶体管620、晶体管621、晶体管622与一电阻650组成第三电压转电流转换器(third V-to-Iconverter)，依据斜坡信号RMP用来产生一电流I₆₂₂。一运算放大器611的正端输入由电流信号V_CS所提供。该运算放大器611的负端输入与该运算放大器611的输出连接一起，用来建立该运算放大器611如同一缓冲器(buffer)。晶体管622的集电极通过电阻651连接到该运算放大器611的输出端。在晶体管622的集电极产生该斜率信号V_SLP。该斜率信号V_SLP因而与斜坡信号RMP以及电流信号V_CS有密切的关系。

本发明用来切换一次侧控制的电源供应器，该方法步骤如下述说明：首先；感测一开关切换电流的电流变化信号；然后，感测一变压器辅助绕组的电压变化信号；接着，比较该电压变化信号与一参考电压，以产生一控制信号；再，结合该电流变化信号与源自于一振荡器的一频率信号，以产生一调变电流变化信号；同时，比较该调变电流变化信号与该控制信号，以产生一脉冲宽度调变控制信号；最后，输入该脉冲宽度调变控制信号与该频率信号到一脉冲宽度调变器，以产生一切换信号。其中，本发明更进一步包括有一个步骤，为通过一责任周期调变器接收该控制信号与该频率信号，用来产生一调变责任周期信号到该振荡器与该脉冲宽度调变器。

本发明的主要目的是在没有光耦合器与二次侧稳压调整器的需求下，于一次侧端提供一切换控制装置，用来精确地控制电源供应器的输出电压。此外，本发明也提出截止时间调变，用来降低切换频率，同时于轻载条件下降低电源供应器的功率损耗。

当然，本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (11)

1.一种切换式控制装置，连接于一变压器的一次侧，用于控制切换该变压器以提供一直流电力输出，其特征在于，包括有：

一功率开关，其输出端连接于该变压器的一次侧，用来控制一输入电压传送到该变压器的一次侧；及

一控制器，连接于该功率开关的一控制端，并输出一切换信号到该控制端；

该控制器在该切换信号截止期间，从该变压器的一辅助绕组中多次取样一电压信号与一放电时间，经内部电路处理后产生一控制信号；该控制信号的降低可增加该切换信号的截止时间，同时该切换信号可在截止期间保持一最小的切换频率。

2.根据权利要求1所述的切换式控制装置，其特征在于：该控制器依据该控制信号与一过低电压信号来控制该切换信号的截止时间；该过低电压信号被传送到该控制器，用来减少该切换信号的截止时间，是一较低的供应电压。

3.根据权利要求1所述的切换式控制装置，其特征在于，所述控制器包括：

一电压波形检测器，连接到该变压器，通过该变压器的辅助绕组，通过多次取样该电压信号与该变压器的该放电时间来产生一电压反馈信号；

一电压回路误差放大器，连接到该电压波形检测器，由第一运算放大器与第一参考电压所组成，用来放大该电压反馈信号与产生该控制信号；

一截止时间调变器，连接到该电压回路误差放大器，接收该控制信号与一过低电压信号，用来输出一放电电流信号与一待机信号，其中降低该放电电流信号正比于降低该控制信号；

一振荡器，连接到该截止时间调变器，接收该放电电流信号，用来输出一脉冲信号与一斜坡信号，该脉冲信号用来决定该切换信号的截止时间，并且该脉冲信号的脉冲宽度增加正比于该放电电流信号减少；

一加法器，连接到一电流感测电阻，并且由该斜坡信号所供给，产生一斜率信号；以及

一脉冲宽度调变器，连接到该电压回路误差放大器、该截止时间调变器、该振荡器与该加法器，接收该控制信号、该待机信号、该脉冲信号与该斜率信号来产生该切换信号，通过该控制信号与该斜率信号来稳定调整该切换信号的脉冲宽度；该切换信号的截止时间与该脉冲信号的脉冲宽度成正比；该待机信号进一步控制该切换信号的截止时间，用来保持该切换信号具有一最小的切换频率来切换该变压器。

4.根据权利要求3所述的切换式控制装置，其特征在于，其中该电压波形检测器包括：

一取样脉冲产生器，用来产生一取样脉冲信号；

一临界值信号，其中该临界值信号加上该电压信号，用来产生一电平位移信号；

一第一电容与一第二电容；

一第一信号产生器，产生一第一取样信号与一第二取样信号，其中该第一取样信号与该第二取样信号分别控制两开关进行切换动作，用来交替地取样该电压信号，并在该第一电容与该第二电容上，交替地维持着一第一维持电压与一第二维持电压；

