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Die
Erfindung betrifft einen Spannungsumsetzer zum Erzeugen einer Ausgangsspannung
aus einer Eingangsspannung.
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Spannungsumsetzer
sind in ihren verschiedenen Ausführungsformen
als Abwärtswandler,
Aufwärtswandler,
Sperrwandler usw. beispielsweise aus U. Tietze, Ch. Schenk, "Halbleiterschaltungstechnik", Berlin [u.a.] Springer,
9. Auflage, 1991, Seiten 561 bis 576 bekannt. Bei diesen Spannungsumsetzern
wird ein induktives Element, wie etwa eine Drossel oder die Primärwicklung
eines Transformators mittels eines gesteuerten Schalters taktweise
auf eine Eingangsspannung wie etwa eine Gleichspannung oder eine
gleichgerichtete Wechselspannung aufgeschaltet. Der Schalter wird
dabei von einer Steuerschaltung derart taktgesteuert, daß durch
Pulsbreitenmodulation eine geregelte, lastunabhängige, konstante Ausgangsspannung
erzeugt wird. Derartige Spannungsumsetzer weisen im Betriebsmodus
einen guten Wirkungsgrad auf, der auch in einem Ruhemodus (Stand-by-Modus)
erwünscht
ist. Das bedeutet, dass die Aufnahmeleistung von Spannungsumsetzern
bei geringer oder keiner Abgabeleistung möglichst klein sein soll.
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Moderne
Spannungsumsetzer gehen daher für
den Ruhemodus bevorzugt in einen sogenannten Burst-Betrieb, bei
dem der Spannungsumsetzer nicht ständig schwingt, sondern nur
innerhalb kurzer Zeitabschnitte arbeitet, außerhalb der Bursts dagegen still
steht. Spannungsumsetzer mit Burst-Betrieb sind beispielsweise mit
dem Infineon-Ansteuerbaustein TDA16846 aufgebaut. Der Burst-Betrieb
ist hierbei mit einer sekundärseitigen
Spannungsabsenkung gekoppelt. Die Ausgangsspannung (Sekundärspannung)
ist dabei soweit abgesenkt, daß sich
der Ansteuerbaustein nicht mehr über
den Trafo versorgen kann. Der Spannungsumsetzer geht dann in den
sogenannten "Hick-up- Modus" über, d. h., es werden ständig Anlaufversuche
unternommen. Der Speicherkondensator zur Versorgung des Ansteuerbausteins
wird jeweils bis zur Einschaltspannung aufgeladen und anschließend der "Burst" eingeleitet. Der Ansteuerbaustein
schaltet auf die hohe Betriebsstromaufnahme um und der Speicherkondensator wird
entladen. Der "Burst" endet mit Erreichen
der unteren Abschaltschwelle des Ansteuerbausteins.
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Nachteil
dieser Spannungsumsetzer ist es, dass die Burstwiederholfrequenz
wegen des großen Speicherkondensators
sehr niedrig (nur wenig Hertz) ist. Um die Frequenz zu erhöhen, wird
die Aufladung des Speicherkondensators über einen verhältnismäßig niederohmigen
Anlaufwiderstand zwischen Speicherkondensator und Eingangsspannung
beschleunigt, was aber eine erhöhte
Verlustleistung in diesem Anlaufwiderstand bedeutet. Allerdings
kann der Speicherkondensator nicht kleiner gemacht werden, um die
Burst-Frequenz zu erhöhen,
da anderenfalls nicht genügend
Energie für
den Übergang
vom Ruhemodus in den Betriebsmodus zur Verfügung steht.
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Die
DE 196 13 453 A1 beschreibt
ein Schaltnetzteil mit einen Transformator, dessen Primärwicklung
in Reihe zu einem steuerbaren Schalter geschaltet ist und der mehrere
Sekundär-
und Hilfswicklungen aufweist. Zum Einsparen von Energie ist bei diesem
Schaltnetzteil eine Steuereinrichtung vorgesehen, die bei geringer
Belastung der Sekundärwicklungen,
beispielsweise im Standby-Betrieb, das Schaltnetzteil mit einer
unterhalb des Hörbereichs liegenden
Frequenz ein- und ausschaltet, wobei die Einschaltdauer sehr kurz
im Vergleich zur Ausschaltdauer ist.
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Die
DE 197 42 184 A1 beschreibt
ein Schaltnetzteil mit einem Transformator, dessen Primärwicklung
in Reihe zu einem steuerbaren Schalter geschaltet ist und der eine
Sekundärwicklung
und eine Hilfswicklung aufweist. Die Hilfswicklung speist einen Kondensator,
der die Spannungsversorgung einer Ansteuerschhaltung für den steuerbaren
Schalter übernimmt,
wobei dieser Kondensator außerdem über einen
Widerstand und eine Diode an eine Eingangsspannung des Schaltnetzteils
angeschlossen ist.
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Die
DE 199 01 936 A1 beschreibt
ein Schaltnetzteil mit einem Transformator, dessen Primärspule in
Reihe zu einem steuerbaren Schalter geschaltet ist. Der steuerbare
Schalter ist durch eine Ansteuerschaltung angesteuert, deren Spannungsversorgung von
einem Speicherkondensator übernommen
wird, der über
einen Widerstand zum einen an eine Eingangsspannung angeschlossen
ist und der zum anderen an eine erste Hilfswicklung des Transformators gekoppelt
ist. Neben dieser ersten Hilfswicklung ist eine weitere Hilfswicklung
vorhanden, die über
ein Diode und einen Transistor an den Speicherkondensator angeschlossen
ist und über
welche der Speicherkondensator bei Betrieb des Netzteils in einem Energiesparmodus
elektrische Leistung erhält.
