TWI668949B - 突發模式控制 - Google Patents

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丹麥技術大學
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Abstract

本發明關於電力轉換器調節之新方法，特別是在以MHz範圍的頻率操作之極高頻(VHF)電力轉換器之調節，其中，準確輸出調節利用調節迴路中之固有延遲，藉以與遲滯開啟/關閉控制相反，此新方法不需要針對感測電壓對於二參考電壓之比較立即反應；而是依據此新方法僅使用一參考電壓，並允許反饋迴路中之延遲以造成電力轉換器之輸出之若干變化。

Description

突發模式控制
本發明關於在以MHz範圍頻率操作之極高頻(VHF)電力轉換器之特定調節中電力轉換器調節之新方法。
需要減少電力應用中電子裝備之實體尺寸，以便於現有產品中增加更多部件、適當整合通常不適於該等裝備之電力轉換器、及減少系統成本。增加轉換器之操作頻率是減少諸如龐大電容器及電感器之能量儲存元件尺寸的直接方式，其通常左右整體轉換器體積。因能量儲存需要減少，瞬態響應顯著增加。因尺寸、價格、及重量減少及更快瞬態響應，LED照明應用及負載點(PoL)轉換器尤其從極高頻(VHF)轉換器獲益。
傳統上，突發模式控制用以控制共振電力轉換器之輸出電壓或電流。突發模式控制允許轉換器設計者優化共振電力轉換器用於一操作點中作業。藉由視需要開啟或關閉共振電力轉換器控制輸出電壓或電流而維持恆定 輸出電壓或電流。突發模式控制之缺點在於相較於相同調變頻率之硬交換轉換器，EMI性能相同或更糟。典型地，調變頻率範圍介於20kHz至1Mhz。
典型地，習知技藝突發模式控制係基於遲滯或基於脈衝寬度調變(PWM)而具恆定交換頻率。
基於遲滯及PWM控制，需要調節迴路之組件之快速響應，理想為零時延遲，所以無法使用低成本組件。
轉換器啟動電路亦須提供極少延遲。因此，被動啟動電路(具有較低成本)通常並非選項。
基於遲滯之控制導致緊密輸出調節，但需要具極小傳播延遲之高成本、高性能比較器。
控制電力轉換器之傳統滯後突發模式控制方法包含以下步驟：當感測電壓之絕對值小於或等於第一參考電壓之絕對值時，開啟電力轉換器，以及當感測電壓之絕對值大於或等於第二參考電壓之絕對值(其大於第一參考電壓之絕對值)時，關閉電力轉換器。
典型地，第一及第二參考電壓間之差為預定固定值。
本發明提供調變方法用於獲得電力轉換器之 準確輸出調節，同時將固有延遲用於反饋迴路。與遲滯開啟/關閉控制(即滯後突發模式控制)相反，新方法不需要針對感測電壓對於二參考電壓之比較立即反應。而是依據新方法僅使用一參考電壓，並允許反饋迴路中之延遲以造成電力轉換器之輸出之若干變化。變化可於轉換器設計過程中預測及考量。
因而，提供一種控制電力轉換器之新方法，包含以下步驟：當感測電壓之絕對值小於或等於參考電壓之絕對值，且自電力轉換器之前一關閉以後耗時第一時段後，開啟電力轉換器，以及當感測電壓之絕對值大於或等於參考電壓之絕對值，且自電力轉換器之前一開啟以後耗時第二時段後，關閉電力轉換器。
在下列中，因第一及第二時段造成之相位偏移，新方法叫做相移突發模式控制。依據新方法，係於時域中提供遲滯。
亦提供依據新方法操作之電力轉換器。
因而，提供一種新電力轉換器，包含經耦接的控制電路，用以比較感測電壓與參考電壓，及具有經耦接的控制輸出，用以以下列方式控制電力轉換器之開啟及關閉：當感測電壓之絕對值小於或等於參考電壓之絕對值時，開啟電力轉換器，且自電力轉換器之前一關閉以後， 第一時段消逝，以及當感測電壓之絕對值大於或等於參考電壓之絕對值時，關閉電力轉換器，且自電力轉換器之前一開啟以後，第二時段消逝。
第一時段可包括預定期間之第三時段，該第三時段必須從感測電壓之絕對值下降至低於參考電壓之絕對值之時間點開始直到電力轉換器開啟為止。
第二時段可包括預定期間之第四時段，該第四時段必須從感測電壓之絕對值上升至高於參考電壓之絕對值之時間點開始直到電力轉換器關閉為止。
