CN104685776A - 同步电压转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种可调节的同步电压转换器(10)，其具有电隔离部和根据输入电压(UE)对多个输出电压(UAn)的调节的调整部，以及在输入侧具有借助PWM装置(13)控制的半导体开关(12)，并且在输出侧具有整流器(14)和额定值-实际值比较器(20)。频率控制的额定值切换部(30)依据PWM装置(13)的可调整的工作频率(fan)，将第一额定值(UAn)切换为与当前所选择的工作频率(fan)相关联的第二额定值(UAn+1)，其中，转换器调节器或控制器由额定值偏差产生控制信号(SR、SD)，并且馈入PWM装置(13)，用于调整当前所选择的输出电压(UAn)。

Description

同步电压转换器
技术领域
本发明涉及一种同步电压转换器，其具有电隔离部和借助PWM装置根据输入电压对多个输出电压可调节的调整部。
背景技术
将在输入端馈入的直流电压转换为具有更高、更低或者相反的电压水平的直流电压的同步电压转换器也被称为直流电压转换器(DC-DC转换器)。电压变换借助以特定开关或工作频率控制的至少一个电子半导体开关和用于能量传输的至少一个转换器-变压器以及用于断开输出直流电压的至少一个整流二极管进行。
电压转换器中的变压器可以作为具有在转换器输入端和转换器输出端之间电隔离部的所谓的逆向变换器(sperrwandler)的储能器工作。在所谓的导通阶段期间，半导体开关闭合，并且电流由于截止的次级侧二极管而经过变压器的初级绕组流动。在该导通阶段，不进行能量传输并且变压器的次级绕组无电流，而是建立了磁场。与转换器输出端并联连接的次级侧电容器在该导通阶段期间保持输出电压。如果控制半导体开关断开，则初级侧电流下降为零，并且上升的次级侧电流流过二极管并将电容器充电到输出电压。该次级电流随着变压器的次级绕组中的能量的减小而减小到零。根据截止转换器的负载，半导体开关于是随后被直接重新控制为闭合(满负载)或者稍后闭合(部分负载)。该由导通阶段和截止阶段构成的周期通过对半导体开关相应的控制来调整。
电压转换器中的变压器还可以作为所谓的正向变换器的电隔离部件工作。在这种变化中，在输入侧半导体开关的所谓的导通阶段期间，通过次级侧二极管进行通过变压器传输的电流的断开。在这种变化中，同样必须定期控制半导体开关断开，由此变压器中的磁场可以减小。
在正向变换器的更复杂的变化中，在输入侧使用多个半导体开关，以使变压器在桥式电路(半桥或全桥正向转换器)中工作。这些更复杂的变化常常使用具有多于两个的绕组或者带有中间抽头的绕组的变压器，并且在输出侧需要多个整流二极管。上述变换器类型是直流电压转换器(DC-DC转换器)的常用结构变化。
为了调节输入电压变化和/或负载变化，可以在也被称为反馈回路的调节回路中使用利用光耦合器的调节，来保持电势隔离。在偏离额定值的情况下，光耦合器向用于脉冲宽度调制的装置发出数字控制信号，所述装置于是改变或者调整电压转换器的半导体开关的控制信号(PWM信号)的占空比(duty cycle)，以使输出电压跟随额定值。
特别是在用于轨道车辆的信号技术中，为了控制信号灯，需要至少两个可切换的输出电压，特别是以便为信号灯的白天和夜晚工作提供两个不同的亮度等级。借助同步电压转换器的电路技术实现在使用具有紧公差的光耦合器的情况下成本昂贵，或者在成本低、相对来说公差大并且由此不精确的光耦合器的情况下在电路技术上开销非常大。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，给出一种被构造为以特别简单的方式提供多个可切换的输出电压的同步电压转换器。
特别地，所述电压转换器还被构造为使用实际上仅能够传输“实际电压过高/过低”这两个极值信息的具有这种大公差的光耦合器，以便改善具有PWM装置的DC-DC转换器的结构变化，对于其来说，根据两点控制方式，具有“实际电压过高”和“实际电压过低”这两个二进制极值信息的控制信号就足够了。
根据本发明，上述技术问题通过权利要求1的特征来解决。有利构造和扩展是从属权利要求的内容。