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Die
EP 0 706 257 A2 beschreibt
ein Schaltnetzteil mit einem Transformator, dessen Primärwicklung
in Reihe zu einem steuerbaren Schalter geschaltet ist, der durch
eine Ansteuerschaltung angesteuert ist. Die Ansteuerschaltung wird
durch einen Speicherkondensator versorgt, der an eine Hilfswicklung
des Transformators gekoppelt ist. Neben dieser Hilfswicklung ist
eine weitere Hilfswicklung vorhanden, die über einen Widerstand und eine
Diode an den Speicherkondensator angeschlossen ist.
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Aufgabe
der Erfindung ist es einen Spannungsumsetzer anzugeben, der bei
hohen Burstwiederholfrequenzen bei einer gleichzeitig niedrigen Verlustleistung
betrieben werden kann.
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Die
Aufgabe wird gelöst
durch einen Spannungsumsetzer gemäß der Patentansprüche 1 und 6.
Ausgestaltungen und Weiterbildungen des Erfindungsgedankens sind
Gegenstand von Unteransprüchen.
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Vorteil
der Erfindung ist es, dass mit verhältnismäßig geringem schaltungstechnischen
Aufwand zum einen ein hoher Wirkungsgrad im Ruhemodus als auch ein
gutes Anlaufverhalten beim Übergang vom
Ruhemodus in den Betriebsmodus gegeben ist. Erreicht wird dies bei
einem erfindungsgemäßen Spannungsumsetzer
durch drei miteinander induktiv gekoppelte induktive Elemente (z.
B. Spule, Wicklung), einen steuerbaren Schalter zum Aufschalten der
Eingangsspannung auf das erste induktive Element, einen Speicherkondensator
zum Speichern einer Versorgungsspannung, ein erstes Diodenelement
zur Kopplung des Speicherkondensators mit dem zweiten induktiven
Element, ein zweites Diodenelement und einen in Reihe dazugeschalteten
Anlaufwiderstand zur Kopplung des Speicherkondensators mit der Eingangsspannung.
Weiterhin ist eine aus dem Speicherkondensator versorgte Steuerschaltung
zum Steuern des Schalters vorgesehen, die sich abhängig von
der Versorgungsspannung am Speicherkondensator in einem Betriebsmodus
oder einen Ruhemodus befindet, wobei im Betriebsmodus eine höhere Ausgangsspannung
am dritten induktiven Element abgreifbar ist als im Ruhemodus und
im Ruhemodus die Ausgangsspannung durch bedarfsweise aus der Eingangsspannung
erzeugte Impulse aufrechterhalten wird. Schließlich erzeugt ein zwischen
Speicherkondensator und zweites induktives Element geschalteter
Hilfsspannungsgenerator eine Hilfsspannung, die höher ist
als die im Ruhemodus am zweiten induktiven Element abgreifbare Spannung.
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Bevorzugt
ist dabei in Reihe zum ersten Diodenelement ein Begrenzungswiderstand
geschaltet, der dazu dient, den Strom in den Speicherkondensator
sowie die Spannung am Speicherkondensator zu begrenzen.
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Bei
einer Weiterbildung der Erfindung umfaßt der Hilfsspannungsgenerator
einen ersten Kondensator und ein drittes Diodenelement, die in Reihe
zueinander dem zweiten induktiven Element parallel geschaltet sind,
einen zweiten Kondensator und ein viertes Diodenelement, die in
Reihe zueinander dem dritten Diodenelement parallel geschaltet sind,
wobei drittes und viertes Diodenelement entgegengesetzt gepolt sind,
und einen dritten Kondensator und ein fünftes Diodenelement, die in
Reihe zueinander zwischen den zweiten Kondensator und den Speicherkondensator
geschaltet sind. Dadurch wird eine wenig Aufwand erfordernde Bootstrap-Schaltung
realisiert, welche die Energie für
den Übergang
vom Ruhemodus in den Betriebsmodus bereitstellt. Damit wird eine
Verkleinerung des Speicherkondensators ermöglicht, da dieser nicht die
volle Energie bereitstellen muß.
Als Folge der geringeren Kapazität
des Speicherkondensators wird dieser schneller geladen.
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Bevorzugt
ist dabei ein erster Widerstand dem zweiten Kondensator parallel
geschaltet, um ein definiertes Entladen des zweiten Kondensators
zu gewährleisten.
Weiterhin kann vorgesehen werden, dass das dritte und/oder fünfte Diodenelement
derart ausgebildet ist, dass es in Sperrrichtung spannungsbegrenzend
wirkt. Damit wird in jedem Falle verhindert, dass die Versorgungsspannung
am Speicherkondensator unerwünschte
oder unzulässige
Werte annimmt.
