CN106063103A

CN106063103A - 突发模式控制

Info

Publication number: CN106063103A
Application number: CN201580009651.XA
Authority: CN
Inventors: 米洛万·科瓦切维克; 米基·P·马德森
Original assignee: Danmarks Tekniskie Universitet
Current assignee: Danmarks Tekniskie Universitet
Priority date: 2014-02-27
Filing date: 2015-02-26
Publication date: 2016-10-26
Anticipated expiration: 2035-02-26
Also published as: EP3111543A1; EP3111543B1; TWI668949B; TW201607225A; WO2015128398A1; US20160359412A1; US10418901B2; JP2017506868A; JP6767867B2; CN106063103B

Abstract

本发明涉及电力转换器调节的新方法，特别是在MHz范围的频率操作的甚高频(VHF)电力转换器的调节，其中准确输出调节利用调节回路中的固有延迟，由此与迟滞开启/关闭控制相反，该新方法不需要针对感测电压与两个参考电压的比较立即响应；而是根据该新方法，仅使用一个参考电压，并允许反馈回路中的延迟引起电力转换器的输出的若干变化。

Description

突发模式控制

技术领域

本发明涉及一种电力转换器调节的新方法，特别是以MHz范围的频率操作的甚高频(VHF)电力转换器的调节。

背景技术

期望减小电力应用中的电子设备的物理尺寸，以便在现有产品中增加更多特征(feature，部件)，适当集成通常不适于这种设备的电力转换器，和降低系统成本。增加转换器的操作频率是减小诸如体积大的电容器和电感器的能量存储元件的尺寸的直接方式，其通常主导着总转换器体积。由于能量存储需求减小，所以瞬时响应显著增加。由于尺寸、价格和重量减小和瞬态响应更快，LED照明应用和负载点(PoL)转换器尤其是从甚高频(VHF)转换器中获益。

传统上，突发模式控制被用于控制谐振电力转换器的输出电压或电流。突发模式控制允许转换器设计者优化谐振电力转换器用在一个操作点中操作。通过视需要开启或关闭谐振电力转换器来控制输出电压或电流以保持恒定输出电压或电流。突发模式控制的一个缺点是，与在相同调制频率的硬切换转换器相比，EMI性能相同或更差。通常，调制频率在20kHz至1MHz的范围内。

通常，现有技术的突发模式控制是具有恒定切换频率的情况下，基于迟滞(hysteresis based)或基于脉冲宽度调制(PWM)。

利用迟滞和PWM控制，需要调节回路的组件的快速响应-理想地为零时延迟，使得不能使用低成本组件。

转换器启动电路也必须提供非常小的延迟。结果，被动启动电路(其具有较低成本)通常并不是一种选项。

基于迟滞的控制导致紧密的输出调节，但需要具有极小传播延迟的高成本、高性能的比较器。

控制电力转换器的传统迟滞后突发模式控制方法包括以下步骤：

当感测电压的绝对值小于或等于第一参考电压的绝对值时，开启电力转换器，并且

当感测电压的绝对值大于或等于第二参考电压的绝对值(其大于第一参考电压的绝对值)时，关闭电力转换器。

通常，第一和第二参考电压之间的差是预定固定值。

发明内容

本发明提供了一种调制方法用于在利用反馈回路中的固有延迟的同时获得电力转换器的准确输出调节。与迟滞开启/关闭控制(即，迟滞突发模式控制)相反，新方法不要求对感测电压与两个参考电压的比较立即响应。而是根据新方法，仅使用一个参考电压，并且允许反馈回路中的延迟引起电力转换器的输出的一些变化。在转换器设计过程中可预测和考虑该些变化。

因此，提供了一种控制电力转换器的新方法，包括以下步骤

当感测电压的绝对值小于或等于参考电压的绝对值并且自电力转换器的先前关闭起已经经过了第一时间段时，开启电力转换器，和

当感测电压的绝对值大于或等于参考电压的绝对值并且自电力转换器的先前开启起已经经过了第二时间段时，关闭电力转换器。

在下文中，由于因第一和第二时间段引起的相位偏移而将这种新方法称为相移突发模式控制。根据新方法，在时域中提供迟滞。

也提供了根据新方法操作的一种电力转换器。

因此，提供了一种新电力转换器，包括控制电路，所述控制电路耦接以比较感测电压与参考电压，并具有耦接以通过以下方式控制电力转换器的开启和关闭的控制输出：

当感测电压的绝对值小于或等于参考电压的绝对值并且自电力转换器的先前关闭起已经经过第一时间段时，开启电力转换器，以及

第一时间段可包括从感测电压的绝对值降落至参考电压的绝对值以下的时间点直到电力转换器开启为止经过的预定期间的第三时间段。

第二时间段可包括从感测电压的绝对值升高至参考电压的绝对值以上的时间点直到电力转换器关闭为止经过的预定期间的第四时间段。

第三和第四时间段的预定期间可不同。

在以下公开的通篇中，交替开启和关闭电力转换器的过程被称为电力转换器的“调制”，并且两个连续的开启事件之间的时间被称为“调制周期”，且开启的速率被称为“调制频率”。