一第二信号产生器，输出一放电时间信号，其中更有一延迟时间被插入在该放电时间信号的开始，该第一取样信号与该第二取样信号，在该延迟时间周期的这段期间，为停用状态；及

一缓冲放大器，取得该第一维持电压与该第二维持电压并运算出较高的电压，用来产生一维持信号；及

一第一输出电容，通过取样该维持信号来产生该电压反馈信号。

5.根据权利要求3所述的切换式控制装置，其特征在于，其中该电压波形检测器多次取样该电压信号而产生一终止电压，用来产生该电压反馈信号；其中该终止电压在二次侧切换电流下降到零之前立即被取样与量测。

6.根据权利要求3所述的切换式控制装置，其特征在于，其中该截止时间调变器包括：

一最小放电电流与一最大放电电流；

一临界值电流；

一电压转电流转换器，依据该控制信号来产生一控制电流，该控制电流连接到该最小放电电流、该最大放电电流与该临界值电流，用来产生该放电电流信号；该控制电流删除该临界值电流，用来产生该放电电流信号，该最小放电电流用来决定该放电电流信号的最小值，该最大放电电流用来箝位该放电电流信号的最大值；

一第一临界值电压，该控制信号低于该第一临界值电压时产生一第一启用信号，反之，高于该第一临界值电压则产生一第一停用信号；

一第二临界值电压，该控制器的衰减供电电压低于该第二临界值电压时产生该过低电压信号；

一延迟计数器，具有一计数延迟时间，在该计数延迟时间较短于该第一启用信号时，输出一待机启用信号；及

一待机信号产生器，连接到该延迟计数器，依据该待机启用信号来启用该待机信号。

7.根据权利要求3所述的切换式控制装置，其特征在于，其中振荡器包括：

一第一电压转电流转换器，依据一参考电压用来产生一充电电流与参考电流；

一振荡电容；

一第一开关，其第一端点由该充电电流所供给，第二端点连接到该振荡电容；

一第二开关，其第一端点连接到该振荡电容，第二端点由该放电电流信号所驱动；

一第一比较器，其非反相输入端连接到该振荡电容，产生该脉冲信号；

一第三开关，其第一端点由一高临界值电压所供给，其第二端点连接到该第一比较器的反相输入端；

一第四开关，其第一端点由一低临界值电压所供给，其第二端点连接到该第一比较器的反相输入端；及

一反相器，其一输入端连接到该第一比较器的输出端，用来产生一反相脉冲信号；

藉此，该脉冲信号导通或截止该第二开关与该第四开关，该反相脉冲信号导通或截止该第一开关与该第三开关。

8.根据权利要求1所述的切换式控制装置，其特征在于，其中该切换信号具有一个最小的导通时间，一旦该切换信号为启用状态，又确保该放电时间的最小值，用来多次取样该电压信号。

9.根据权利要求3所述的切换式控制装置，其特征在于，其中脉冲宽度调变器包括：

一切换信号产生器，连接到该振荡器，依据该脉冲信号来产生该切换信号，其中该切换信号依据该脉冲信号的下降边缘而被初始化，并依据该脉冲信号的启用状态来停用该切换信号以提供该截止时间；该切换信号产生器又连接到该控制信号与该斜率信号，用来控制该切换信号的脉冲宽度；

一消隐电路，依据该切换信号的导通状态，启用该切换信号的最小导通时间；及

一唤醒定时器，连接到该截止时间调变器，依据该待机信号来启用该切换信号，其中该唤醒定时器依据该待机信号的停用状态，对于该脉冲信号的每一个周期将启用该切换周期；一旦该待机信号启用，在该脉冲信号的特定周期之后，该唤醒定时器将启用该切换周期，以确保该切换信号的最小切换频率。

10.一种切换式控制输出产生切换信号的方法，用来切换一次侧控制的电源供应器，该方法包括下列步骤：

感测一开关切换电流的电流变化信号；

感测一变压器辅助绕组的电压变化信号；

比较该电压变化信号与一参考电压，以产生一控制信号；

结合该电流变化信号与源自于一振荡器的一频率信号，以产生一调变电流变化信号；

比较该调变电流变化信号与该控制信号，以产生一脉冲宽度调变控制信号；及

输入该脉冲宽度调变控制信号与该频率信号到一脉冲宽度调变器，以产生一切换信号。

11.根据权利要求10所述的切换式控制输出产生切换信号的方法，进一步包括有一个步骤：产生一调变责任周期信号到该振荡器与该脉冲宽度调变器；该调变责任周期信号依据该控制信号与该频率信号经由一责任周期调变器得到。

Images