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Bei
einer anderen Weiterbildung der Erfindung umfaßt der Hilfsspannungsgenerator
einen vierten Kondensator, der über
ein sechstes Diodenelement und einen fünften Kondensator in Reihe
an das zweite induktive Element angeschlossen ist, einen sechsten
Kondensator, der über
ein siebtes Diodenelement und den fünften Kondensator in Reihe
an das zweite induktive Element und über ein achtes Diodenelement
an den vierten Kondensator angeschlossen ist, sowie ein neuntes
Diodenelement, das zwischen den sechsten Kondensator und das Speicherelement
geschaltet ist. Auf diese Weise wird eine Ladungspumpe realisiert,
die beim Übergang
vom Ruhemodus in den Betriebsmodus die notwendige Energie aufbringt,
so daß der
Speicherkondensator wesentlich geringer dimensioniert werden kann.
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Dabei
kann dem vierten Kondensator ein zweiter Widerstand und/oder dem
sechsten Kondensator ein Spannungsbegrenzungselement parallel geschaltet
werden. Damit wird zum einen ein definiertes Entladen des vierten
Kondensators erreicht bzw. ein Begrenzen der durch die Ladungspumpe
bereitgestellten Spannung auf erwünschte und/oder zulässige Werte.
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Die
Erfindung weiterbildend kann zudem eine an das dritte induktive
Element angeschlossene Spannungserfassungseinrichtung vorgesehen
werden, welche die Ausgangsspannung ermittelt und zur Steuereinrichtung überträgt, wobei
die Steuereinrichtung bei einem bestimmten Wert der Ausgangsspannung
die Erzeugung von Impulsen blockiert. Somit wird nach Erreichen
eines Sollwerts der Ausgangsspannung die Regelung ganz zurückgefahren,
damit die Ladungspumpe nicht mehr arbeitet.
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Dies
ist im Hinblick auf die Energieersparnis sehr bedeutend, da durch
sehr kurze Impulse die Ausgangsspannung nicht weiter steigen würde, jedoch
dennoch eine Verlustleistung aufgewendet werden müßte.
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Um
ein völliges
Zurückregeln
zu ermöglichen,
wird bevorzugt vor die Spannungserfassungeinrichtung ein Tiefpass
beispielsweise in Form eines RC-Gliedes geschaltet. Dabei weist
die Spannungserfassungseinrichtung bevorzugt eine Einrichtung zur
Festsetzung der Differenz der Ausgangsspannung bei Betriebsmodus
und Ruhemodus auf. Dies kann beispielsweise durch mindestens eine
der Spannungserfassungseinrichtung nachgeschaltete Zenerdiode erfolgen.
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Schließlich kann
bei einem erfindungsgemäßen Spannungsumsetzer
ein sogenannter Softstart vorgesehen werden, bei dem die Impulse
im Ruhemodus derart erzeugt werden, dass die Impulsdauer beginnend
bei Null am Anfang des Ruhemodus allmählich ansteigt, um sich dann
auf einen bestimmten Wert einzuregeln. Dieser sogenannte Softstart
dient hauptsächlich
dazu, Geräusche
bei der Kopplung der induktiven Elemente wie beispielsweise einem Transformator
zu vermeiden.
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Die
Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der Zeichnung
dargestellten Ausführungsbeispiele
näher erläutert, wobei
gleiche Elemente mit gleichen Bezugszeichen versehen sind. Es zeigt:
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1 eine allgemeine Ausführungsform
eines erfindungsgemäßen Spannungsumsetzers,
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2 eine spezielle Ausführungsform
eines erfindungsgemäßen Spannungsumsetzers
und
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3 eine alternative Ausführungsform
eines Spannungsumsetzers nach 2.
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Bei
der in 1 gezeigten Ausführungsform ist
als Steuerschaltung ein integrierter Schaltkreis IC vorgesehen,
der beispielsweise durch den Infineon-Schaltkreis TDA16846 gegeben
ist. Der Baustein befindet sich bereits auf dem Markt und ist somit
mit allen seinen Ausführungsformen
und Anwendungsmöglichkeiten
Bestandteil dieser Anmeldung. Die externe Verdrahtung des integrierten
Schaltkreises IC umfaßt
eine Gleichrichteinheit RF der eine Eingangsspannung Ui zugeführt wird.
Bei der Eingangsspannung Ui handelt es sich
dabei um eine Wechselspannung, welche durch die Gleichrichteinheit
in eine mehr oder weniger stark pulsierende Gleichspannung umgesetzt
wird. Auf den Ausgang der Gleichrichteinheit RF und damit auf die
(pulsierende) Gleichspannung wird ein induktives Element Wa mittels
eines Schalters SW aufgeschaltet. Das induktive Element Wa ist beispielsweise
die Wicklung eines Transformators TR, dessen andere Wicklungen durch
induktive Elemente Wb und Wc gegeben sind. Dabei bildet das induktive
Element Wa die Primärwicklung
und die induktiven Elemente Wb und Wc die Sekundärwicklungen des Transformators
TR. Dabei ist eine aus einer Diode DR und einem Kondensator CR gebildete
Gleichrichteinheit in Reihe zum induktiven Element Wc geschaltet. Über dem
Kondensator CR ist dabei die Ausgangsspannung Uo abgreifbar.
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An
das induktive Element Wb ist schließlich ein Speicherkondensator
CS unter Zwischenschaltung einer Diode DD und eines Begrenzerwiderstandes
RL in Reihe angeschlossen. Eine Versorgungsspannung VCC zur Speisung
des integrierten Schaltkreises IC ist über dem Speicherkondensator
CS abgreifbar. Bei einem Infineon-Baustein TDA16846 (integrierter
Schaltkreis IC) wird die auf ein Bezugspotential bezogene Versorgungsspannung
VCC an den Anschluß 14 und
das Bezugspotential an den Anschlüssen 6, 10, 12 angelegt.