感测电压可对应于电力转换器的输出电压；或电力转换器的输出电流；或电力转换器的另一期望特性。

电力转换器的输出电流是由连接到电力转换器的输出的负载所消耗的电流。

控制电路可通过断开电力转换器的至少一个开关，例如通过使场效应晶体管(FET)的栅极到其源极短路，或者，将双极型晶体管的基极到其发射极短路，实施电力转换器的关闭；以及通过允许电力转换器的至少一个开关再次导通(例如通过打开短路)来实施电力转换器的开启。

控制电路也可通过改变电力电路(power circuit)的谐振部分的阻抗或回路增益来实施谐振电力转换器的开启和关闭，由此，通过将阻抗或回路增益改变为电力电路的谐振部分在此不振荡的第一值来关闭谐振电力转换器，并由此通过将阻抗或回路增益改变为电力电路的谐振部分在此振荡的第二值来开启谐振电力转换器。

控制电路可包括被配置为提供各个第一和第二时间段中一个或多个时间段的至少一部分的一个或多个延迟。电路组件中的传播延迟(诸如比较器、滤波元件、电力电路等中的传播延迟)可有利地并入到合适时间段中。

控制电路可包括耦接以比较参考电压与感测电压的比较器，且比较器的输出可构成被耦接以控制电力转换器的开启和关闭的控制输出，并且因此，比较器响应于改变的输入(多个改变的输入)将其输出的状态从高改变到低(反之亦然)所利用的延迟，构成各第一和第二时间段的一部分。

比较器响应于改变的输入(多个改变的输入)将其输出的状态从高改变到低(反之亦然)所利用的延迟，可提供第三和第四时间段的一部分。

电力转换器的输出电压可耦接到被配置为输出感测电压的信号调节电路，诸如低通滤波器等。

电力转换器可以是任何已知类型的电力转换器，且特别是任何类型的VHF电力转换器，诸如方波电力转换器、准方波电力转换器、谐振过渡电力转换器、谐振电力转换器等。

电力转换器可具有串联和/或并联和/或交错操作的多个电力电路，例如具有串联和/或并联的输入和/或串联和/或并联的输出。多个电力电路中的所有或一些可由单一控制电路来控制。

谐振电力转换器可以是任何已知类型的谐振电力转换器，诸如包括以下的转换器：E类(class E，E级)逆变器和E类整流器，DE类逆变器和类DE整流器，DE类逆变器和E类整流器等；或者，EF2类(或Φ类)转换器、谐振单端初级电感转换器(SEPIC)等。

电力转换器可由振荡器驱动，或者转换器可以是自振荡的。此外，电力转换器可为交错式。

电力转换器的输出的控制基于单一参考电压和电力转换器在此期间未从开启状态改变到关闭状态或反之亦然的时间段，导致与例如利用PWM控制或迟滞控制的传统控制电路的组件相比，控制电路组件的性能要求降低。例如，低成本组件和被动启动电路可在新控制电路中使用。

此外，可能包括输出电压的低通滤波，或其它信号调节，以用于提供感测电压，从而提高信号完整性。

增加由控制电路提供的第一和第二时间段中的至少一个，降低了控制电压转换器的开启/关闭状态的控制输出信号的调制频率。这进而增加了输出电压的变化；然而，输出电压变化可通过在电力转换器的输出提供适当的输出滤波器来降低。

由于由控制电路提供的时间段，控制电路的响应时间比迟滞控制的响应时间长。尽管如此，在一个调制周期内达成期望调节。

传统控制电路(诸如PWM控制或迟滞控制)依靠高端组件和最小化控制电路中的时间延迟，导致了比新控制电路的对应组件更高的成本和更低的组件可用性。

例如，在新控制电路中使用的比较器可比在传统控制电路中使用的比较器慢9-10倍，例如4.5ns相对于40ns。

如下面进一步解释的，第一和第二时间段中的至少一者或两者可等于或基本上等于调制周期的四分之一，例如在50％占空比(duty cycle，工作周期)，例如第三和第四时间段中的至少一者或两者可等于或基本上等于调制周期的四分之一，例如在50％占空比。

感测电压可以是供应至连接到电力转换器的输出的负载的输出电压的函数；或者，感测电压可以是供应至连接到电力转换器的输出的负载的输出电流的函数；或者，感测电压可以是供应至连接到电力转换器的输出的负载的功率，即输出电压乘以输出电流的函数等等