第三及第四時段之預定期間可以不同。
下列揭露通篇，交替開啟及關閉電力轉換器之程序叫做電力轉換器之「調變」，且二連續開啟事件間之時間叫做「調變時期」，且開啟之比率叫做「調變頻率」。
感測電壓可相應於電力轉換器之輸出電壓；或電力轉換器之輸出電流；或電力轉換器之另一所欲特性。
電力轉換器之輸出電流為連接至電力轉換器之輸出之負載所消耗之電流。
控制電路可實施電力轉換器之關閉，其藉由關閉電力轉換器之至少一開關，例如藉由短路場效電晶體(FET)之閘極至其源極，或短路雙極電晶體之基極至其射極；以及可實施電力轉換器之開啟，其藉由允許電力轉 換器之至少一開關再次開啟，例如藉由開放短路。
控制電路亦可藉由改變電力電路之共振部分之阻抗或迴路增益而實施共振電力轉換器之開啟及關閉，藉由將阻抗或迴路增益改變至電力電路之共振部分未振盪之第一值而關閉共振電力轉換器，及藉由將阻抗或迴路增益改變至電力電路之共振部分振盪之第二值而開啟共振電力轉換器。
控制電路可包含一或更多延遲，經組配以提供各個第一及第二時段之一或更多者之至少一部分。電路組件中之傳播延遲可有利地併入適當時段，諸如比較器、過濾元件、電力電路等之傳播延遲。
控制電路可包含比較器經耦接而比較感測電壓與參考電壓，且比較器輸出可組成控制輸出，其經耦接以控制電力轉換器之開啟及關閉，因而，比較器基於延遲，回應於各個第一及第二時段之組成部分之改變之輸入，而將其輸出狀態從高改變至低，反之亦然。
比較器基於延遲，回應於改變之輸入而將其輸出狀態從高改變至低，反之亦然，可提供第三及第四時段之至少一部分。
電力轉換器之輸出電壓可耦接至信號調節電路，諸如低通濾波器等，經組配以輸出感測電壓。
電力轉換器可為任何已知類型電力轉換器，尤其是任何類型VHF電力轉換器，諸如方波電力轉換器、準方波電力轉換器、共振轉移電力轉換器、共振電力 轉換器等。
電力轉換器可具有串聯及/或並聯及/或交錯操作之複數電力電路，例如具串聯及/或並聯輸入及/或具串聯及/或並聯輸出。可以單一控制電路控制全部或若干複數電力電路。
共振電力轉換器可為任何已知類型共振電力轉換器，諸如包含下列之轉換器：E級反向器及E級整流器、DE級反向器及DE級整流器、DE級反向器及E級整流器等；或EF2級(或Φ級)轉換器、共振單端原邊電感轉換器(SEPIC)等。
電力轉換器可由振盪器驅動，或轉換器可為自振式。此外，電力轉換器可為交錯式。
電力轉換器之輸出在單一參考電壓及電力轉換器未從開啟狀態改變狀態為關閉狀態或反之亦然之時段的偏壓控制，相較於例如利用PWM-控制或遲滯控制之傳統控制電路之組件，導致控制電路組件之降低之性能需要。例如，低成本組件及被動啟動電路可用於新控制電路中。
此外，可包括輸出電壓之低通濾波或其他信號調節，以提供感測電壓，因而改進信號完整性。
增加控制電路提供之第一及第二時段之至少一者降低控制電力轉換器之開啟/關閉狀態之控制輸出信號之調變頻率。此依次增加輸出電壓之變化；然而，藉由在電力轉換器之輸出提供合適輸出濾波器，可降低輸出電 壓變化。
因控制電路提供之時段，控制電路之回應時間長於遲滯控制之回應時間。儘管如此，於一調變週期內達成所欲調節。
諸如PWM控制或遲滯控制之傳統控制電路依賴高端組件及控制電路中最小時間延遲，導致相較於新控制電路之相應組件有較高成本及較低組件可用性。
例如，用於新控制電路之比較器可較用於傳統控制電路之比較器慢9-10倍，例如4.5ns相對於40ns。
如以下進一步說明，第一及第二時段之至少一者或二者可等於或實質上等於四分之一調變時期，例如在50%工作週期，例如第三及第四時段之至少一者或二者可等於或實質上等於四分之一調變時期，例如在50%工作週期。
感測電壓可為供應至連接至電力轉換器之輸出之負載之輸出電壓之函數；或感測電壓可為供應至連接至電力轉換器之輸出之負載之輸出電流之函數；或感測電壓可為供應至連接至電力轉換器之輸出之負載之功率(即輸出電壓乘以輸出電流)之函數等。
