JP2002526021A - スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 非常に高い絶縁性要求を満たし、高い精度で所望の電圧を生成し、その際にコンパクトで簡単に構成されているスイッチング電源を提供する。 【解決手段】 周期ごとにゼロ値通過で電圧を生成する回路と一次側で接続されるとともに二次側では整流ダイオード（Ｄ３）と出力フィルタ誘導子（ＬＦ１）の直列回路と接続されている変圧器（ＴＲ１）を備えており、このとき整流ダイオードと出力フィルタ誘導子の接続点と、さらに別の二次側の端子との間には、逆ダイオードを有するスイッチ（Ｔ２）の並列回路が配置されるとともに、スイッチング電源の出力端子（２ａ、２ｂ）の間には出力コンデンサ（Ｃａ１）が設けられている。パルス幅変調器（９）がスイッチ（Ｔ２）を出力直流電圧（Ｕａ１）に依存して、かつ一次側の電圧のゼロ値通過に同期して制御し、このとき、同期調整部（８）は変圧器（ＴＲ１）に印加された二次側の交流電圧を受け取ってこれに対応する同期信号をパルス幅変調器に対して生成し、インバータ（１０）が出力直流電圧（Ｕａ１）を受け取ってこれをパルス幅変調器に逆に伝達する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】

本発明は、請求項１の上位概念に基づくスイッチング電源に関する。きわめて
高い電位を分離する本発明のスイッチング電源は、たとえばＤＣ補助電流供給バ
スへの供給を行う牽引用のＩＧＢＴ整流器のＩＧＢＴゲートドライブに使用する
ことができる。

【０００２】

【従来の技術】

スイッチング電源は、通例、少ない容積、高い信頼性、優れた電磁両立性、高
い効率、高いダイナミクス、および可能な限り低い価格が実現されるように設計
される。さらにしばしば高い絶縁性要求を守らなくてはならず、こうした絶縁性
要求のために、技術的に優れていると同時に低価格な電源の構成が困難になって
いる。

【０００３】 R.Jovanovic、R.Farrington、F.C.Lee著の「Constant-Frequency Zero-Voltage-
Switched Multi-Resonant Converters」（IEEE Power Electronics Specialists
Conference 1990)の１９７−２０５頁では、ゼロ電圧スイッチング多重共振変
換器（ZVS-MRC=Zero Voltage Switched Multi-Resonant Converter)の二次側の
フリーホイーリングダイオードを電界効果形トランジスタで置き換えることによ
って、一定の周波数で変換器を作動させることを可能にしている。電界効果形ト
ランジスタは、自然フリーホイーリング段階の間に寄生的な逆ダイオードが伝導
性を有しているときに、損失なくターンオンされる。出力電圧は、可変に保たれ
ている、二次側の電界効果形ダイオードのターンオン時間によって安定化される
。しかしながら、制御の機能方式や具体化については開示されていない。ただし
図示されている電流と電圧の推移からすると、一次側と二次側のスイッチに対す
る制御信号が同一の正電圧源によって、一次側で同期化されて生成されることが
示唆されている。しかしこのような形式の制御方法では、従来のスイッチング電
源と同じく、制御信号のために（たとえば光結合器やインパルスレピータによる
）追加的な電位分離が必要になってしまう。

【０００４】 光結合器の使用は、信頼性が低くドリフト挙動が好ましくない（長時間安定性
や温度安定性が劣る）という理由から、ならびに価格が高く容積が大きいという
理由から、特に絶縁電圧が非常に大きい場合（１０ｋＶ以上）には不都合である
と考えられる。インパルスレピータも同様の理由から、絶縁性要求が非常に高い
場合にはもはや効率的に使用することができない。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】

本発明の課題は、非常に高い絶縁性要求（１０ｋＶ以上）を満たし、高い精度
で所望の電圧を生成し、その際にコンパクトで簡単に構成されている、冒頭に述
べた種類のスイッチング電源を提供することである。