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Der
besseren Übersichtlichkeit
halber sind in 1 nur
die zur Beschreibung des Anlaufverhaltens notwendigen Schaltungsteile
näher dargestellt.
Dazu zählt
insbesondere eine Diode DI die von einem Anschluß 2 zum Anschluß 14 führt und
derart gepolt ist, daß über sie
aus einer Spannung, welche höher
als die aktuell am Speicherkondensator CS anliegende Versorgungsspannung
VCC ist, gespeist werden kann. Des Weiteren ist mit dem Anschluß 14 des
integrierten Schaltkreises IC ein Versorgungsspannungskomparator
SVC gekoppelt, der die Versorgungsspannung VCC gegenüber einem
unteren und einem oberen Grenzwert überwacht. Die Speisung des
Speicherkondensators CS über
die Diode DI erfolgt dabei derart, dass zwischen den Anschluß 2 des integrierten
Schaltkreises IC und der gleichgerichteten Eingangsspannung Ui ein
Anlaufwiderstand RS geschaltet ist. Abgesehen von dem zur Steuerung des
Schalters SW vorgesehenen Anschluss 13 des integrierten
Schaltkreises IC sind die übrigen
Anschlüsse
und deren Beschattung in 1 weggelassen.
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Schließlich ist
erfindungsgemäß zwischen den
Speicherkondensator CS und das induktive Element Wb ein Hilfsspannungsgenerator
(z. B. Bootstrap-Schaltung, Ladungspumpe, Spannungsvervielfacher
etc.) geschaltet, der durch das induktive Element Wb versorgt wird
und der den Speicherkondensator CS speist.
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Wenn
an den integrierten Schaltkreis IC eine Spannung angelegt wird und
die Versorgungsspannung VCC am Anschluß 14 des integrierten
Schaltkreises IC kleiner ist als ein unterer Grenzwert (Voff) des
Versorgungsspannungskomparators SVC, ist der Eingangsstrom in den
Anschluß 14 verhältnismäßig gering
(z. B. im μA-Bereich).
Der integrierte Schaltkreis IC ist nicht aktiv und der Treiberausgang am
Anschluß 13 sowie
ein in 1 nicht gezeigter Steuerausgang
am Anschluß 4 werden
aktiv auf "low" gehalten. Wenn die
Versorgungsspannung VCC einen oberen Grenzwert (Von) des Versorgungsspannungskomparators
SVC übersteigt,
beginnt der integrierte Schaltkreis IC zu arbeiten und der in den
Anschluß 14 fließende Strom
nimmt zu. Wenn die Versorgungsspannung VCC unterhalb des unteren
Grenzwertes (Voff) abfällt,
beginnt der integrierte Schaltkreis IC von neuem bei seiner anfänglichen
Position. Das Laden des Speicherkondensators CS in der Anlaufphase
erfolgt mittels des Anlaufwiderstandes RS und der internen Diode
DI, wobei der Anlaufwiderstand RS auch für andere Zwecke verwendet wird
und somit kein zusätzlicher
Anlaufwiderstand benötigt
wird. Der Speicherkondensator CS stellt die Versorgungsspannung
solange bereit, bis das induktive Element Wb (z. B. Hilfswindung)
des Transformators TR den integrierten Schaltkreis IC mit Spannung über die
Diode DD versorgt.
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Es
kann zudem zwischen dem Anlaufwiderstand RS und der internen Diode
DI ein auf Bezugspotential führender
Kondensator CA vorgesehen werden.
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Dabei
wird eine zum Strom im Schalter SW proportionale Spannung am Anschluß 2 durch
das durch den Anlaufwiderstand RS und den Kondensator CA gebildete
RC-Glied erzeugt. Die Spannung am Anschluß 2 wird auf einen
niedrigen Wert (beispielsweise 1,5 Volt) begrenzt, wenn der Schalter
offen ist, und wird über
den Anlaufwiderstand RS durch die Gleichrichteinheit RF geladen,
wenn er geschlossen ist.
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Eine
die Erfindung anwendende Ausführungsform
eines Schaltnetzteils ist in 2 dargestellt.
Dabei wird eine Eingangsspannung Ui (beispielsweise im Bereich von
90 bis 270 Volt Wechselspannung) über eine Sicherung F01 und
einem Filter einem Brückengleichrichter
mit vier Dioden D01 bis D04 zugeführt. Das Filter umfaßt zwei
jeweils seriell in eine der Zuleitungen des Brückengleichrichters geschaltete,
miteinander gekoppelte Windungen auf, die zusammen eine symmetrische
Drossel L01 bilden. Der Drossel L01 ist ein Kondensator C01 vorgeschaltet
und ein Kondensator C02 nachgeschaltet. Des Weiteren ist jeweils
ein Anschluß des
Kondensators C02 über
jeweils einen Kondensator C03, C04 mit einem ersten Bezugspotential
M1 verbunden.