连接到电力转换器的输出的输出电容器稳定由电力转换器供应的输出电压。输出电容器在电力转换器的开启期间充电并在电力转换器的关闭期间放电。在开启期间，电容器以由电力转换器的功率级供应的电流减去供应至连接到电力转换器的输出的负载的电流来充电。在关闭期间，电容器以负载电流放电。因此，跨越输出电容器发展作为输出电容器的充电和放电的结果的的电压纹波ΔV_out的斜率取决于输出电流。如果输出电流低，则电压纹波的斜率在电力转换器的开启期间很陡且在电力转换器的关闭期间很低，且如果输出电流很高，则反之亦然。这与第一和第二时间段一起引起输出电压纹波随变化的输出电流而改变，且也引起输出电压V_out的平均值随变化的输出电流而变化。相应地，输出电流I_out和输出功率P_out的纹波，和输出功率P_out的平均值也可随变化的输出电流而变化。

这种变化可以各种方式来补偿，以减小变化量并使所期望输出值更恒定且与至少在预定输出电流范围内的输出电流无关。

例如，控制电路可被配置为例如通过以感测电压对输出电流的依赖性被补偿的这种方式，改变依赖于输出电流的参考电压来补偿感测电压对输出电流的依赖性，从而补偿对输出电压、或者输出电流；或输出功率等的依赖性。例如，输出电压的增加可通过降低参考电压来补偿，使得电力转换器在较低电压下开启，从而降低所得到的输出电压。参考电压的变化发生在多个调制周期内。当负载恒定时，除非进行输出(诸如输出电压或电流)的调节，否则参考电压不改变。

附加地；或者，可替代地，控制电路可被配置为改变依赖于输出电流的第一和第二时间段中的至少一个，由此补偿感测电压对输出电流的依赖性。例如，输出电压的增加可通过降低第二时间段来补偿，使得电力转换器在较短时间段期间开启，从而降低所得到输出电压。当负载恒定时，第一和第二时间段不改变。

附图说明

下面，将参考附图更详细地说明新方法和新电力转换器，其中示出新电力转换器的各谐振实例。在附图中：

图1示出具有新控制电路的谐振电力转换器的示意图，

图2示出示例性新谐振电力转换器的示意电路图，

图3示出示例性新谐振电力转换器的示意电路图，

图4示出示例性新谐振电力转换器的示意电路图，

图5示出示例性新谐振电力转换器的示意电路图，

图6示出示例性信号调节电路，

图7示出示例性开关驱动器，

图8示出具有停止电路的示例性新谐振电力转换器的示意电路图，

图9示出振荡器关闭的开关驱动器，

图10示出VHF交错式自振荡谐振SEPIC转换器的电力电路图，

图11是图10中所示的电力电路的仿真波形的曲线图，

图12示出用于计算组件值(component value)的新谐振电力转换器的模型的示意电路图，

图13示出用于控制图10中所示的电力电路(power circuit电源电路)的控制电路的电路图，

图14是图12中所示的模型的特性波形的曲线图，

图15是图13中所示的控制电路的实验波形的曲线图，

图16是图10中所示的电力电路的实验波形的曲线图，

图17(a)示出作为输出功率的函数的转换器效率的曲线图且(b)示出作为负载的函数的输出电压偏移的曲线图，

图18是新方法的流程图，

图19示出(a)新谐振电力转换器与(b)传统滞后控制电路和(c)相移突发模式控制电路的模型的示意电路图，

图20示出由滞后控制电路控制的模型转换器电流和电压的仿真波形的曲线图，

图21示出由相移突发模式控制电路控制的模式转换器电流和电压的仿真波形的曲线图，和

图22示出具有变化感测电压的控制电路的示意电路图。

具体实施方式

为了清楚起见，附图是示意性的且被简化，并且它们仅仅示出对于理解新谐振电力转换器必要的细节，而其它细节已被省略。根据所附权利要求书的新谐振电力转换器可以在附图中未示出的不同形式来体现且不应被解释为限于文中阐述的实例。

通篇相似的附图标记指代相似的元件。因此，可并不相对于每个图的描述来详细地描述相似的元件。

图1示出根据新方法控制的谐振电力转换器10的示意框图。所示的谐振电力转换器10包括VHF电力电路12、具有控制输出16的控制电路14、和基于并且对应于输出电压22而提供感测电压20的信号调节电路18。

控制电路14耦接以比较感测电压20与参考电压24。

可替代地，感测电压20可由耦接的电流传感器(诸如电阻器、霍尔元件等)提供，使得感测电压对应于谐振电力转换器10的输出电流。

控制电路14具有控制输出16，控制输出耦接以控制谐振电力转换器的VHF电力电路12的开启和关闭。

在所示的实例中，输出电压和感测电压具有正值，使得感测电压或输出电压的绝对值等于值本身。

当感测电压20小于或等于参考电压24并且自VHF电力电路12的先前关闭起已经经过了第一时间段时，开启谐振电力转换器10的VHF电力电路12。当感测电压20大于或等于参考电压24且自VHF电力电路12的先前开启起已经经过了第二时间段，关闭谐振电力转换器10的VHF电力电路12。