【０００６】 この課題は、本発明によれば、上位概念に記載の構成要件との関連において、
請求項１の特徴部に記載の構成要件によって解決される。

【０００７】

【課題を解決するための手段】

本発明は、周期ごとにゼロ値通過で電圧を生成する回路と一次側で接続される
とともに二次側では整流ダイオードと出力フィルタ誘導子の直列回路と接続され
ている変圧器を備えており、このとき整流ダイオードと出力フィルタ誘導子の接
続点と、さらに別の二次側の端子との間には、スイッチと逆ダイオードの並列回
路が配置されるとともに、スイッチング電源の出力端子の間には出力コンデンサ
が設けられているスイッチ電源において、パルス幅変調器がスイッチを出力直流
電圧に依存して、かつ一次側の電圧のゼロ値通過に同期して制御し、このとき、
同期調整部は変圧器に印加された二次側の交流電圧を受け取ってこれに対応する
同期信号をパルス幅変調器に対して生成し、インバータが出力直流電圧を受け取
ってこれをパルス幅変調器に逆に伝達することを特徴とするスイッチング電源を
提供する。

【０００８】 本発明によって達成可能な利点は、特に、提案されるスイッチング電源では、
電圧分離を行う比較的高価な構成コンポーネントの数が最低限に抑えられるとい
う点にある。というのも、電位分離をするコンポーネントとしては出力伝達を行
う変圧器しか必要でなく、それに対して、二次側から一次側へ調節量をフィード
バックする光結合器やインパルスレピータは必要ないからである。全体として低
コストで信頼性が高く、非常に高い絶縁性要求にも適したスイッチング電源が提
供される。信頼性が高い理由は、出力経路にコンポーネントの数が少なく、簡単
な構成ながら効率の高いエレクトロニクスであることによって説明される。電流
と電圧の流れが柔軟なので、パルス波形のコンポーネント負荷が回避される。そ
の結果として、スイッチング電源の優れた電磁両立性も得られる。低コストであ
る理由は、出力部の各コンポーネントが、電気的かつ熱的に最善に活用されるこ
とによって説明される。二次側のスイッチは損失なく開閉を行う。このスイッチ
ング電源は非常に高い効率を有している。

【０００９】 提案されるＰＷＭ制御では、どの周波数で一次側がパルス化されるか、および
一次側のスイッチに対してどのように制御信号が生成されるか（たとえば共振モ
ードコントローラ、ＰＷＭコントローラ、あるいはオートダイン構造）はまった
く些細な問題にすぎない。提案される形式の同期化は、一次側で変動する切換周
波数によって（周波数変調して）電源を作動させることを可能にし、このことは
、特に広い入力電圧範囲で追加的な自由度を可能にする。それと同時に、二次側
で同期化されるＰＷＭ制御が一次側のスイッチの制御回路に対して正確に周波数
同期して作動することが常に保証される。このことは、特に次のような重要な利
点を生む： 一次側が自動制御で設計されている場合（ゼロ電圧スイッチングの保証）、た
とえば製造工程や老化現象や温度依存性などが原因となって共振回路および振動
性回路のコンポーネントに比較的大きな誤差が生じたときでも、これを自動的に
補正することができる。自動制御によって惹起される一次側の動作周波数適合は
、二次側によって自動的に引き継がれる。

【００１０】 広い入力電圧範囲を得るため、入力電圧に依存した切換周波数の変化を簡単な
やり方で実現可能である。この場合には、たとえば入力電圧が上昇しているとき
に周波数を上げるが、このことは入力電圧が高いときの電源の効率にもきわめて
好都合に働く。このような挙動は、提案される制御コンセプトの採用によって初
めて可能となるものである。

【００１１】

【発明の実施の形態】

次に、図面に描かれている実施形態を参照しながら本発明について説明する。

【００１２】 図１にはスイッチング電源の基本構造が示されている。これはフロー変換器を
ベースとするゼロ電圧切換式の多重共振変換器である。図中には変圧器ＴＲ１を
見ることができ、この変圧器は一次側で直列誘導子ＬＲを介して、およびスイッ
チＴ１と逆ダイオードＤ１と直列コンデンサＣｓの並列回路を介して、スイッチ
ング電源の入力端子１ａ、１ｂと接続されている。変圧器ＴＲ１は、スイッチン
グ電源の一次側と二次側をつなぐ唯一の結合部材である。入力端子１ａ、１ｂは
入力コンデンサＣｉにつながれている。これらの入力端子の間に入力電圧Ｕｉが
印加される。