連接至電力轉換器之輸出之輸出電容器穩定電力轉換器供應之輸出電壓。輸出電容器於電力轉換器開啟期間充電，及於電力轉換器關閉期間放電。在開啟期間，電容器係以電力轉換器之功率級供應之電流減去供應 至連接至電力轉換器之輸出之負載之電流充電。在關閉期間，電容器係以負載電流放電。因而，跨越輸出電容器發展做為輸出電容器之充電及放電結果之電壓漣波△Vout之斜率取決於輸出電流。若輸出電流低，電壓漣波之斜率於電力轉換器之開啟期間陡峭，及於電力轉換器之關閉期間低，且若輸出電流高則反之亦然。第一及第二時段連在一起造成輸出電壓漣波隨輸出電流改變而改變，亦造成輸出電壓Vout之平均值隨輸出電流改變而改變。相應地，輸出電流Iout及輸出功率Pout之漣波及輸出功率Pout之平均值亦可隨輸出電流改變而改變。
此變化可以各種方式補償以便降低變化量並使所欲輸出值更恆定及與至少預定輸出電流範圍內之輸出電流無關。
例如，控制電路可經組配以補償感測電壓對於輸出電流之相依性，從而補償對於輸出電壓、或輸出電流、或輸出功率等之相依性，例如藉由改變參考電壓對於輸出電流之相依性，以此方式補償感測電壓對於輸出電流之相依性。例如，可藉由降低參考電壓而補償輸出電壓，使得電力轉換器以降低電壓開啟，從而降低結果輸出電壓。參考電壓之改變發生於複數調變時期。當負載恆定時，參考電壓不改變，除非實施輸出調整，諸如輸出電壓或電流。
此外或另一方面，控制電路可經組配以改變第一及第二時段之至少一者對於輸出電流之相依性，藉以 補償感測電壓對於輸出電流之相依性。例如，輸出電壓增加可藉由降低第二時段補償，使得電力轉換器於較短時段開啟，從而降低結果輸出電壓。當負載恆定時，第一及第二時段不改變。
10‧‧‧共振電力轉換器
12‧‧‧極高頻(VHF)電力電路
12a、12b‧‧‧電力電路
14‧‧‧控制電路
16‧‧‧控制輸出
18‧‧‧信號調節電路
20‧‧‧感測電壓
22‧‧‧輸出電壓
24、28‧‧‧參考電壓
26‧‧‧比較器
100‧‧‧流程圖
110、120、130、140、150、160‧‧‧方法步驟
以下，參照圖式更詳細說明新方法及新電力轉換器，其中顯示新電力轉換器之各式共振範例。在圖式中：圖1顯示具新控制電路之共振電力轉換器之示意圖，圖2顯示示例新共振電力轉換器之示意電路圖，圖3顯示示例新共振電力轉換器之示意電路圖，圖4顯示示例新共振電力轉換器之示意電路圖，圖5顯示示例新共振電力轉換器之示意電路圖，圖6顯示示例信號調節電路，圖7顯示示例開關驅動器，圖8顯示具停止電路之示例新共振電力轉換器之示意電路圖，圖9顯示具振盪器關閉之開關驅動器，圖10顯示VHF交錯式自振式共振SEPIC轉換器之電力電路圖，圖11為圖10中所示之電力電路之模擬波形圖表，圖12顯示用於計算組件值之新共振電力轉換器之模型之示意電路圖， 圖13顯示用以控制圖10中所示之電力電路之控制電路之電路圖，圖14為圖12中所示之模型之特性波形圖表，圖15為圖13中所示之控制電路之實驗波形圖表，圖16為圖10中所示之電力電路之實驗波形圖表，圖17(a)顯示轉換器效率圖表，做為輸出功率之函數，及(b)顯示輸出電壓偏移圖表，做為負載之函數，圖18為新方法之流程圖，圖19顯示(a)新共振電力轉換器連同(b)傳統滯後控制電路及(c)相移突發模式控制電路之模型之示意電路圖，圖20顯示滯後控制電路控制之模型轉換器電流及電壓之模擬波形圖表，圖21顯示相移突發模式控制電路控制之模型轉換器電流及電壓之模擬波形圖表，以及圖22顯示具改變感測電壓之控制電路之示意電路圖。
附圖為示意並為清楚而簡化，僅顯示了解新共振電力轉換器之必要細節，同時忽略其他細節。依據所附之申請專利範圍之新共振電力轉換器可以未顯示於附圖中之不同形式體現，並應解譯為侷限於文中提出之範例。類似編號係指通篇中類似元件。因而，相對於每一圖式中 之描述，類似元件可不詳細描述。
圖1顯示依據新方法控制之共振電力轉換器10之示意方塊圖。描繪之共振電力轉換器10包含VHF電力電路12、具控制輸出16之控制電路14、及基於及相應於輸出電壓22而提供感測電壓20之信號調節電路18。
控制電路14經耦接以比較感測電壓20與參考電壓24。
另一方面，感測電壓20可由耦接之電流感測器提供，諸如電阻器、霍爾元件等，使得感測電壓相應於共振電力轉換器10之輸出電流。