VHF电力电路12可以是任何操作频率在MHz范围(诸如等于或高于20MHz、诸如等于或高于30MHz、诸如在30MHz-300MHz范围内)内的已知的谐振电力转换器拓扑结构，诸如转换器，其包括：E类逆变器和E类整流器、DE类逆变器和DE类整流器、DE类逆变器和E类整流器等；或者，EF2类(或Φ类)转换器、谐振SEPIC转换器等。

谐振电力转换器可由振荡器驱动，或者转换器可以是自振荡的。此外，谐振电力转换器可以是交错式。

控制电路14的组件的固有信号传播延迟形成第一和第二时间段的一部分，且固有信号传播延迟可形成整个第一和第二时间段。此外，一个或多个延迟电路可提供第一时间段的一部分和/或第二时间段的一部分，即第三时间段的一部分和/或第四时间段的一部分。

控制电路14可包括比较器，所述比较器被耦接以比较感测电压20与参考电压24并且具有比较器输出，即控制输出16。

响应于改变的一个或多个输入，比较器将其输出的状态从高至低改变且反之亦然的延迟，构成各第一和第二时间段的一部分，即第三时间段的一部分和/或第四时间段的一部分。

信号调节电路18可以是被配置为输出感测电压的低通滤波器。

控制输出16可耦接以控制谐振电力转换器10的至少一个电力开关(未示出)的断开，由此关闭谐振电力转换器。

这在图2和图3中所示的基于E类逆变器的谐振电力转换器中示出。图2的谐振电力转换器和图3的谐振电力转换器之间的唯一区别是图2的电感器L₃被图3中的整流器D₁取代。

可替代地，或附加地，控制输出16可耦接以控制谐振电力转换器电路的除了电力开关外的其它部分，例如，通过使能和禁能从谐振电力转换器10的输入到输出的能量转移，例如通过改变电力电路的谐振部分的阻抗或回路增益来开启和关闭谐振电力转换器，由此通过将阻抗改变为电力电路在其不振荡的第一值来关闭谐振电力转换器，以及由此将阻抗改变为电力电路在其振荡的第二值来开启谐振电力转换器。

这示于图4和图5中，其中示出与图3所示的基于E类逆变器的谐振电力转换器相似的基于E类逆变器的谐振电力转换器，不同之处在于控制输出16导通和截止S₂的事实。

在图4中，当开关S₂导通时，谐振电力转换器10的谐振部分不振荡，且当开关S₂截止时，谐振电力转换器10的谐振部件振荡且与图3的谐振电力转换器10类似地操作。

在图5中，图4的整流器D2和开关S2的功能被组合成在第二自振荡栅极驱动器被启动时用作图5中的同步整流器的开关S2，使得谐振电力转换器开启。

图6示出可构成信号调节器18的低通滤波器的两个实例的电路图。

图6的(a)和(b)中所示的信号调节器可由从本领域技术人员可获得的其它信号调节器设计中选择的任何合适信号调节器取代。

自振荡栅极驱动器的实例示于图7中。

在图7的(a)中，低使能信号将电力开关的栅极保持在零电压下，由此电力电路的振荡被禁止，而高使能信号允许驱动电力开关的栅极的VHF振荡器信号的传播，引起电力电路振荡。

在图7的(b)中，低使能信号将开关晶体管S_aux切换至断开并将电力开关的栅极保持在恒定电压下，由此电力电路的振荡被禁止，而高使能信号允许驱动开关晶体管S_aux导通和断开的VHF振荡器信号的传播，由此驱动电力开关导通和断开，引起电力电路振荡。

图7的(a)和(b)中所示的栅极驱动器可由从本领域技术人员可获得的其它信号调节器设计中选择的任何合适栅极驱动器取代。

图8示出具有停止电路的示例性新谐振电力转换器的示意电路图。

图9示出振荡器关闭的开关驱动器。

图10是交错式自振荡谐振SEPIC转换器的电力电路12的电路图，其中两个电力电路12a、12b经由开关S₁和S₂之间的电容耦接C_X1和C_X2彼此驱动并在交错模式下操作。

电力电路基本上是相同的，即：

L_I1＝L_I2＝L_I

C_I1＝C_I2＝C_I

C_X1＝C_X2＝C_X

C_S1＝C_S2＝C_S

半导体器件的最重要寄生组件(即半导体开关的二极管结电容器和寄生电容器)的值包括在谐振电力转换器的操作频率的确定中。振荡频率f_S主要由电感L_I和当整流器短路时从漏极看到的总电容C_DS，tot确定：

f_{s} = \frac{1}{2 π \sqrt{L_{I} C_{D S, t o t}}}

其中

C_DS,tot＝C_I+C_OSS+C_S+C_X||C_ISS

C_OSS＝C_DS+C_DG

C_ISS＝C_GS+C_DG

一旦MOSFET开关S₁和S₂的栅极电压变得略高于MOSFET阈值电压，振荡即开始。图10的谐振电力电路的仿真波形示于图11中。理想情况下，这两个交错式电力转换器的各自波形是相同的且相对于彼此偏移180°。