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Dem
Gleichrichter mit den Dioden D01 bis D04 ist ausgangsseitig ein
Kondensator C05 parallel geschaltet, der zur HF-Entstörung der vom Gleichrichter
bereitgestellten pulsierenden Gleichspannung dient. Die Spannung über dem
Kondensator C05 wird mittels einer Diode D05 und einer in Reihe
dazu liegenden Drossel L08 sowie einer ebenfalls in Reihe dazu liegenden
Diode D08 einem Kondensator C07 zugeführt, welche eine wesentlich
höhere
Kapazität als
der Kondensator C05 aufweist und zur Glättung der vom Gleichrichter
bereitgestellten pulsierenden Gleichspannung dient. Der der Diode
D08 abgewandte Anschluß des
Kondensators C07 ist dabei, ein zweites Bezugspotential M2 bildend, über einen Kondensator
C10 mit dem ersten Bezugspotential M1 gekoppelt. Zwischen den Knotenpunkt
der Kondensatoren C05, C07 und C10 und den Knotenpunkt zwischen
der Diode D05 und der Drossel L08 ist ein RC-Reihenglied bestehend
aus einem Kondensator C06 und einen Widerstand R06 zur Frequenzkompensation
geschaltet.
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Auf
den Kondensator C07 ist mittels eines steuerbaren Transistors T01
(z. B. MOS-Feldeffekttransistor) die Primärwicklung P01 eines Transformators
TR1 unter Zwischenschaltung einer Diode D09 aufschaltbar. Ein Anschluß der Diode
D09 ist dabei über
einen Kondensator C08 auf den Knotenpunkt zwischen der Drossel L08
und der Diode D08 und der andere Anschluß ist über einen Kondensator C09 an das
zweite Bezugspotential M2 angeschlossen. Mit der Primärwicklung
P01 sind vier Sekundärwicklungen
S01 bis S04 gekoppelt, an die jeweils ein Kondensator C41 bis C44 über jeweils
eine Diode D41 bis D44 bzw. zwei hintereinandergeschaltete Dioden D41
und D411 angeschlossen sind. An den Kondensatoren C41 bis C44 sind
jeweils Ausgangsspannungen V1 bis V4 abgreifbar, die jeweils einseitig
auf das erste Bezugspotential M1 bezogen sind.
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Zur
Steuerung des Transistors T01 ist ein integrierter Schaltkreis IC01
vom Typ TDA16846 vorgesehen, dessen Anschluß 13 über einen
Widerstand R35 mit dem Steueranschluß (z. B. Gateanschluß) des Transistors
T01 verbunden ist. Der Anschluß 4 sowie
der Anschluß 2 sind
jeweils über
ein RC-Glied bestehend aus einem Widerstand R25 und einem Kondensator
C25 bzw. einem Kondensator C22 und einem Widerstand R21 in Reihe
mit dem zweiten Bezugspotential M2 gekoppelt. Des Weiteren ist der
Anschluß 11 über ein
aus einem Widerstand R24 und einem dazu parallel geschalteten Kondensator
C24 an das zweite Bezugspotential M2 angeschlossen. Sowohl der Anschluß 11 als
auch der Anschluß 2 sind
dabei jeweils unter Zwischenschaltung eines Widerstandes R23 bzw.
R22 mit dem Knotenpunkt zwischen der Diode D08, dem Kondensator C07
sowie der Primärwicklung
P01 verschaltet.
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Des
Weiteren sind die Anschlüsse 7 und 9 miteinander
verbunden. Die Anschlüsse 6, 10 und 12 sind
gemeinschaftlich an das zweite Bezugspotential M2 gelegt. Der Anschluß 1 ist
dabei über
einen Spannungsteiler mit einem Widerstand R31 und einem Widerstand
R30 verbunden, wobei dem dem ersten Bezugspotential M2 näheren Widerstand
R30 ein Kondensator C30 parallel geschaltet ist. Der Anschluß 3 ist
zum einen über
einen Widerstand R29 und einen dazu parallel geschalteten Kondensator
C29 mit dem zweiten Bezugspotential M2 gekoppelt und zum anderen über einen
Widerstand R38 an eine Hilfswicklung AH des Transformators TR1 angeschlossen. Der
Anschluß 5 ist
schließlich über einen
Kondensator C28 mit dem zweiten Bezugspotential M2 gekoppelt.
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Darüber hinaus
ist der Anschluß 5 über den ausgangsseitigen
Transistor eines Optokopplers IC02 mit dem zweiten Bezugspotential
M2 verschaltet. Die eingangsseitige Diode des Optokopplers IC02
ist einerseits über
einen Spannungsfühler
US an die Ausgangsspannung V2 und zum anderen über einen Widerstand an einer
als Referenzspannungsquelle wirkenden Diode D60 angeschlossen. Die
Diode D60 weist dazu einen Steuereingang auf, der zum einen über einen
Kondensator C62 und einem diesem parallel geschalteten seriellen
RC-Glied mit einem Widerstand R63 und einem Kondensator C61 mit
den Knotenpunkt zwischen der Diode D60 und dem Widerstand R61 gekoppelt
und zum anderen mit einer Steuerspannung beaufschlagt, die an einem Spannungsteiler
abgreifbar ist. Der Spannungsteiler wird zum einen von der Ausgangsspannung
V1 gespeist und ist andererseits über einen Schalter auf das
erste Bezugspotential M1 auf schaltbar. Im Betriebsmodus ist der
Schalter S1 geschlossen und der Spannungsteiler auf das erste Bezugspotential
M1 aufgeschaltet, während
im Ruhemodus der Schalter geöffnet
ist und die Ausgangsspannung V1 unvermindert an den Steuereingang
der Diode D60 anliegt. Der Spannungsteiler besteht aus Widerständen R64, R65,
R60 sowie einem einstellbaren Widerstand P60 in Reihe. Bei geöffnetem
Schalter S1 sind die Widerstände
R60 und P60 unwirksam, so daß die
Widerstände
R64 und R65 lediglich als Vorwiderstände ohne wesentliche Spannungsbegrenzungsfunktion wirken.