【００１３】 変圧器Ｔ１は二次側でコンデンサＣｐとつながれている。コンデンサに印加さ
れる二次側の交流電圧がＵｓｅｋの記号で示されている。スイッチング電源の正
の出力端子２ａと、変圧器の二次巻線との間には、整流ダイオードＤ３と出力フ
ィルタ誘導子ＬＦ１の直列回路が介在している。スイッチング電源の負の出力端
子２ｂは、変圧器ＴＲ１の二次巻線と直接つながれている。出力端子２ａ、２ｂ
と並列に、出力コンデンサＣａ１がつながれている。出力端子２ａ、２ｂの間に
は出力直流電圧Ｕａ１が印加される。

【００１４】 整流ダイオードＤ３と出力フィルタ誘導子ＬＦ１の接続点と、二次側の負の端
子との間には、スイッチＴ２と逆ダイオードＤ２の並列回路が介在している。ス
イッチＴ２は、二次側の同期化されたＰＷＭ制御（ＰＷＭ＝パルス幅変調）との
関連で、出力直流電圧Ｕａ１の制御に援用される。そのために３つの機能グルー
プ、すなわち同期調整部８とパルス幅変調器９とインバータ１０とが用いられる
。同期調整部８は、その入力端子３ａ、３ｂを介して二次側の交流電圧Ｕｓｅｋ
を受け取り、出力側でこれに対応する同期化信号をパルス幅変調器９の入力端子
４ａ、４ｂに送る。インバータ１０は、その入力端子６ａ、６ｂを介して出力直
流電圧Ｕａ１を受け取ってこれと逆の信号を形成し、この信号がパルス幅変調器
９の入力端子５ａ、５ｂに送られる。パルス幅変調器９は、その出力端子７ａ、
７ｂを解してスイッチＴ２を制御し、そのために相応の制御信号ＵＧＳを出す。

【００１５】 二次側のＰＷＭ制御は、一次側のスイッチＴ１の制御回路と正確に周波数同期
して働く。そのために同期調整部８は、新たなＰＷＭ切換周期が始まるたびにそ
の正確な時点を特定する同期化信号を受ける。二次側の交流電圧のゼロ通過はこ
のような時点を非常に簡単に表示し、それによって検知されて、短い同期パルス
の生成に利用される。

【００１６】 図１に示す解決提案の制御方向は標準型ＰＷＭとは反対を向いているので、追
加的な反転部位を制御回路に組み入れなくてはならない。しかしながら出力直流
電圧Ｕａ１を検出するインバータ１０には、さらに別の重要な役割がある。制御
システムのＰ成分が大きすぎるため、制御増幅器は安定を保証するために１より
小さなＰ成分を有していなくてはならない。このことは、ＰＷＭのエラー増幅器
の、非反転性の基本回路では不可能である。しかも、調節器の基準電圧の内部設
定によってＰＷＭチップで創出されるＤＣ条件を考慮しなくてはならない。イン
バータ１０を組み込むことにより、有利なことに、本来のＰＩＤ制御増幅器を従
来どおりの設計にすることが可能である。

【００１７】 すでに前述したように二次側のＰＷＭは、同期化で得られたパルスによって制
御される。ここで重要なのは、パルス幅変調器９の周波数がフリーホイーリング
動作のときスイッチＴ１の一次側の切換周波数をほぼ１０％から２０％下回ると
いう点である。それにより、同期化をもたらすランプ電圧の申し分のない推移が
得られる。

【００１８】 容易に理解されるように、提案される純粋に二次側の制御によって、二次側か
ら一次側への制御量のフィードバックが省略される利点がある。

【００１９】 図２は関連する量の時間的推移を示しており、二次側の交流電圧Ｕｓｅｋと、
スイッチＴ１に対する制御信号ＵＧＳの量を示している。図からわかるように、
スイッチＴ２はｔ１からｔ３の時間帯で閉じられる。二次側の交流電圧Ｕｓｅｋ
は時点ｔ２にゼロ通過がある。スイッチＴ１は時点ｔ３まで閉じられているので
、交流電圧Ｕｓｅｋはｔ２とｔ３の間の時間帯に値ゼロをとる。交流電圧Ｕｓｅ
ｋの正の半波は遅延して時点ｔ３で開始する。図２は、図１に示す回路の制御方
向も説明している。スイッチＴ１がパルス幅変調器９の制御信号ＵＧＳによって
長く閉じられているほど、Ｕｓｅｋから形成される出力電圧Ｕａ１は小さくなる
。