如果忽略VHF纹波，则转换器输出可被建模为电流值为I₀的电流源。当在转换器上应用开启/关闭调制时，由转换器i_conv向C_out和负载供应的电流可近似建模为电流方波：

输出电流I_out等于一个调制周期内的平均值i_conv。所得的进入C_out的电流是i_conv-I_out，其在稳定状态下没有DC分量。如果C_out的寄生可忽略，则所得V_out电压波形是三角波。假设开启和关闭延迟独立于输出电压的变化率，则输出电压纹波是

{ΔV}_{o u t} = \frac{I_{o u t}}{C_{o u t}} t_{D, o n} + \frac{I_{0} - I_{o u t}}{C_{o u t}} t_{D, o f f}

其中，t_D,on是第四时间段且t_D,off是第三时段，即，t_D,on和t_D,off分别是从感测电压跨越参考电压并且分别到电力转换器的开启或关闭的控制回路开启和关闭延迟。如果控制电路的延迟是恒定的，则公式表明V_out是I_out的线性函数，且较长延迟定义V_out,max。在t_D,on和t_D,off相等的特殊情况下，V_out独立于I_out。在任何给定负载下，V_out的偏移:ΔV_out,off和f_M通过下式由C_out和延迟t_D,on和t_D,off的值确定：

{ΔV}_{o u t, o f f} = \frac{{ΔV}_{o u t}}{2} \frac{t_{D, o n} - t_{D, o f f}}{t_{D, o f f} + t_{D, o n}}

和

f_{M} = \frac{I_{0}}{C_{o u t} {ΔV}_{o u t}} \frac{I_{o u t}}{I_{0}} (1 - \frac{I_{o u t}}{I_{0}})

调制频率最高为50％占空比，即电力转换器在一半的时间开启：

f_{M, \max} = \frac{1}{2 (t_{D, o n} + t_{D, o f f})}

I₀并非从电路组件的值中得知。I₀的近似值可从Spice仿真来确定。一旦获得I₀，输出滤波器和反馈电路需要被设计为在指定负载下提供期望的调制频率f_M。

图12示出谐振电力的这种低频模型的框图。VHF电力电路12被建模为开启-关闭可控DC电流源。

控制电路14的输入处的调节电路18(参见图13)具有简单的传递函数：

H (s) = \frac{A_{F B}}{1 + {sτ}_{F B}}

其中

A_{F B} = \frac{R_{F B 2}}{R_{F B 1} + R_{F B 2}}

τ_{F B} = \frac{R_{F B 1} R_{F B 2}}{R_{F B 1} + R_{F B 2}} c_{F B}

控制电路14模型的比较器26是理想的；真实比较器的传播延迟被添加到延迟块中。延迟块由两个不同时间延迟表示，这是因为电力电路的停机显著比启动序列快。这是因为停机由辅助开关S_aux1和S_aux2实施，而在启动期间，C_ISS通过偏置电阻器被动地从偏置电压V_B充电。

图13示出控制电路14。感测电压20在H(s)、由R_FB1、R_FB2和C_FB形成的分压器/低通滤波器18中被低通滤波，并输入比较器26。响应于比较器输入上的电压差，比较器输出16导通和断开开关S_aux1和S_aux2。当S_aux1和S_aux2导通时，v_GS1和v_GS2是零，电力电路的振荡被禁止。一旦S_aux1和S_aux2断开，C_ISS1和C_ISS2通过R_B1和R_B2被充电，其中v_GS1和v_GS2开始从0增加到V_B。在第一时间段之后，当v_GS1和v_GS2超过电力MOSFET阈值电压V_th时，开关S₁和S2进入饱和并启动电力电路中的振荡。H(s)具有两个主要目的：过滤高频噪声和调节反馈电压电平。这也有助于反馈回路中的传播延迟。

在图14中，示出来自模型的许多实例的特性电压和电流电平，其中

·C_out＝3.3μF

·I₀＝1.04A,I_out＝0.52A

·R_FB2＝2kΩ,R_FB1＝8.2kΩ

·C_FB＝220pF

·t_d,on＝700ns+170ns＝870ns

·t_d,off＝170ns

参数被选择为近似于以下描述的实验设置。v_gate(t)代表具有移除VHF组件的S₁和S₂的栅极电压。V_out(t)经过单极点传递函数H(s)并产生失真的三角波形v_FB(t)。v_FB(t)的平均值略低于参考V_ref电压，这是由于t_d,on>t_d,off。这也是比较器输出v_cmp(t)的占空比为低于50％的原因。由于参考输出电压为10V，所以可以在V_out(t)中观察到小偏移。该偏移取决于电力电路的占空比，即时间差t_d,on-t_d,off，和C_out.t_d,on取决于V_B和V_th之间的电压差。所获得的调制频率非常接近300kHz。