控制電路14具有控制輸出16，其經耦接以控制共振電力轉換器之VHF電力電路12之開啟及關閉。
在描繪之範例中，輸出電壓及感測電壓具有正值，使得感測電壓或輸出電壓之絕對值等於其本身之值。
當感測電壓20小於或等於參考電壓24且自VHF電力電路12的先前關閉以後耗時第一時段後，共振電力轉換器10之VHF電力電路12開啟。當感測電壓20大於或等於參考電壓24且自VHF電力電路12的先前開啟以後耗時第二時段後，共振電力轉換器10之VHF電力電路12關閉。
VHF電力電路12可為任何已知共振電力轉換器型態，具MHz範圍之作業頻率，諸如20MHz或以上，諸如30MHz或以上，諸如介於30MHz至300MHz範 圍，諸如包含下列之轉換器：E級反向器及E級整流器、DE級反向器及DE級整流器、DE級反向器及E級整流器等；或EF2級(或Φ級)轉換器、共振SEPIC轉換器等。
共振電力轉換器可由振盪器驅動，或轉換器可為自振式。此外，共振電力轉換器可為交錯式。
控制電路14之組件之固有信號傳播延遲形成部分第一及第二時段，且固有信號傳播延遲可形成整個第一及第二時段。此外，一或更多延遲電路可提供部分第一時段及/或部分第二時段，即部分第三時段及/或部分第四時段。
控制電路14可包含比較器，其經耦接以比較感測電壓20與參考電壓24，及具有比較器輸出，其為控制輸出16。
比較器基於延遲而將其輸出狀態從高改變為低，反之亦然，回應於改變之輸入而組成各個第一及第二時段之一部分，即部分第三時段及/或部分第四時段。
信號調節電路18可為低通濾波器，經組配以輸出感測電壓。
控制輸出16可經耦接以控制共振電力轉換器10之至少一電力開關(未顯示)之關閉，從而關閉共振電力轉換器。
此係於圖2及3中所示之基於E級反向器之共振電力轉換器中描繪。圖2之共振電力轉換器及圖3之 共振電力轉換器間之唯一差異在於圖2之電感器L3已由圖3中整流器D1取代。
另一方面或此外，控制輸出16可經耦接以控制電力開關以外共振電力轉換器電路之其他部分，例如藉由致能及停止從共振電力轉換器10之輸入至輸出之能量轉移，例如藉由改變電力電路之共振部分之阻抗或迴路增益而開啟及關閉共振電力轉換器，藉由將阻抗改變至電力電路未振盪之第一值而關閉共振電力轉換器，及藉由將阻抗改變至電力電路振盪之第二值而開啟共振電力轉換器。
此係於圖4及5中描繪，顯示基於E級反向器之共振電力轉換器，類似於圖3中所示之基於E級反向器之共振電力轉換器，除了控制輸出16開啟及關閉開關S2以外。
在圖4中，當開關S2開啟時，共振電力轉換器10之共振部分未振盪，及當開關S2關閉時，共振電力轉換器10之共振部分振盪並如圖3之共振電力轉換器10操作。
在圖5中，圖4之整流器D2及開關S2之功能組合於開關S2中，當第二自振式閘極驅動器啟動時，做動如圖5中同步整流器，使得共振電力轉換器開啟。
圖6顯示可組成信號調節器18之二低通濾波器之範例之電路圖。
圖6(a)及(b)中所示之信號調節器可以選自熟悉本技藝之人士可用之其他信號調節器設計之任何合 適信號調節器取代。
圖7中顯示自振式閘極驅動器之範例。
在圖7(a)中，低電位致能信號保持電力開關之閘極在零電壓，藉以抑制電力電路之振盪，同時高電位致能信號允許VHF振盪器信號之傳播，驅動電力開關之閘極，造成電力電路振盪。
在圖7(b)中，低電位致能信號將開關電晶體Saux切換為關閉，並保持電力開關之閘極在恆定電壓，藉以抑制電力電路之振盪，同時高電位致能信號允許VHF振盪器信號之傳播，驅動開關電晶體Saux開啟及關閉，從而驅動電力開關開啟及關閉，造成電力電路振盪。
圖7(a)及(b)中所示之閘極驅動器可以選自熟悉本技藝之人士可用之其他閘極驅動器設計之任何合適閘極驅動器取代。
圖8顯示具停止電路之示例新共振電力轉換器之示意電路圖。
圖9顯示開關驅動器，且振盪器關閉。
圖10為交錯式自振式共振SEPIC轉換器之電力電路12之電路圖，其中，二電力電路12a、12b經由開關S1及S2間之電容耦接Cx1及Cx2而彼此驅動，並以交錯式模式操作。
電力電路實質上相同，即： L I1=L I2=L I
C I1=C I2=C I