【００２０】 図３と図４には、２つ以上の出力直流電圧を生成するために援用される変形例
が示されている。図３に示す回路では、追加的な変圧器ＴＲ２がその一次巻線と
ともに、コンデンサＣｐと整流ダイオードＤ３の接続点と、負の端子との間に配
置されている。この変圧器ＴＲ３の二次巻線は、一方では整流ダイオードＤ４と
出力フィルタ誘導子ＬＦ２とで構成される直列回路を介して、また他方では直接
、それぞれスイッチング電源のさらに別の出力端子１１ａ、１１ｂと接続されて
いる。これらの出力端子には出力コンデンサＣａ２が並列につながれている。整
流ダイオード４と出力フィルタ誘導子ＬＦ２の接続点と、負の端子との間にはダ
イオード５が介在している。出力端子１１ａ、１１ｂの間に出力直流電圧Ｕａ２
が印加される。変圧器ＴＲ２の変圧比に応じて、出力直流電圧Ｕａ２は出力直流
電圧Ｕａ１よりも大きくなったり小さくなったりする。

【００２１】 当然ながら、図３に示す回路の変形例ではダイオードＤ５の代わりに、スイッ
チと逆ダイオードの並列回路を用いることが可能である。このような変形例では
、出力直流電圧Ｕａ２をより正確に調整することができる。このスイッチは同じ
くパルス幅変調器９によって制御される。代替案として、同期調整部／パルス幅
変調器／インバータの追加的な機能グループを、このスイッチの制御のために設
けることも可能である。

【００２２】 図３は、２つの異なる出力直流電圧を生成するための回路を示している。同様
のやり方でさらに別の変圧器を追加して接続することで、さらに追加的な出力直
流電圧を形成することができる。さらには、整流ダイオードＤ４を逆の極性で組
み込むことによって、負の出力直流電圧を生成することも可能である。

【００２３】 図４に示す回路は、正の出力直流回路Ｕａ１と、これと同じ振幅の負の出力直
流電圧−Ｕａ１を生成するために用いられるものである。負の出力直流電圧−Ｕ
ａ１はスイッチング電源のさらに別の出力端子１２ａ、１２ｂの間に印加され、
このとき、出力端子１２ａは整流ダイオードＤ７と出力フィルタ誘導子ＬＦ３の
直列回路を介して、整流ダイオードＤ３とコンデンサＣｐの接続点につながれて
おり、また、出力端子１２ｂは負の出力端子２ｂと直接つながれている。出力端
子１２ａ、１２ｂには出力コンデンサＣａ３が並列に接続されている。整流ダイ
オード７と出力フィルタ誘導子ＬＦ３の接続点と、負の出力端子１２ｂとの間に
は、スイッチＴ３と逆ダイオードＤ６の並列回路が配置されている。スイッチＴ
３はやはりパルス幅変調器９によって制御される。代替案として、同期調整部／
パルス幅変調器／インバータ追加的な機能グループを、スイッチＴ３の制御のた
めに設けることも可能である。

【００２４】 当然ながら図４に示す回路の変形例では、出力直流電圧−Ｕａ１の調整時に高
い精度が要求されない場合には、並列回路Ｔ３／Ｄ６をダイオードで置き換える
ことも可能である（これに関しては図３も参照のこと）。

【００２５】 一般に、負の出力部の制御が必要となるのは、当該出力部の無負荷時にも、出
力電圧に対して高い要求が課せられる場合に限られる。そうでなければ、負の出
力の電圧は自動的に正の出力の調節器によって安定化される。この回路拡張は、
変圧器の二次巻線に印加される電圧・時間エリアが切換周期の範囲内で常に等し
くゼロであるという事実に依拠している。

【００２６】 複数の出力直流電圧が求められ、そのうち少なくとも１つが負であるときは、
図３と図４に示す構造の組合せをベースとする回路を具体化することができる。

【００２７】 ２つ以上の出力直流電圧（正または負）を生成する役目をする、以上に取り上
げた回路について一般的に付言しておくと、その具体化のためには追加的な二次
巻線や巻線タップが必要ないという利点がある。このことは変圧器の複雑で高価
な構造を不要にし、電位分離を容易にする。必要なのは回路の単純な改良だけで
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 スイッチング電源の基本構造である。