Dem Widerstand R65 ist dabei ein Kondensator C63 zur Phasenentkopplung
parallel geschaltet.
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Der
Eingang des Optokopplers IC02 ist eingangsseitig zum anderen über einen
Spannungsfühler
mit der Ausgangsspannung V2 beaufschlagt. Die Ausgangsspannung V2
wird dabei über
einen RC-Tiefpass mit einem Widerstand R66 und einem Kondensator
C66 sowie über
eine diesem nachgeschaltete, als Spannungsbegrenzungselement wirkende
Diode D61 an den Optokoppler IC02 angelegt.
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Schließlich ist
an den Anschluß 14 des
integrierten Schaltkreises IC01 ein als Speicherkondensator wirkender
Kondensator C26 angeschlossen, der insbesondere durch einen Hilfsspannungsgenerator
geladen wird. Der Hilfsspannungsgenerator wird seinerseits durch
die Hilfswicklung AH gespeist.
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Der
Hilfsspannungsgenerator AVG1 umfaßt einen Kondensator C21, der
unter Zwischenschaltung einer als Zenerdiode ausgebildeten, als
Spannungsbegrenzungselement wirkenden Diode D28 an die Hilfswicklung
AH angeschlossen ist. Die Spannung über der Diode D28 wird mittels
einer in geeigneter Weise gepolten Diode D27 einem Kondensator C27
zugeführt,
der ebenso wie die Diode D28 mit einem Anschluß an das zweite Bezugspotential
M2 gelegt ist. Dem Kondensator C27 ist ein Widerstand R27 zum definierten
Entladen des Kondensators C27 parallel geschaltet. Die Spannung über dem
Kondensator C27 bzw. dem Widerstand R27 wird über einen als Bootstrap-Kondensator
wirkenden Kondensator C23 und einer dazu in Reihe geschalteten,
als Zenerdiode ausgebildeten und zur Spannungsbegrenzung vorgesehenen
Diode D29 in den mit einem Anschluß an das zweite Bezugspotential
M2 angeschlossenen, als Speicherkondensator wirkenden Kondensator C26
eingespeist. Der Kondensator C26 ist zudem über eine entsprechend gepolte
Diode D26 und einen in Reihe dazu geschalteten, zur Strom- und Spannungsbegrenzung
vorgesehenen Widerstand R37 an die Hilfswicklung AH angeschlossen.
Die Diode D26 und der Widerstand R37 dienen dabei zur Speisung des
Kondensators C26 im Betriebsmodus.
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Aus
den eingangs genannten Gründen
wird angestrebt, den Kondensator C26 mit einer möglichst geringen Kapazität auszuführen. Die
vorliegende Erfindung ermöglicht
es, den die Speisespannung VCC führenden
Kondensator C26 beispielsweise von 33 μF auf 1 μF zu verkleinern. Die Energie
für den Übergang
vom Ruhemodus in den Betriebsmodus wird dabei beim Ausführungsbeispiel
nach 1 durch einen als
Bootstrap-Schaltung ausgebildeten Hilfsspannungsgenerator AVG1 bereitgestellt.
Es ist somit kein eigener Anlaufwiderstand mehr notwendig, sondern
es genügt
der an dem Anschluß 2 des
integrierten Schaltkreises IC01 angeschlossene Widerstand R22, der
genügend
Anlaufstrom liefert und darüber
hinaus weitere Funktionen erfüllt.
Trotz der Energieeinsparung wird vorteilhafterweise das Verhältnis von
Burstlänge
zu Burstpause sehr klein. Der in Reihe zur Diode D26 geschaltete
Widerstand R37 dient im wesentlichen zur Verringerung der Speisespannung
im Betriebsmodus, wenn der Transformator TR1 zuviel Spannung abgibt.
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Aufgabe
der Bootstrap-Schaltung ist es, den Fußpunkt des Kondensators C23
soweit anzuheben, dass er seine Energie zur Speisung des integrierten Schaltkreises
IC01 während
des Burst abgeben kann. Am Ende des Burst muß die Spannung sofort wieder
abgesenkt werden. Der Kondensator C23 hat eine höhere Kapazität als der
Kondensator C26 und wird über
die Diode D29 während
der Burstpause unter Mitwirkung des Widerstandes R22 aufgeladen. Der
Spannungsendwert der Aufladung ergibt sich aus der Startspannung
des integrierten Schaltkreises IC01 (z. B. 15 Volt) minus der Zenerspannung
(z. B. 6,2 Volt) der Diode D29. Die Spannung, auf die der Kondensator
C23 aufgeladen werden soll, ist ungefähr so groß wie die untere Ausschaltspannung
des integrierten Schaltkreises IC01 (beim Ausführungsbeispiel etwa 8 Volt).