C X1 =C X2=C X
C S1=C S2=C S
半導體裝置之大部分重要寄生組件之值，即半導體開關之二極體接面電容器及寄生電容器，係包括於共振電力轉換器之操作頻率測定中。振盪頻率fs主要係由電感LI及當整流器短路時從汲極見到之總電容CDS,tot決定， 其中C DS,tot =C I +C OSS +C S +C X ||C ISS
C OSS =C DS +C DG
C ISS =C GS +C DG
一旦MOSFET開關S1及S2之閘極電壓變得略高於MOSFET閾值電壓，便開始振盪。圖11中顯示圖10之共振電力電路之模擬波形。理想上，二交錯式電力轉換器之各個波形相同並彼此偏移180°。
若忽略VHF漣波，轉換器輸出可塑造為電流源，具電流值I0。當開啟/關閉調變施加於轉換器時，由轉換器供應至Cout及負載之電流iconv可近似塑造為電流方波：
在一調變週期，輸出電流Iout等於iconv之平均值。進入Cout之結果電流為iconv-Iout，其不具有穩定狀態之DC部分。若Cout之寄生可忽略，則結果Vout電壓波形為三角波。假設開啟及關閉延遲獨立於輸出電壓改變率，輸出電壓漣波為
其中tD,on為第四時段及tD,off為第三時段，即tD,on及tD,off分別為從感測電壓跨越參考電壓並分別至電力轉換器之開啟或關閉的控制迴路開啟及關閉延遲。若控制電路之延遲為恆定，方程式顯示Vout為Iout之線性函數，且較長延遲定義Vout,max。在tD,on及tD,off相等之特定狀況下，Vout與Iout無關。在任何給定負載，Vout之偏移：△Vout,off及fM係由Cout及延遲tD,on及tD,off之值決定： 及
調變頻率最高為50%工作週期，即電力轉換器於一半時間被開啟：
I0並非從電路組件之值得知。I0之近似值可從Spice 模擬決定。一旦獲得I0，需設計輸出濾波器及反饋電路以提供特定負載之所欲調變頻率fM。
圖12顯示共振電力之低頻模型方塊圖。VHF電力電路12被塑造為開啟關閉可控制DC電流源。
在控制電路14之輸入之調節電路18(詳圖13)，具有簡單轉移函數： 其中
控制電路14之比較器26模型是理想的；真實比較器之傳播延遲被加入延遲方塊。由於電力電路之停機顯著快於啟動序列，延遲方塊係以二不同時間延遲代表。這是因為停機係由輔助開關Saux1及Saux2實施，而啟動期間，CISS是從偏壓電壓VB經由偏壓電阻器而被動充電。
圖13顯示控制電路14。感測電壓20係於H(s)中低通濾波，分壓器/低通濾波器18係由RFB1、RFB2、及CFB形成，並輸入至比較器26。比較器輸出16回應於比較器輸入之電壓差而開啟及關閉開關Saux1及Saux2。當Saux1及Saux2開啟時，vGS1及vGS2為零並抑制電力電路振盪。一旦Saux1及Saux2關閉，CISS1及CISS2經由 RB1及RB2充電，藉此vGS1及vGS2開始從0增加至Va。在第一時段後，當vGS1及vGS2超過電力MOSFET閾值電壓Vth時，開關S1及S2進入飽和及發起電力電路中振盪。H(s)具有二主要目的：過濾高頻雜訊及調整反饋電壓位準。亦有助於反饋迴路中之傳播延遲。
在圖14中，顯示來自模型之許多範例之特性電壓及電流位準，其中
˙C out =3.3μF
˙I 0=1.04A,I out =0.52A
˙R FB2 =2kΩ,R FB1 =8.2kΩ
˙C FB =220pF
˙t d,on =700ns+170ns=870ns
˙t d,off =170ns
挑選參數以近似以下描述之實驗設定。vgate(t)代表具移除VHF組件之S1及S2之閘極電壓。Vout(t)通過單極轉移函數H(s)並導致變形三角波形vFB(t)。vFB(t)之平均值略低於參考電壓Vref，這是因td,on>td,off。此亦為比較器輸出vcmp(t)之工作週期低於50%的因素。由於參考輸出電壓為10V，在Vout(t)中可觀察到小偏移。此偏移取決於電力電路之工作週期，即時間差td,on-td,off，且Cout．td,on取決於VB及Vth間之電壓差。獲得之調變頻率極接近300kHz。