为此，设置具有电隔离部的调节的同步电压转换器，其在输入侧具有借助脉冲宽度调制器(PWM装置)控制的半导体开关，并且在输出侧具有整流器。调节器和/或控制器包括频率控制的额定值切换部，其依据可调整的工作频率，将第一额定值切换为与当前所选择的工作频率相关联的第二额定值。调节器或控制器由额定值偏差产生控制信号，并且将其馈入PWM装置，用于调整当前所选择的输出电压。
在一个有利构造中，调节器或控制器包括额定值-实际值比较器，其在调节回路或者其所谓的反馈回路内布置在频率控制的额定值切换部上游。额定值-实际值比较器优选电隔离地、由此与电压转换器的输出电压电势隔离地输出用于将输出电压调整到取决于工作频率的额定值的控制信号。
为了在反馈回路内保持同步电压转换器的电势隔离，在那里插入这样的光耦合器，其针对PWM装置形成与各个输出电压电隔离的控制信号。
根据频率控制的额定值切换部的一个合适的电路实现，其包括至少一个频率滤波器，其优选作为带通滤波器实现。各个带通滤波器根据尚未进行整流的输出电压的电压跳变、电压改变或交流电压分量，开始至少在两个下面还称为额定值的电压额定值之间的额定值切换。为此，带通滤波器或每个带通滤波器以适合的方式在输入侧连接到电压转换器的整流器之前的电压转换器的输出侧抽头，或者连接到变压器的输出侧绕组的中间抽头，或者连接到变压器的辅助绕组。
各个带通滤波器或频率滤波器在输出侧以能够通过电路技术简单并且可靠地实现的方式，依据分别量取的工作频率控制开关、特别是晶体管。在此，控制以如下方式进行：调节器或控制器将输出电压调节或调整到与各个当前所选择的工作频率相关联的额定值。在此，可控的开关可以以简单的方式连接到欧姆电阻。由此，又使得能够以简单并可靠的方式改变提供向额定值-实际值比较器馈送的电压值的分压器的分压比。
转换器调节器的频率控制的额定值切换部的多个带通滤波器还可以借助所谓的接线“与”或“与”门彼此逻辑地连接。在这种实施方式中，优选对带通滤波器在输出侧分别分配电容器。还可以对带通滤波器分配解码器，与带通滤波器的逻辑连接一样，其使得能够调整固定地分配有工作频率的电压额定值。此外，使用这样的解码器、特别是所谓的n选1解码器使得能够调整分配有或者可以分配可自由选择的工作频率的电压额定值。
频率控制的额定值切换部的该有利扩展使得不仅能够进行频率切换，实际上还能够集成地进行频率调制，这又使得能够提供多个借助同步电压转换器稳定地调节的输出电压。
在额定值-实际值比较器的有利构造中，其包括运算放大器，所述运算放大器还能够扩展为差分放大器并且相应地进行连接。在输入侧向运算放大器馈入参考电压和借助频率控制的额定值切换部可改变的电压值。依据该电压值与参考电压的各个偏差，运算放大器在输出侧输出控制信号，其信号值或水平取决于电压转换器的当前调整的输出电压的各个调节偏差。
在额定值-实际值比较器的适合的扩展中，其包括上面提及的分压器，所述分压器连接到转换器输出端，并且经由分压抽头连接到运算放大器的输入端，以提供电压值。运算放大器的另一个输入端连接到参考值发生器，特别是连接到击穿或齐纳二极管，以提供参考电压。
与同步电压转换器相关联的变压器实现各个输出电压与输入电压的希望或需要的电隔离和/或电势隔离。各个输出电压以合适的方式在布置于整流器的下游并且与电压转换器的输出端并联连接的电容器处提供并可量取。
通过本发明获得的优点特别是在于，借助具有以合适的方式连接在额定值-实际值比较器上游的频率控制的额定值切换部的同步电压转换器，使得能够对多个输出电压进行调节的调整。频率控制的额定值切换部可以依据PWM装置或电压转换器的可调整的开关或工作频率在相应地分配有选择的工作频率的不同的电压额定值之间进行切换。
调节器或其额定值-实际值比较器由额定值偏差产生控制信号，其经由光耦合器馈入PWM装置，用于调整当前所选择的输出电压，其中，当所使用的光耦合器具有如下的紧公差：调节或反馈回路的控制信号在两个数字极值(实际电压过高/过低)之间附加地具有与额定值偏差和光耦合器中的晶体管电流之间的依赖性类似的区域时，根据本发明的电压转换器也可靠地工作。
在此，对当前调整的各个输出电压的控制借助同步电压转换器，实际上仅通过脉冲宽度、即同步电压转换器的半导体开关(主开关晶体管)的导通时间的改变来执行。
附图说明
下面根据附图详细说明本发明的实施例。其中，