Nach Erreichen der Startspannung (15 Volt) am Anschluß 14 wird
der nächste Burst
eingeleitet. Der integrierte Schaltkreis IC01 schaltet dann in den
Betriebsmodus und sendet Steuerimpulse an den Leistungstransistor
T01. Der Hilfsspannungsgenerator AVG1 beginnt nun zu arbeiten und
hebt den Fußpunkt
des Kondensators C23 durch Aufladung des Kondensators C27 auf eine konstante
Spannung an. Die Spannung an dem dem zweiten Bezugspotential M2
abgewandten Anschluß des
Kondensators C23 folgt dem Spannungsanstieg und liegt jetzt innerhalb
des Versorgungsspannungsbereiches des integrierten Schaltkreises
IC01 (z. B. 8 bis 16 Volt). Die Diode D29 ist jetzt leitend und
führt den
Betriebsstrom für
den integrierten Schaltkreis IC01.
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Die
Bootstrap-Spannung am Kondensator C27 soll sofort zu Beginn des
Burst zur Verfügung stehen
und unabhängig
von den Ausgangsspannungen sein. Beim gezeigten Hilfsspannungsgenerator AVG1
wird schon nach dem ersten Einschaltimpuls der Kondensator C27 fast
bis auf seinen Endwert aufgeladen, der durch die als Zenerdiode
ausgebildete Diode D28 bestimmt wird (z. B. 7,5 Volt). Dies ist möglich, da
auch die negative Spannung an der Hilfswicklung AH ausgenützt wird.
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Am
Ende des Burst werden keine Einschaltimpulse mehr ausgegeben und
der Hilfsspannungsgenerator AVG1 arbeitet nicht mehr. Der Kondensator
C27 wird schnell über
den Widerstand R27 entladen. Dadurch sinkt auch die Spannung an
dem dem zweiten Bezugspotential M2 abgewandten Anschluß des Kondensators
C23 schnell unter die Ausschaltspannung des integrierten Schaltkreises
IC01 ab. Die Diode D29 sperrt nun. Wegen der kleinen Kapazität des Kondensators
C26 wird auch dieser schnell entladen. Der Kondensator C23 ist auf
diese Weise nur soweit entladen worden, wie Energie für den Burst gebraucht
wurde. Der integrierte Schaltkreis IC01 schaltet wieder in den Anlaufmodus
mit niedriger Stromaufnahme. Die beim Burst aus dem Kondensator
C23 entnommene Ladung wird während
der Burstpause wieder aufgefüllt.
Beim Übergang
vom Ruhemodus in den Betriebsmodus arbeitet der Hilfsspannungsgenerator
ständig.
Die im Kondensator C23 enthaltene Energie reicht für den gesamten
Anlauf aus.
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Nach
Erreichen des Sollwertes der Ausgangsspannung am Ende des Burst
muß die
Regelung ganz zurückregeln,
damit keine Steuerimpulse ausgegeben werden und der Hilfsspannungsgenerator
AVG1 nicht mehr arbeitet. Dies ist sehr wichtig zur Energieersparnis,
da andererseits durch sehr kurze Impulse die Ausgangsspannung nicht
weiter ansteigen, jedoch die Schaltverluste weiter bestehen würden. Um
ein völliges
Zurückregeln
zu ermöglichen,
ist in den Versorgungszweig für
den Optokoppler IC02 ein zusätzliches
RC-Glied mit dem Widerstand R66 und dem Kondensator C66 eingebaut.
Durch den Nachladeeffekt dieses RC-Gliedes wird am Ende des Burst
ganz zurückgeregelt.
Die als Zenerdiode ausgebildete Diode D61 bestimmt den Absenkwert
der Sekundärspannung
im Burstmode. Der Schalter S1 ist im Betriebsmodus geschlossen und
im Ruhemodus geöffnet.
Die gesteuerte Diode D60 schaltet dabei im Ruhemodus vollständig durch.
Die Spannung an dem mit der Ausgangsspannung V2 gekoppelten Anschluß des Optokopplers
IC02 sinkt dabei soweit ab, dass gerade noch ein Stromfluß durch
den Optokoppler IC02 möglich
ist.
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Da
der Burstbetrieb aus sich ständig
wiederholenden Anlaufversuchen besteht, wird auch bei jedem Anlauf
ein sogenannter Softstart durchgeführt. Softstart bedeutet, dass
die Einschaltdauer beginnend bei nahezu Null allmählich vergrößert wird.
Der Softstart dient dazu, Geräusche
im Transformator TR01 zu vermeiden. Beim Burstbetrieb sollte dagegen
die Einschaltdauer möglichst
konstant sein. Sie sollte nicht zu klein sein, da sonst der Wirkungsgrad innerhalb
des Burst zu schlecht wird, sie sollte aber auch nicht zu groß sein,
damit kein Geräusch
beim Burstbetrieb entsteht. An dem für den Softstart vorgesehenen
Anschluß 4 des
integrierten Schaltkreises IC01 (TDA16846) ist deshalb in Serie
zum Kondensator C25 (1 nF) noch ein Widerstand R25 (z. B. 1,5 MOhm)
geschaltet. Im Kondensator C25 ist die Regelspannung gespeichert,
die die Einschaltdauer bestimmt und die während des Anlaufes sanft hochgefahren
wird. Zur Vermeidung der sehr kurzen Impulse während des ersten Teils des
Anlaufs dient der Widerstand R25. Der vom integrierten Schaltkreis
IC01 gesendete Anlaufstrom erzeugt an dem Widerstand R25 einen Spannungsabfall.