為核實以上說明之分析，產生具輸出電壓調節之10.5W原型轉換器，且以下揭露原型轉換器之測 量。
圖15中顯示電力電路中汲極、閘極、及整流器電壓之圖表。汲極及整流器電壓係以與示波器探針串聯之2.2pF電容測量，以減少探針對於電力電路之影響。此引發測量中A=0.19之衰減，並移除測量電壓之DC成分。電力電路之組件值列於表I中。電力電路之交換頻率fs=49MHz。開放迴路輸出電壓及輸出電壓及電流分別為Vout=10.2V及I0=1.04A。
當獲得50%工作週期時，Iout=0.5 I0=0.52A。圖9中顯示此狀況之轉換器中有關電壓之波形圖表。調變頻率fM是在50%工作週期之300KHz之其最大值，並隨著工作週期離開50%而下降。此外，在該些狀況下，輸出電壓漣波△Vout,pp亦為其最大。
電路中使用之比較器為Analog Devices公司的AD8468。組件數據表指明40ns傳播延遲。就比較而言，高速TLV3501比較器具有4.5ns傳播延遲，減少9倍。由於亦有其他顯著促成者(調節及電力電路開啟關閉電路)，此絕非極限。甚至進一步以較低調變頻率fM及特定Cout之較高輸出電壓漣波為代價，此延遲可能會增加。
圖15及16描繪時域中信號Vcmp+、Vcmp-、VGS、VDS、及Vout(上波形)相對於比較器輸出(下波形)間之關係。高輸出電壓漣波係由小輸出濾波電容(Cout=3.3μF)造成。
圖17(a)中所示之轉換器效率為輸出功率之函數。由於在輕負載狀況下允許fM顯著下降，在寬負載範圍期間維持高效率(20%以上負載，η>75%)，具81%以上峰值效率。
由於控制係基於相位偏移，在Vout值中引發小DC誤差，其隨負載而異。若假設輸出電壓漣波為三角形(由於iconv為電流方波，這是合理的)，Vout之峰值決定為：
使得Vout之偏移由下列決定
Vout,ref為Vref及RFB1-RFB2分壓器設定之輸出電壓之目標值。△t+及△t-為從Vout跨越Vout,ref之點至Vout分別抵達其最大及最小值之點之時間延遲。依據該些方程式之變數，Vout,offset可為正或負，並隨Iout減少。圖17之下圖表中顯示△Vout之測量相依性。偏移及輸出漣波隨著Cout增加而減少，同時交換頻率將減少。
以上揭露之模型及實驗結果間之比較顯示接近，但未完美匹配。原因為進一步研究之主題；假定主要組件中瑕疵及被動組件中公差為主要促進因子。儘管如此，模型提供系統作業中之顯著洞察，並可用作轉換器設 計期間之良好估計。
比較基於遲滯之突發模式控制，控制共振電力轉換器之新方法允許於控制電路中使用顯著緩慢且較不昂貴之組件，此對於諸如LED照明及PoL轉換器之成本敏感應用很重要。僅使用低成本市售可用組件實施描繪之電力電路及控制電路，具81%以上峰值效率及寬負載範圍之高效率。
圖18為控制共振電力轉換器之新方法之流程圖100。以方法步驟110展開方法，其中，共振電力轉換器開啟。
當共振電力轉換器開啟時，輸出電壓及/或輸出電流增加。共振電力轉換器中提供感測電壓，其相應於輸出電壓或輸出電流，及共振電力轉換器中提供參考電壓，其相應於共振電力轉換器之所欲結果輸出電壓或輸出電流。
依據方法步驟120，輸出電壓及/或輸出電流持續增加直到對應感測電壓Vsense等於或大於參考電壓Vref為止，以及依據方法步驟130，輸出電壓及/或輸出電流持續增加一直到自共振電力轉換器之先前開啟以後耗時第二時段t2後為止。
因而，當感測電壓Vsense等於或大於參考電壓Vref時，及由於共振電力轉換器之先前開啟，第二時段t2消逝，共振電力轉換器於方法步驟140中關閉。
當共振電力轉換器開啟時，輸出電壓及/或輸出電流減少。
依據方法步驟150，輸出電壓及/或輸出電流持續減少，直到對應感測電壓Vsense等於或小於參考電壓Vref為止，以及依據方法步驟160，輸出電壓及/或輸出電流持續減少一直到自共振電力轉換器之先前關閉以後耗時第一時段t1後為止。
因而，當感測電壓Vsense等於或小於參考電壓Vref且自共振電力轉換器之先前關閉以後耗時第一時段t1後，共振電力轉換器於方法步驟110中關閉。