图1示出了具有频率控制的额定值切换部的同步电压转换器的电路图，带有光耦合器的调节电路，
图2示出了针对多个输出电压的频率控制的额定值切换部的实施方式，
图3示出了通过频率调制的频率控制的额定值切换部的第一变形例，以及
图4示出了频率控制的额定值切换部的另一个变形例，具有解码器，用于通过频率切换和频率调制产生多个可自由选择的输出电压。
在所有附图中，对彼此对应的部分设置相同的附图标记。
具体实施方式
图1示出了具有用于输入电压UE的输入端E1和与其电势隔离(电隔离)的用于多个输出电压UAn的输出端A1的可调同步电压转换器10的电路。作为直流电压转换器工作的同步电压转换器10在输入侧以及具有初级绕组L1和次级绕组L2的变压器11的初级侧，具有下面称为开关晶体管的半导体开关12。开关晶体管12由下面称为PWM装置的脉冲宽度调制器13控制。
布置在开关晶体管12的下游的变压器11进行电压变换以及电压转换器10的输入端E1和输出端A1之间的电势隔离。串联二极管形式的整流器14和并联连接的用于平滑由二极管14产生的脉冲或脉动的直流电压的电容器15连接到变压器11的次级侧绕组或线圈L2，由此连接到电压转换器10的输出侧。降落在电容器15上的电压形成电压转换器10的输出电压UAn。
为了控制PWM装置13，并且由此为了调节电压转换器10的各自的输出电压UAn，使用由光耦合器16馈入到PWM装置13的主要为二进制的控制信号SD。为了能够由光耦合器16的导通或截止的光电晶体管16a形成控制信号SD，在集电极侧，欧姆电阻Rp连接到例如电压转换器10的输入端E1，并且在发射极侧，光电晶体管16a连接到电压转换器10的输入参考电势EB。
控制信号SD对由PWM装置13馈入到开关晶体管12的控制信号SPWM的占空比(duty cycle)d进行调整。通过相应地调节或控制开关晶体管12的导通和关断，对输出电压UAn进行调整或调节。通过改变占空比d，开关晶体管12的导通持续时间tE和关断持续时间tA，其中，d＝tE/(tE+tA)，这样改变，使得预先给定的输出电压UAn尽可能稳定地调整。由此依据控制信号SD，按要求提高或降低输出电压UAn。
对输出电压UAn的调整借助连接在光耦合器16上游的、具有额定值-实际值比较器20的调节器来进行。光耦合器16的发光二极管16b连接到额定值-实际值比较器20的运算放大器21的输出端。由额定值-实际值比较器20在运算放大器21的输出侧产生的控制或调节信号SR可以取高或低信号水平，其使得光耦合器16的发光二极管16b变亮或者变暗。其与额定值-实际值比较器20电隔离的输出侧的控制信号SD为PWM装置13提供高或低信号水平。与图1中的符号表示相对应，控制信号SD与控制或调节信号SR相比在逻辑上反转，这不重要并且在PWM装置13中在可调地改变占空比d时被考虑。
除了运算放大器21之外，额定值-实际值比较器20还包括具有两个欧姆电阻R1和R2的分压器以及当前为齐纳二极管或参考二极管形式的参考值发生器Z。分压器连接在输出端A1和电压转换器10的输出侧的地或输出参考电势AB之间，由此对其施加输出电压UAn。分压器R1、R2的分压比确定运算放大器21的非反相输入端或正输入端(+)上的电压。运算放大器21的反相输入端或负输入端(-)连接到参考值发生器Z，由此对其施加参考电压UR。依据运算放大器21的正输入端(+)和负输入端(-)之间的电压差，产生高电平或低电平形式的二进制输出信号作为控制信号SR，并且将其馈入光耦合器16中。
下面，将光耦合器16、电阻Rp和额定值-实际值比较器20也称为电压转换器10的调节回路中的反馈回路。在电压转换器10的该反馈回路中，添加了频率控制的额定值切换部30。频率控制的额定值切换部30具有特别是带通滤波器形式的频率滤波器31，耦合电容器Ck布置在其上游，并且特别是晶体管形式的半导体开关32连接在其下游。晶体管32在集电极侧经由下面也称为调节电阻的欧姆电阻R3连接到输出端A3，并且在发射极侧例如经由另一个输出端A4连接到输出侧的地或输出参考电势AB。输出端A3可以连接到额定值-实际值比较器20的相应的输入端，其在其侧连接在由电阻R1和R2形成的分压器上的电阻R1和R2之间。频率控制的额定值切换器30的电阻R3与额定值-实际值比较器20的分压器R1、R2的接线连接也可以通过电路技术直接实现。由此，输出端A4形成频率控制的额定值切换部30的地接头。