Der Anstieg der Regelspannung beginnt deshalb bei einem höheren Wert.
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Das
Ausführungsbeispiel
nach 3 ist gegenüber dem
nach 2 dahingehend abgeändert, daß an Stelle
des Hilfsspannungsgenerators AVG1 aus 2 nun
ein Hilfsspannungsgenerator AVG2 verwendet wird. Der Hilfsspannungsgenerator
AVG2 umfaßt
einen Kondensator C261, der einerseits mit der Hilfswicklung AH
und andererseits mit einem Knotenpunkt zweier zueinander entgegengesetzt
gepolter Dioden D27 und D28 verbunden ist. Die eine Diode D27 führt unter
Zwischenschaltung eines Kondensators C262 und eines Widerstandes
R262 auf das zweite Bezugspotential. Die dem zweiten Bezugspotential
abgewandten Anschlüsse
des Kondensators C262 und des Widerstandes R262 sind unter Zwischenschaltung
einer als Zenerdiode ausgebildeten Diode D31 mit dem anderen Anschluß der Diode D28
verschaltet. Der Knotenpunkt zwischen den Dioden D28 und D31 ist
zum einen über
einen Kondensator C263 und eine dem Kondensator C263 parallel geschaltete,
als Zenerdiode ausgebildete Diode D29 mit dem zweiten Bezugspotential
gekoppelt und zum anderen über
eine Diode D30 mit dem Kondensator C26 verbunden.
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Bei
dem Hilfsspannungsgenerator AVG2 nach 3 wird
die erzeugte Spannung durch den Kondensator C263 gespeichert und
geglättet
und schließlich
durch die als Zenerdiode wirkende Diode D29 stabilisiert. Die Spannung
wird über
die zur Entkopplung vorgesehene Diode D30 dem Anschluß 14 des
integrierten Schaltkreises IC01 zugeführt. Ein dem Kondensator C23
in 2 entsprechender Bootstrap-Kondensator
ist hierbei nicht vorgesehen. Eine vergleichbare Wirkung hat jedoch
der Kondensator C262, welcher durch den Widerstand R262 überbrückt wird.
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Solange
der Spannungsumsetzer in Betrieb ist, arbeitet auch die den Kondensator
C261 und die Dioden D27 und D28 bestehende Ladungspumpenschaltung.
Der durch diese Schaltung erzeugte Strom fließt über den Kondensator C262, sowie
die Dioden D27, D28, D30 in den Anschluß 14 und lädt den Kondensator
C262 allmählich
auf. Es besteht demnach eine negative Spannung über den Kondensator C262. Der
Spannungshub am Kondensator C261 verringert sich um die Spannung,
auf die der Kondensator C262 aufgeladen ist. Der so erzeugte Strom
wird dadurch kleiner. Im Endzustand (bei Dauerbetrieb) ist der Kondensator
C262 auf eine bestimmte Spannung aufgeladen. Der Strom fließt nur noch über den
Widerstand R262 und wird auch von diesem begrenzt. Dieser Strom
ist jetzt geringer als der zur Versorgung des integrierten Schaltkreises IC01
erforderliche Strom. Durch das aus dem Widerstand R262 und dem Kondensator
C262 gebildete RC-Glied wird erreicht, daß der Hilfsspannungsgenerator
AVG2 (Pumpschaltung) nur jeweils für eine kurze Zeit, nämlich für die Zeit
des Anlaufs und des Bursts den Betriebsstrom für den integrierten Schaltkreis
IC01 zur Verfügung
stellen kann. Damit ist der Unterspannungsschutz des integ rierten
Schaltkreises IC01 weiterhin wirksam und die zur Stabilisierung der
erzeugten Spannung vorhandene, als Zenerdiode ausgebildete Diode
D29 kann sich im Dauerbetrieb nicht überhitzen.
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Sobald
beim Burstbetrieb im Ruhemodus der Sollwert der Ausgangsspannung
V2 erreicht ist, regelt die Regelschaltung wie in 2 über
den Spannungsfühler
US völlig
zurück.
Der Spannungsumsetzer und auch der Hilfsspannungsgenerator AVG2
arbeiten nicht mehr. Der Kondensator C26 wird durch den Betriebsstrom
des integrierten Schaltkreises IC01 entladen und die Versorgungsspannung
VCC an Anschluss 14 des integrierten Schaltkreises IC01 erreicht
die untere Ausschaltschwelle (von beispielsweise 8 Volt). Nach erneutem
Aufladen des Kondensators C26 (auf beispielsweise 15 Volt) durch
den Widerstand R22 am Anschluss 2 wird der nächste Burst gestartet.
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Vorteil
der in 2 gezeigten Ausführungsform
ist es, dass bis zum nächsten
Burst jeweils nur der Kondensator C26 aufgeladen werden muß. Die aus
dem Kondensator C262 während
des Burst entnommene Ladung wird dagegen durch den Widerstand R262
in der Burstpause wieder nachgeliefert und muß nicht durch den Strom im
Widerstand R22 erbracht werden. Dadurch kann die Burst-Periodendauer
gegenüber 1 weiter verkürzt und
die Welligkeit der Ausgangsspannung verkleinert werden.