为了验证如上所述的分析，产生具有输出电压的调节的10.5W原型转换器且下面公开了用于原型转换器的测量。

电力电路中的漏极、栅极和整流器电压的曲线示于图15中。漏极和整流器电压由与示波器探针串联的2.2pF的电容测量，以便减小探针对电力电路的影响。这引发测量中A＝0.19的衰减并移除测量的电压的DC分量。电力电路的组件值列于表Ⅰ中。电力电路的切换频率列出是f_S＝49MHz。开环输出电压和输出电压和电流分别是V_out＝10.2V和I₀＝1.04A。

当获得50％的占空比时，I_out＝0.5I₀＝0.52A。这种情况下的转换器中的相关电压的波形的曲线图示于图9中。调制频率f_M在占空比为50％下的最大值处于其300KHz，且随着占空比远离50％而下降。此外，在这些条件下，输出电压纹波ΔV_out，pp也处于其最大。

在电路中使用的比较器是Analog Devices公司的AD8468。组件数据表指定40ns传播延迟。为了比较，高速TLV3501比较器具有4.5ns传播延迟，这减少了9倍。这绝不是极限，因为也有其他显著贡献者(调节和电力电路的开启关闭电路)。甚至进一步以较低调制频率f_M和针对给定C_out的更高输出电压纹波为代价而增加这种延迟。

图15和图16示出时域中的信号v_cmp+、v_cmp-、v_GS、v_DS和v_out(上波形)相对于比较器输出(下波形)之间的关系。高输出电压纹波由小输出滤波电容(C_out＝3.3μF)引起。

转换器的效率示于图17的(a)中，作为输出功率的函数。由于允许在轻负载条件下f_M显著下降，所以在宽负载范围内效率被保持较高(20％以上的负载，η>75％)，其中峰值效率在81％以上。

由于控制基于相移，所以小DC误差被引入v_out的值中，其随负载变化。如果假设输出电压纹波是三角形(这是合理的，因为i_conv是电流方波)，则v_out的峰值被确定为：

V_{o u t +} = V_{o u t, r e f} + \frac{I_{0} - I_{o u t}}{C_{o u t}} {Δt}_{+}

V_{o u t -} = V_{o u t, r e f} + \frac{- I_{o u t}}{C_{o u t}} {Δt}_{-}

使得V_out的偏移由下式确定

V_{o u t, o f f s e t} = V_{o u t, r e f} - \frac{{ΔV}_{o u t +} + {ΔV}_{o u t -}}{C_{o u t}} {Δt}_{-}

v_out,ref是由V_ref和R_FB1-R_FB2分压器设置的输出电压的目标值。Δt₊和Δt_-是从v_out跨越v_out,ref时的点到v_out分别达到其最大值和最小值的点的时间延迟。根据这些等式中的变量，v_out,offset可以是正或负，且随I_out减小。Δv_out的测量依赖性示于图17的下曲线图中。偏移和输出纹波两者都随C_out的增加而降低，同时切换频率将降低。

上文所公开的模型和实验结果之间的比较显示接近，但并不完美的匹配。造成这种情况的原因是进一步研究的对象；假设主动组件中的缺陷和被动组件的公差是主要贡献者。尽管如此，模型对于系统操作给予显著洞察，并且可在转换器设计过程中用作良好估计。

与基于迟滞突发模式控制比较，控制谐振电力转换器的新方法允许控制电路中使用显著较慢和较便宜的组件，这对于成本敏感的应用(诸如LED照明装置和PoL转换器)很重要。所示的电力电路和控制电路只使用低成本商用组件实现，具有在81％以上的峰值效率以及宽负载范围的高效率。

图18是控制谐振电力转换器的新方法的流程图100。方法开始于方法步骤110，其中开启谐振电力转换器。

当谐振电力转换器开启时，输出电压和/或输出电流增加。在谐振电力转换器中提供感测电压，其对应于输出电压或输出电流，并在谐振电力转换器中提供参考电压，其对应于谐振电力转换器的所期望结果输出电压或输出电流。

根据方法步骤120，输出电压和/或输出电流继续增加，直到对应的感测电压V_sense等于或大于参考电压V_ref，且

根据方法步骤130，输出电压和/或输出电流继续增加直到，自谐振电力转换器的先前开启起还经过了第二时间段t₂。

因此，当感测电压V_sense等于或大于参考电压V_ref，且自谐振电力转换器的先前开启起经过了第二时间段t₂时，在方法步骤140中关闭谐振电力转换器。

当谐振电力转换器开启时，输出电压和/或输出电流减小。

根据方法步骤150，输出电压和/或输出电流继续减小，直到对应的感测电压V_sense等于或小于参考电压V_ref，且

根据方法步骤160，输出电压和/或输出电流继续减小，直到自谐振电力转换器的先前关闭起还经过了第一时间段t₁。

因此，当感测电压V_sense等于或小于参考电压V_ref，并且自谐振电力转换器的先前关闭起经过了第一时间段t₁时，在方法步骤110中关闭谐振电力转换器。

在下文，将用于甚高频(VHF)DC-DC转换器的相移突发模式控制方法的属性与具有基于感测电压与两个阈值的比较的迟滞的传统控制方法比较。再次，开启-关闭可控制电流源用于建模VHF转换器的低频行为建模。大输出电容用于输出电压滤波。该模型示于图19(a)中。