耦合电容器Ck经由频率控制的额定值切换部30的输入端E2连接到电压转换器10的变压器11的次级侧，并且在那里连接到在次级线圈L2和整流器或二极管14之间的抽头33。由此，借助频率控制的额定值切换部30的耦合电容器Ck，可以量取借助整流器14进行整流之前的下面也称为交流电压值UAC的电压跳变或改变，并且馈入频率控制的额定值切换部30。在进行整流之前量取的电压改变或跳变的频率与开关晶体管12的开关频率相对应，由此与同步电压转换器10的各自的工作频率fan相对应。
如果例如将输出电压UAn的下面也称为额定值或电压值的电压额定值UA1调整或者选择为例如10V的大小(UA1＝10V)，则同步电压转换器10调整到例如fa1＝50kHz的工作频率。该频率fa1也可以在电压转换器10的输出侧在抽头33处确定，并且经由耦合电容器Ck解耦以及馈入带通滤波器31。该频率不能通过带通滤波器31，由此带通滤波器31控制晶体管32不导通。
电压值UA1＝10V的预先给定借助经由同步电压转换器10的输入端E4馈入PWM装置13的选择信号SA进行。因为针对输出电压UAn的选择信号SA属于同步电压转换器10的输入侧电势并且仅在输入侧可使用，因此无法通过添加桥接部件越过电隔离部传输选择信号SA。
在被调节或稳定状态下，PWM装置13被调整到频率fa1＝50kHz，并且根据相应的占空比d将输出电压UAn调节为该电压值UA1＝10V。
因为在最简单的构造中，根据两点控制器方式，电压转换器10的调节回路中的反馈回路仅传导“实际电压过高”和“实际电压过低”两个二进制极值信息，因此在相应的构造中，调节将导致对于两点控制器来说典型的可忽略的电压高于和电压低于电压值UAn。
如果选择信号SA由于例如15V的输出电压UA2(UA2＝15V)的需要而变化，则PWM装置13切换为例如fa2＝60kHz的开关或工作频率。改变后的工作频率fa2在抽头33处可确定，并且经由耦合电容器Ck解耦，并通过例如根据频率fa2＝60kHz被设计的带通滤波器31。在输出侧连接到晶体管32的控制输入端的带通滤波器31于是将额定值-实际值比较器20切换到新的额定值UA2＝15V。根据PWM装置13的控制信号SD的相应的信号水平，经由光耦合器16一直通知输出电压UAn过低，直到通过向开关晶体管12馈入的PWM信号SPWM的占空比d的相应的改变，输出电压UAn升高到电压额定值UA2为止。
频率控制的额定值切换部30的晶体管32经由带通滤波器31导通。因此，调节电阻R3与分压器R1、R2的电阻R2并联连接，其结果是，其分压比改变，并且运算放大器21的正输入端(+)上的电压相应地下降。反馈回路一直传送信息“实际电压过低”，直到通过提高输出电压UAn，运算放大器21的正输入端(+)上的电压超过运算放大器21的负输入端(-)上的电压为止。只要选择信号SA需要同步电压转换器10的输出端A1上的该电压值UA2＝15V，则将输出电压UAn调节为该电压值UA2。
在借助选择信号SA切换回或切换为另一电压值UA1＝10V时，选择信号SA经由PWM装置13强制将开关或工作频率fan改变为频率fa1＝50kHz。因此，带通滤波器31不向晶体管32提供控制电压，从而晶体管32截止。因此，在额定值-实际值比较器20的分压器R1、R2处由电阻R2确定的分压比调整并且运算放大器21的正输入端(+)上的电压升高，其结果是，控制信号SR的信号水平并且因此经由光耦合器16的控制信号SD的信号水平改变。因此，经由光耦合器16一直通知输出电压UAn过高，直到PWM装置13由于开关晶体管12的PWM信号SPWM的占空比d的改变而使得输出电压UAn能够可调地下降到该电压值UA1为止。
额定值-实际值比较器20的参考值发生器Z确定运算放大器21在其负输入端(-)处的参考值UR。该参考值或者该参考电压例如取UR＝1/2·UA1＝5V。当对于电阻Rl、R2和R3使用相同的电阻值时，得到这里示例性地描述的电压值UA1＝10V和UA2＝15V。