在下列中，極高頻(VHF)DC-DC轉換器之相移突發模式控制方法之屬性與具基於具二閾值之感測電壓比較之遲滯之傳統控制方法比較。而且，開啟關閉可控制電流源用以塑造VHF轉換器之低頻行為。大輸出電容用於輸出電壓濾波。模型顯示於圖19(a)中。
圖19(b)顯示以傳統滯後控制電路控制之圖19(a)之模型，圖19(c)顯示以相移突發模式控制電路控制之圖19(a)之模型。
對二電路而言，當Vctrl高時，例如2伏，VHF電力轉換器操作(開啟)，傳送I0=2A之平均電流。當Vctrl低時，例如0伏，VHF電力轉換器關閉。在本範例中，電容器Cout及負載Rload分別設定為10μF及10Ω。參考電壓Vref等於1V，高阻抗信號調節網路H (s)具有Vsense/Vout=1：N之比率，例如1：10，獨立於頻率。選擇電路組態及組件值使得目標輸出Vout等於10V及具標稱負載，VHF電力轉換器以50%工作週期操作。假定閘極驅動器於圖19(a)至(c)之任一項電路中未引發任何延遲，使得Vctrl=Vcmp。
在具圖19(b)中所示之遲滯之控制電路中，假定比較器之瞬時回應，使得比較器未於控制迴路中增加延遲。在本範例中，遲滯窗為VH=20mV。當Vsense<Vref時，比較器開啟轉換器，否則關閉。圖20中顯示具遲滯控制之轉換器之轉換器電壓之模擬波形。
調變頻率fM，即轉換器開啟及關閉之頻率，提供如下：
本方程式是源自比較器、閘極驅動器、及轉換器之功率級之傳播延遲tD為零之假設，且當tD«1/fM時，方程式充分逼近。VHF設計中需使用例如比較器、閘極驅動器等昂貴組件，以實現反饋迴路中小傳播延遲。
圖20中來自Vsense=Vref直至圖20中Vsense=Vref+VH的時間差△T等於1/(4 fM)為止。若VH→0及tD→1/(4 fM)，則圖20中所示之波形變成圖21中所示之波形，顯示具相位偏移突發模式控制之轉換器之轉換器電壓之模擬波形。圖20及21中波形排列，使得Vsense電壓於相同時間例如2μs、4μs、6μs等跨越各個Vref電壓。圖 20及21中輸出電壓漣波相同，然而，通過反饋迴路之信號傳播延遲為1/(4 fM)，見轉換器電流Iconv,H/PS、比較器輸出電壓Vcmp,H/PS等之時間差。
基於以上提及之組件值，調變頻率為250kHz。
在圖21中，電力轉換器於3μs、7μs、11μs、及15μs開啟，電力轉換器於1μs、5μs、9μs、及13μs關閉，第一時段等於第二時段，其等於2μs，第四時段(即開啟延遲tD,on)等於第三時段(即關閉延遲tD,off)，其等於1μs。
具相位偏移突發模式控制之轉換器提供與具傳統遲滯控制之轉換器相同輸出電壓漣波(即△Vout,H=△Vout,PS)，同時於反饋迴路使用一或更多組件而具顯著較大各個延遲。結果延遲可於功率級、比較器、及閘極驅動器之間任意分佈。由於許多具小但有限延遲之啟動及停機技術(自振式閘極驅動器及轉換器)可用於具相位偏移突發模式控制之VHF轉換器中，此對於VHF轉換器非常重要。
開啟及關閉延遲(tD,on及tD,off)不需相等。反饋迴路中任何組合之任一組件可促進開啟及關閉延遲之值，具以下限制：
具遲滯控制之轉換器之輸出電壓存在於 H(s)-1(Vref,H-VH)至H(s)-1(Vref,H+VH)之範圍，造成△Vout,H之電壓漣波。
此不同於圖19(c)中所描繪具相位偏移突發模式控制之轉換器，其中輸出電壓Vo為負載相依。輸出電壓Vo隨著增加之負載而減少。若Iout=1A之輸出電壓漣波為△Vout,PS並假定比較器中恆定延遲(或為理想組件)，Vout,PS之平均值的範圍從△Vout,PS/2(Iout=0)至-△Vout,PS(Iout=I0)，隨Iout而線性變化。
做為輸出電流之函數之輸出電壓Vo之變化可以各種方式減少。一種方式為允許參考電壓改變，做為輸出電壓Vo之函數，以補償輸出電壓Vo之改變。