图19(b)示出由传统滞后控制电路控制的图19(a)的模型且图19(c)示出由相移突发模式控制电路控制的图19(a)的模型。

对于这两个电路，VHF电力转换器在V_ctrl高(例如2伏)时操作(开启)，从而传送I₀＝2A的平均电流。VHF电力转换器在V_ctrl低(例如0伏)时关闭。在本实例中，电容器C_out和负载R_load分别被设置为10μF和10Ω。参考电压V_ref等于1V，高阻抗信号调节网络H(s)具有V_sense/V_out＝1:N，例如1:10的比率，与频率无关。电路配置和组件值被选择为使得目标输出V_out等于10V且在额定负载下，VHF电力转换器以50％占空比操作。假设栅极驱动器不在图19(a)-(c)的任何电路中引进任何延迟，使得V_ctrl＝V_cmp。

在图19(b)所示的具有迟滞的控制电路中，假设比较器的瞬时响应，使得比较器不会在控制回路中添加延迟。在本实例中，迟滞窗是V_H＝20mV。比较器在V_sense<V_ref时开启转换器且否则将其关闭。具有迟滞控制的转换器的转换器电压的仿真波形示于图20中。

调制频率f_M，即转换器开启和关闭的频率，由下式给出：

f_{M} = \frac{I_{0} / 2}{2 {ΔV}_{o u t} C_{o u t}} = \frac{I_{0} / 2}{2 {NV}_{H} C_{o u t}}

在比较器、栅极驱动器和转换器的功率级的传播延迟t_D为零的假设下，导出该等式，且在t_D＜＜1/f_M时，等式充分逼近。在VHF设计中须使用昂贵的组件，例如比较器、栅极驱动器等，用于实现反馈回路中的小传播延迟。

图20中的从V_sense＝V_ref直到V_sense＝V_ref+V_H的时间差ΔT等于1/(4f_M)。如果V_H->0且t_D->1/(4f_M)，则图20中所示的波形变为图21中所示的波形，其示出具有相移突发模式控制的转换器的转换器电压的仿真波形。图20和图21中的波形对齐，使得V_sense电压在相同时间例如2μs、4μs、6μs等跨越各V_ref电压。图20和图21中的输出电压纹波相同，然而，通过反馈回路的信号传播延迟为1/(4f_M)，参见转换器电流I_conv,H/PS、比较器输出电压V_cmp,H/PS等之间的时间差。

通过上述组件值，调制频率是250kHz。

在图21中，电力转换器在3μs、7μs、11μs和15μs时开启，且电力转换器在1μs、5μs、9μs和13μs时关闭，且第一时间短等于其等于2μs的第二时间段且第四时间段(即开启延迟t_D,on)等于第三时间段(即关闭延迟t_D,off)其等于1μs。

具有相移突发模式控制的转换器提供与具有传统迟滞控制的转换器相同的输出电压纹波(即ΔVout,H＝ΔVout,PS)，同时在反馈回路中使用具有显著较大各个延迟的一个或多个组件。所得延迟可任意地在功率级、比较器和栅极驱动器(多个)之间分配。由于具有小但有限延迟的许多启动和停机技术(自振荡栅极驱动器和转换器)可用于具有相移突发模式控制的VHF转换器中，这对于VHF转换器非常重要。

开启和关闭延迟(t_D,on和tD,off)不需要相等。反馈回路中任何组合的任何一个组件都可贡献于开启和关闭延迟的值，其中的限制是：

t_{D, o n} + t_{D, o f f} = \frac{1}{2 f_{M}}

具有迟滞控制的转换器的输出电压存在于从H(s)^-1(V_ref,H-V_H)到H(s)^-1(V_ref,H+V_H)的范围内，产生ΔV_out,H的电压纹波。

这不同于具有相移突发模式控制的转换器，如图19(c)中所示，其中输出电压V_o是负载依赖。输出电压V_o随增加的负载而减小。如果I_out＝1A下的输出电压纹波是ΔV_out,PS，且在比较器(或是理想组件)中的恒定延迟的假设下，V_out,PS的平均值的范围从I_out＝0下的ΔV_out,PS/2至I_out＝I₀下的-ΔV_out,PS，随着I_out线性变化。