在经由分压器R1、R2的分压比确定的运算放大器21的正输入端(+)处的电压值UT与其参考电压UR不同时，额定值-实际值比较器20的输出侧控制信号SR的信号水平改变，这导致光耦合器15的控制信号SD的信号水平相应地改变。因此，PWM装置13改变针对开关晶体管12的信号SPWM的占空比d，其结果是，输出电压UAn被调节。
借助在该实施例中被调整到频率fa2＝60kHz的、频率控制的额定值切换部30的带通滤波器31，可以由在此连接的同步电压转换器10在取决于电压转换器10的工作频率fan的两个状态fa2＝60kHz和fan≠60kHz之间进行区分。
因为电压转换器10的工作频率fan、由此借助PWM信号SPWM控制的开关晶体管12的开关频率，可以在所使用的部件的技术数据的范围内，在相对大的频率范围内选择，因此还可以通过添加其它频率控制的额定值切换部30a、30b，对电压转换器10的输出电压UAn的其它电压值分配其它开关频率。
图2示出了同步电压转换器10的或用于同步电压转换器10的变形或扩展的频率控制的额定值切换部30a。为此，频率控制的额定值切换部30a又包括第一频率滤波器或带通滤波器31a，其中，在输出侧在下游连接有晶体管32形式的开关。与图1类似，其在集电极侧经由电阻R3连接到输出端A3，并且在发射极侧经由输出端A4连接到输出侧的地或输出参考电势AB。就这方面来说，频率控制的额定值切换部30a对应于图1中的内容。
对于另一个输出电压UAn，设置了另一个带通滤波器33a以及另一个晶体管32a，其在集电极侧同样又经由欧姆电阻(调节电阻)R3a连接到输出端A3，并且在发射极侧同样连接到地输出端A4。带通滤波器33a的频率fa3例如取70kHz(fa3＝70kHz)，并且相关联的电压额定值例如是UA3＝20V。
此外，这两个带通滤波器31a和33a在输出侧分别连接到相对于地连接的电容器CS1或CS2。这两个带通滤波器31a和33a在输入侧一起经由耦合电容器Ck连接到频率控制的额定值切换部30的输入端E2。在欧姆电阻R1至R3的电阻值对于输出电压UAn的第一和第二电压值UA1＝10V和UA2＝15V相等(Rl＝R2＝R3)时，确定电阻R3a的电阻值为R3a＝1/2R2。
根据借助选择信号SA预先给定的、输出电压UAn的电压值，PWM装置13改变在输出侧或初级侧反映的工作频率fan，并且借助耦合电容器Ck在抽头33处解耦并馈入带通滤波器31a、33a。根据不是受控的频率的工作频率fan(fan≠50kHz)，带通滤波器31a或带通滤波器33a产生控制相关联的晶体管32或32a导通的输出电压，从而相应的调节电阻R3或R3a经由输出端A3与分压器R1、R2的电阻R2并联连接。由于电阻R3和R3a的电阻值不同，分压器R1、R2的相应的分压比调整，由此运算放大器21的正输入端(+)上的相应的电压UT调整。这又导致调节信号SR的信号水平改变，并且经由光耦合器16导致控制信号SD的信号水平改变，其结果是，通过经由PWM装置13相应地改变占空比d，将输出电压UAn控制为通过切换而新预先给定的电压额定值。
为了使调节加快，或者为了缩短将同步电压转换器10调节到由于切换而新确定的电压额定值的时间，有利的是可以对PWM装置13进行如下的预控制：在通过选择信号SA开始到另一电压额定值UAn的切换时，已经使针对开关晶体管12的PWM信号SPWM的占空比d向相应的方向改变。为此，在调节操作的预先给定的时间段内切换为与反馈回路的控制信号SD无关的控制操作或者在该调节操作上叠加相应的预控制操作。在此，作为时间段，优选选择通过选择信号SA开始改变工作频率fan和控制信号SD的信号水平发生变化之间的时间间隔。该持续时间取决于反馈回路中的电路技术上的延迟，特别是各个带通滤波器31、31a、33a中和额定值-实际值比较器20中以及光耦合器16中的延迟。如果该时间段结束，则从控制或预控制操作重新切换回调节操作。由此总计在相对短的时间内进行切换过程。
通过对带通滤波器31a或33a分配存储电容器CS1和CS2，除了频率切换之外，使得还能够借助频率控制的额定值切换部30a进行或实现频率调制。在此，例如将这两个带通滤波器31a和33a调节到频率fa4＝48kHz或fa5＝52kHz。