圖22(a)顯示控制電路，其中感測電壓20與參考電壓28比較，參考電壓28經調整做為平均輸出電壓Vo之函數。H1(s)為普通低通濾波器。在所描繪之電路中Vref1=Vref-(Vref,mean-Vref)，其中Vref,mean為低通濾波器H1(s)之輸出。因而，當Vref,mean=Vref時，Vref1=Vref，且當平均輸出電壓Vo增加時，Vref1減少，反之亦然，藉此做為輸出電流之函數之平均輸出電壓Vo之變化抵消。
圖22(b)顯示另一控制電路，其中感測電壓20與參考電壓28比較，參考電壓28經調整做為比較器輸出電壓Vcmp,PS16之平均之函數。描繪之控制電路之作業係基於Vcmp,PS之平均值隨輸出電流Iout而線性變化之事實。
參考電壓Vref1係藉由Vref,PS與低通濾波 Vcmp,PS疊加而形成。補償網路中電阻器值及電容器值需挑選以提供Vcmp,PS之ac組件之充分衰減。
在所描繪之控制電路中，當轉換器以50%調變操作時，Vcmp,PS之平均等於Vref。若輸出電流Iout減少，則Vcmp,PS之平均值減少，因而減少參考電壓Vref1 28，從而抵消輸出電壓Vo之增加，否則其將造成減少之輸出電流Iout。若輸出電流Iout增加，則Vcmp,PS之平均值增加，因而增加參考電壓Vref1 28，從而抵消輸出電壓Vo之減少，否則其將造成增加之輸出電流Iout。Vref1係由下列方程式計算：

Claims (15)

  1. 一種電力轉換器，包含經耦接的控制電路，用以比較感測電壓與參考電壓，及具有經耦接的控制輸出，用以控制該電力轉換器之開啟及關閉，其方式如下：當該感測電壓之絕對值小於或等於該參考電壓之絕對值，且自該電力轉換器之前一關閉以後耗時第一時段後，開啟該電力轉換器，以及當該感測電壓之該絕對值大於或等於該參考電壓之該絕對值，且自該電力轉換器之前一開啟以後耗時第二時段後，關閉該電力轉換器。
  2. 如申請專利範圍第1項之電力轉換器，其中，該控制電路包含經耦接的比較器，其用以比較該感測電壓與該參考電壓，且具有為該控制輸出的比較器輸出。
  3. 如申請專利範圍第1或2項之電力轉換器，其中，該電力轉換器用於以1MHz以上的頻率作業。
  4. 如申請專利範圍之第1項之電力轉換器，包含延遲電路，其用於提供該各個時段之至少一者之至少一部分。
  5. 如申請專利範圍之第1項之電力轉換器，其中，該電力轉換器之輸出電壓耦接至信號調節電路，該信號調節電路用以輸出該感測電壓。
  6. 如申請專利範圍之第1項之電力轉換器，其中，該控制輸出經耦接以控制該電力轉換器之至少一電力開關之關閉。
  7. 如申請專利範圍之第1項之電力轉換器，其中，該 控制輸出經耦接以控制該電力轉換器從該輸入至該輸出之能量轉移之分離。
  8. 如申請專利範圍之第1項之電力轉換器，其中，該控制輸出經耦接以控制該電力轉換器從該輸入至該輸出之能量轉移之連接。
  9. 如申請專利範圍之第1項之電力轉換器，其中，該電力轉換器為單端原邊電感轉換器(SEPIC)轉換器。
  10. 如申請專利範圍之第9項之電力轉換器，其中，該SEPIC轉換器為自振式SEPIC轉換器。
  11. 如申請專利範圍之第9或10項之電力轉換器，其中，該電力轉換器為交錯式SEPIC轉換器。
  12. 如申請專利範圍之第1項之電力轉換器，其中，該控制電路經組配以補償該感測電壓對於輸出電流之相依性。
  13. 如申請專利範圍之第12項之電力轉換器，其中，該控制電路經組配以改變該參考電壓對於該輸出電流之相依性，藉以補償該感測電壓對於該輸出電流之該相依性。
  14. 如申請專利範圍之第12項之電力轉換器，其中，該控制電路經組配以改變該第一時段及該第二時段之至少一者對於該輸出電流之相依性，藉以補償該感測電壓對於該輸出電流之該相依性。
  15. 一種電力轉換器之控制方法，包含以下步驟：當感測電壓之絕對值小於或等於參考電壓之絕對值，且自該電力轉換器之前一關閉以後耗時第一時段後，開啟 該電力轉換器，以及當該感測電壓之該絕對值大於或等於該參考電壓之該絕對值，且自該電力轉換器之前一開啟以後耗時第二時段後，關閉該電力轉換器。
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