作为输出电流的函数的输出电压V_o的变化可以各种方式降低。一种方法是允许参考电压作为输出电压V_o的函数改变，以补偿输出电压V_o的变化。

图22(a)示出其中感测电压20与被调节为平均输出电压V_o的函数的参考电压28比较的控制电路。H₁(s)是普通低通滤波器。在所示的电路中V_ref1＝V_ref–(V_ref,mean–V_ref)中，其中V_ref,mean是低通滤波器H₁(s)的输出。因此，在V_ref,mean＝V_ref时V_ref1＝V_ref，在平均输出电压V_o增加时，V_ref1减小且反之亦然，由此作为输出电流的函数的平均输出电压V_o的变化被抵消。

图22(b)示出其中感测电压20与被调节为比较器输出电压V_cmp,PS16的函数的参考电压28比较的另一个控制电路。所示的控制电路的操作基于V_cmp,PS的平均值随输出电流I_out线性变化的事实。

参考电压V_ref1通过V_ref,PS和低通滤波后的V_cmp,PS的叠加而形成。补偿网络中的电阻器和电容器值需要被选择为提供V_cmp,PS的ac分量的足够衰减。

在所示控制电路中，当转换器以50％调制操作时，V_cmp,PS的平均等于V_ref。如果输出电流I_out减少，则V_cmp,PS的平均值降低，因此降低参考电压V_ref1 28，由此抵消输出电压V_o的增加，否则将导致减少的输出电流I_out。如果输出电流I_out增加，则V_cmp,PS的平均值增加，因此增加了参考电压V_ref128，由此抵消输出电压V_o的减小，否则将导致增加的输出电流I_out。V_ref1由下面的公式计算：

\begin{matrix} V_{r e f 1} = V_{r e f, P S} \frac{R_{1} | | (R_{2} + R_{3})}{R_{1}} \\ + V_{c m p, P S, h i g h} \frac{I_{o u t}}{I_{0}} \frac{R_{1} | | (R_{2} + R_{3})}{R_{1}} \end{matrix} .

Claims

1.一种电力转换器，包括控制电路，所述控制电路耦接为比较感测电压与参考电压并且具有耦接为通过以下方式控制所述电力转换器的开启和关闭的控制输出：

当所述感测电压的绝对值小于或等于所述参考电压的绝对值并且自所述电力转换器的先前关闭起已经过第一时间段时，开启所述电力转换器，以及

当所述感测电压的所述绝对值大于或等于所述参考电压的绝对值并且自所述电力转换器的先前开启起已经过第二时间段时，关闭所述电力转换器。

2.根据权利要求1所述的电力转换器，其中，所述控制电路包括比较器，所述比较器耦接为比较所述感测电压与所述参考电压并且具有作为所述控制输出的比较器输出。

3.根据权利要求1或2所述的电力转换器，其中，所述电力转换器被配置为以1MHz以上的频率操作。

4.根据前述权利要求中任一项所述的电力转换器，包括：延迟电路，所述延迟电路被配置为提供各个时间段的至少一个中的至少部分。

5.根据前述权利要求中任一项所述的电力转换器，其中，所述电力转换器的输出电压耦接到被配置为输出所述感测电压的信号调节电路。

6.根据前述权利要求中任一项所述的电力转换器，其中，所述控制输出耦接为控制所述电力转换器的至少一个电力开关的断开。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的电力转换器，其中，所述控制输出耦接为控制从所述电力转换器的输入到输出的能量转移的断开。

8.根据权利要求1至6中任一项所述的电力转换器，其中，所述控制输出耦接为控制从所述电力转换器的输入到输出的能量转移的连接。

9.根据前述权利要求中任一项所述的电力转换器，其中，所述电力转换器是SEPIC转换器。

10.根据权利要求9所述的电力转换器，其中，所述SEPIC转换器是自振荡SEPIC转换器。

11.根据权利要求9或10所述的电力转换器，其中，所述电力转换器是交错式SEPIC转换器。

12.根据前述权利要求中任一项所述的电力转换器，其中，所述控制电路被配置为补偿所述感测电压对输出电流的依赖性。

13.根据权利要求12所述的电力转换器，其中，所述控制电路被配置为改变依赖于所述输出电流的所述参考电压，由此补偿所述感测电压对所述输出电流的依赖性。

14.根据权利要求12所述的电力转换器，其中，所述控制电路被配置为改变依赖于所述输出电流的所述第一时间段和所述第二时间段中的至少一个，由此补偿所述感测电压对所述输出电流的依赖性。

15.一种控制电力转换器的方法，包括以下步骤：

当感测电压的绝对值小于或等于参考电压的绝对值并且自所述电力转换器的先前关闭起已经过第一时间段时，开启所述电力转换器，以及

当所述感测电压的绝对值大于或等于所述参考电压的绝对值并且自所述电力转换器的先前开启起已经过第二时间段时，关闭所述电力转换器。