随后由此开始，与前述实施例类似，通过借助选择信号SA进行相应的选择，在相关联的工作频率fa1＝50kHz的情况下选择电压额定值UA1＝10V，并且输出电压UAn调节到此。因此，既不导通或激活频率控制的额定值切换部30a的晶体管32，也不导通或激活频率控制的额定值切换部30a的晶体管32a。由于(静止地)切换到工作频率fa4＝48kHz，由于通过带通滤波器31a进行相应的控制，导通并激活晶体管32。其结果是，切换到电压额定值UA2＝15V，并且对输出电压UAn进行相应的调节。
类似地，由于切换到工作频率fa5＝52kHz，晶体管32a经由带通滤波器33a激活，其结果是，切换到电压额定值UA3＝20V。由于频率调制，也就是说，在fa4＝48kHz和fa5＝52kHz之间不断交替的工作频率，由于存储电容器CS1和CS2，晶体管32和32a同时被激活，其结果是电压额定值UA4＝25V。晶体管32和32a的同时激活产生组合的调节电阻，其当前与电阻R3和R3a的并联连接相对应。
在根据图2的电路变形例中，实现了作为所谓的“接线“与(AND)””的“与”连接，以获得另一个输出电压UAn。图3示出了具有逻辑“与”门34的针对两个输出电压UAn的可选实施方式。在该变形例中，仅晶体管32需要相关联的电阻R3。存储电容器CS1和CS2确保在工作频率在fa4＝48kHz和fa5＝52kHz之间不断地交替时实现“与”连接。一旦借助选择信号SA工作频率静止地保持在50kHz，或者由于PWM装置13中的缺陷或故障而静止地保持在48kHz或52kHz，则不再实现“与”连接，并且晶体管32截止，从而给出两个输出电压UAn中的较低的一个。就此方面而言，根据图3的电路变形例具有所谓的故障安全特性，因为不同的缺陷都导致给出最低的输出电压UAn。
图4示出了频率控制的额定值切换部的电路变形例30b，其在频率调制的过程中，相对于电路变形例30a，还使得能够自由地选择第四输出电压UAn。为此，设置4选1解码器35形式的逻辑门。在选择电压阈值UA1＝10V，由此选择工作频率fa1＝50kHz的情况下，带通滤波器31a和33a两者都是不导通的，解码器35的未连接的输出端A0被激活，并且电压转换器10将输出电压UAn调节到电压额定值UA1＝10V。
由于通过相应的选择信号SA开始切换到工作频率fa4＝48kHz，带通滤波器31a是导通的，并且解码器35的输出端A01、由此晶体管32被激活，其结果是，进行到电压额定值UA2＝15V的切换以及输出电压UAn到该电压额定值的相应的调节。
到工作频率fa5＝52kHz的切换经由导通的带通滤波器33a激活解码器35的输出端A02，因此激活晶体管32a，从而切换到电压额定值UA3＝20V，由此电压转换器10的输出电压UAn调节到此。
在频率调制过程中，由于存储电容器CS1和CS2，不仅其在输出侧连接到带通滤波器31a的输入端E01，而且其在输出侧连接到带通滤波器33a的输入端E02，因此还有解码器35的另一个输出端A03，以及因此又另一个开关或晶体管32b被激活。其又在集电极侧经由调节电阻R3b连接到频率控制的额定值切换部30b的输出端A3，并且在发射极侧连接到频率控制的额定值切换部30b的地输出端A4。借助电阻R3b，在频率调制的情况下，可以独立于电阻R3和R3a或其并联电路地选择电压转换器10的输出电压UAn。
本发明不局限于前面描述的实施例。相反，本领域技术人员还可以由此得出本发明的其它变形例，而不脱离本发明的范围。此外，特别是结合实施例描述的所有特征也可以以其它方式彼此组合，而不脱离本发明的范围。
因此，使用其中点取带通滤波器频率fan＝56kHz的另一个带通滤波器，使用相关联的存储电容器CSn和另一个开关或晶体管32n以及另一个调节电阻R3n，借助静止切换并且借助频率调制，能够产生其它输出电压UAn。如果对这样的电路变形例补充例如8选1解码器和附加开关或晶体管以及调节电阻，则通过相应的切换可以实现另一个输出电压UAn，并且借助频率调制可以实现其它可自由选择的输出电压UAn。因此，借助n选1解码器和相应的电路构造，还可以实现更复杂的结构。