【図２】 関連する量の時間的推移である。

【図３】 ２つ以上の出力直流電圧を生成するための変形例である。

【図４】 ２つ以上の出力直流電圧を生成するための変形例である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 マスト、ヨヒェン ドイツ連邦共和国、デー − 76187 カ ールスルーエ、アイシー・305、ナンシー シュトラーセ ４ (72)発明者 モールス、フランツ・ヨーゼフ ドイツ連邦共和国、デー − 59872 メ シェーデ、ランフェルスベーク 19 Ｆターム(参考） 5H006 BB06 CA07 CB03 CB07 DA04 DC05 5H730 AS01 BB23 DD01 EE02 EE08 EE10 EE13 EE16 EE38 EE39 EE59 EE61 EE65 FD01 FD24

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 周期ごとにゼロ値通過で電圧を生成する回路と一次側で接続
   されるとともに二次側では整流ダイオード（Ｄ３）と出力フィルタ誘導子（ＬＦ
   １）の直列回路と接続されている変圧器（ＴＲ１）を備えており、このとき整流
   ダイオードと出力フィルタ誘導子の接続点と、さらに別の二次側の端子との間に
   は、スイッチ（Ｔ２）と逆ダイオード（Ｄ２）の並列回路が配置されるとともに
   、スイッチング電源の出力端子（２ａ、２ｂ）の間には出力コンデンサ（Ｃａ１
   ）が設けられているスイッチ電源において、パルス幅変調器（９）がスイッチ（
   Ｔ２）を出力直流電圧（Ｕａ１）に依存して、かつ一次側の電圧のゼロ値通過に
   同期して制御し、このとき、同期調整部（８）は変圧器（ＴＲ１）に印加された
   二次側の交流電圧を受け取ってこれに対応する同期信号をパルス幅変調器に対し
   て生成し、インバータ（１０）が出力直流電圧（Ｕａ１）を受け取ってこれをパ
   ルス幅変調器に逆に伝達することを特徴とするスイッチング電源。
2. 【請求項２】 変圧器（ＴＲ１）が二次側で、別の整流ダイオード（Ｄ７）
   と別の出力フィルタ誘導子（ＬＦ３）の別の直列回路と接続されており、このと
   き、別の整流ダイオードと別の出力フィルタ誘導子の接続点と、別の二次側の端
   子との間には逆ダイオード（Ｄ２）が配置されており、スイッチング電源の別の
   出力端子（１２ａ、１２ｂ）の間には別の出力コンデンサ（Ｃａ３）が設けられ
   ており、別の整流ダイオード（Ｄ７）は整流ダイオード（Ｄ３）と逆の極性で配
   置されている、請求項１記載のスイッチング電源。
3. 【請求項３】 変圧器（ＴＲ１）が二次側で別の変圧器（ＴＲ２）の一次巻
   線とつながれており、この別の変圧器の二次巻線は、別の整流ダイオード（Ｄ４
   ）と別の出力フィルタ誘導子（ＬＦ２）の別の直列回路と接続されており、この
   とき別の整流ダイオードと別の出力フィルタ誘導子の接続点と、別の変圧器の別
   の二次側の端子との間には逆ダイオード（Ｄ５）が配置されており、スイッチン
   グ電源の別の出力端子（１１ａ、１１ｂ）の間には別の出力コンデンサ（Ｃａ２
   ）が設けられている、請求項１または２記載のスイッチング電源。
4. 【請求項４】 別の逆ダイオード（Ｄ５、Ｄ６）が、同じくパルス幅変調器
   （９）によって制御される別のスイッチ（Ｔ３）と並列につながれている、請求
   項１から３までのいずれか１項記載のスイッチング電源。
5. 【請求項５】 別の逆ダイオード（Ｄ５、Ｄ６）が別のスイッチ（Ｔ３）と
   並列につながれており、このスイッチの制御のために同期調整部／パルス幅変調
   器／インバータの追加的な機能グループが設けられている、請求項１から３まで
   のいずれか１項記載のスイッチング電源。