此外，频率控制的额定值切换部30经由调节电阻对额定值-实际值比较器20的所描述的作用仅是一种技术上的可能性的示例性描绘。一种变形是，同样使用与可选择输出电压一样多个额定值-实际值比较器。频率控制的额定值切换部的开关或晶体管32、32a、32b于是位于额定值-实际值比较器20和光耦合器16之间，并且通过光耦合器16分别接通额定值-实际值比较器20。
此外，可以将额定值-实际值比较器20和频率控制的额定值切换器30以在光耦合器16处实现直接连接的方式集成。此外，还可以借助实现脉冲宽度调制和频率切换的集成电路经由光耦合器16实现具有相对高的信息率或更详细的报文的控制信号SD，从而控制信号SD不局限于二进制状态。
示例性地，输出侧的集成电路还可以经由光耦合器16向输入侧的集成电路发送具有“检测到60kHz的工作频率”、“额定电压现在是15V”、“实际电压过低”等内容的报文。在相应的构造或编程中，输入侧的集成电路除了所描述的功能流程之外，还可以验证这些报文的连贯性和合理性，并且在偏差时结束或者至少暂时中断输出电压的给出，以避免错误地给出过高的输出电压。
此外，可以例如通过对差分或运算放大器21添加负反馈电阻Rg和Ra(图1)来相应地扩展额定值-实际值比较器20，从而除了二进制极值信息“实际电压过高”和“实际电压过低”之外，还实现与额定值偏差和光耦合器16中的光电或晶体管电流之间的依赖性类似的区域。
另外，上述电压额定值UAn或输出电压仅仅是示例性的。因此，还可以实现例如10V、14V、18V或22V的电压额定值。于是对这些电压额定值中的每一个分配电压转换器10的50kHz、55kHz、60kHz或65kHz的工作频率fan，其可以由输出侧的频率控制的额定值切换部30识别、特别是区分。
根据本发明的电压转换器10由此具有至少两个稳定的工作点。为了选择特定工作点，使用相关联的工作频率fan，其本身不参与对输出电压UAn的调节。因为在电压转换器10处在输出侧能够确定各自的工作频率fan，因此单个相关联的额定值-实际值比较器20可以分别对分别调整的输出电压UAn进行评价，并且越过光耦合器16通过PWM装置13进行调整。因为在根据两点控制器类型的电压转换器10的基本形式中，仅必须传输“实际电压过高/过低”这两个极值信息，因此可以使用价格低廉的具有大公差的光耦合器16。
本发明的一个方面是代替在两个频率之间进行频率切换，使用在一个固定的频率和一个调制后的频率之间的切换。例如，可以考虑对输出电压或电压额定值UAn固定地分配工作频率fan，则需要的额定值切换使得同步电压转换器10在输入侧使工作频率fan继续平均地保持固定的频率，然而在两个相邻的频率之间持续或者在特定时间段上执行频率调制。
在同步电压转换器10处在输出侧利用小的技术开销也可以确定这样的频率特性，从而频率控制的额定值切换部切换到需要的电压额定值，由此切换到需要的输出电压UAn。
此外，开关或晶体管32、32a、32b或者开关或晶体管32、32a、32b中的每一个可以通过MOSFET或模拟开关来实现。光耦合器16也可以通过其它电隔离元件、例如光缆、变压器、压电耦合器、声学耦合器等来代替。

Claims (14)

1.一种同步电压转换器(10)，其具有借助变压器(11)的电隔离部，并且具有根据输入电压(UE)对多个输出电压(UAn)的调节的调整部，以及在输入侧具有至少一个借助PWM装置(13)控制的半导体开关(12)，并且在输出侧具有至少一个整流器(14)，
其特征在于，具有至少一个额定值-实际值比较器(20)并且具有频率控制的额定值切换部(30，30a，30'a，30b)的调节器和/或控制器，其依据PWM装置(13)的可调整的工作频率(fan)，将第一额定值(UAn)切换为与当前所选择的工作频率(fan)相关联的第二额定值(UAn+1)，其中，额定值-实际值比较器(20)由额定值偏差产生控制信号(SR)，该控制信号经由电隔离元件(16)传导，并且馈入PWM装置(13)，用于调节当前所选择的输出电压(UAn)。
2.根据权利要求1所述的电压转换器(10)，
其特征在于，所述额定值-实际值比较器(20)连接在所述频率控制的额定值切换部(30，30a，30'a，30b)的下游，并且输出控制信号(SR)，用于将输出电压(UAn)调节到取决于工作频率(fan)的额定值(UAn，UAn+1)。
3.根据权利要求1或2所述的电压转换器(10)，
其特征在于，针对用于表示额定值偏差的控制信号(SR)的所述电隔离元件是光耦合器(16)。
4.根据权利要求1至3中的任一项所述的电压转换器(10)，
其特征在于，所述频率控制的额定值切换部(30，30a，30'a，30b)包括至少一个频率滤波器(31，31a，33a)、特别是至少一个带通滤波器，其根据输出电压(UAn)的、变压器的输出侧绕组的中间抽头处的电压的或变压器的辅助绕组处的电压的电压跳变、电压改变或交流电压分量(UAC)，开始进行从第一额定值(UAn)到第二额定值(UAn+1)或者相反的额定值切换，其中，电压跳变、电压改变或交流电压分量(UAC)表示PWM装置(13)的工作频率(fan)。
5.根据权利要求1至4中的任一项所述的电压转换器(10)，
其特征在于，所述频率控制的额定值切换部(30，30a，30'a，30b)在输入侧连接到在变压器(11)和整流器(14)之间的抽头(33)。
6.根据权利要求4或5所述的电压转换器(10)，
其特征在于，所述频率滤波器(31，31a，33a)在输出侧依据分别量取的工作频率(fan)控制可控的开关(32，32a，32b)、特别是晶体管，使得调节器或控制器将输出电压(UAn)调节到与当前分别所选择的工作频率(fan)相关联的额定值(UAn，UAn+1)。
7.根据权利要求6所述的电压转换器(10)，
其特征在于，所述可控的开关(32，32a，32b)利用电阻(R3，R3a，R3b)使得在所述额定值-实际值比较器(20)内的分压器(R1，R2)的分压比改变。
8.根据权利要求4至7中的任一项所述的电压转换器(10)，
其特征在于，至少两个频率滤波器(31，31a，33a)、特别是带通滤波器彼此连接，使得与当前所选择的工作频率变化或工作频率调制(fa4，fa5)相关联的额定值(UAn)被使用。
9.根据权利要求8所述的电压转换器(10)，
其特征在于，在频率滤波器(31，31a，33a)的下游在输出侧分别连接延迟部件或存储元件、特别是电容器(CS1，CS2)，其中，频率滤波器(31，31a，33a)的表示所参与的工作频率的输出信号在工作频率调制中同时提供。
10.根据权利要求1至9中的任一项所述的电压转换器(10)，
其特征在于，所述频率控制的额定值切换部(30，30a，30'a，30b)不仅被设置并配置用于工作频率切换，而且用于工作频率调制。
11.根据权利要求10所述的电压转换器(10)，
其特征在于，多个频率滤波器(31，31a，33a)、特别是带通滤波器，以及与其连接的特别是数字的解码器(35)，用于调整与固定的工作频率(fan)相关联的额定值(UAn)和/或用于调整与持续的工作频率变化或工作频率调制(fa4，fa5)相关联的额定值(UAn)。
12.根据权利要求1至11中的任一项所述的电压转换器(10)，
其特征在于，所述额定值-实际值比较器(20)包括运算或差分放大器(21)，在输入侧向其馈入参考电压(UR)和借助频率控制的额定值切换部(30，30a，30'a，30b)从输出电压(UAn)得到的特别是可改变的电压值(UT)，其中，运算或差分放大器(21)在输出侧输出控制信号(SR，SD)，其信号值或水平取决于电压值(UT)与参考电压(UR)的偏差。
13.根据权利要求1至12中的任一项所述的电压转换器(10)，
其特征在于，经由所述电隔离元件(16)传导的控制信号(SR，SD)除了传送表示额定值偏差的信息之外，还传送关于所述频率控制的额定值切换部(30，30a，30'a，30b)的开关状态的信息。
14.根据权利要求1至13中的任一项所述的电压转换器(10)，
其特征在于，所述PWM装置(13)在调整在控制输入端(E4)处的选择信号(SA)的情况下，在预先给定的时间段内从取决于反馈信号(SD)的调节操作，切换为独立于反馈信号(SD)的控制操作，或者在调节操作上叠加预控制操作，并且预先给定的时间段至少由频率控制的额定值切换部(30，30a，30'a，30b)的、额定值-实际值比较器(20)的和光耦合器(16)的信号传输时间累加。
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