CN113661784A - 用于驱动负载的转换器、led驱动器以及led照明装置 - Google Patents

Abstract

用于驱动负载的转换器具有主开关，主开关用于以切换频率来控制流过功率电感器的电流的路径及其功率换向以便提供输出。迟滞控制电路生成突发信号，突发信号用于导通和关断功率换向以实现突发模式操作，突发模式操作具有低于切换频率的突发频率。调整电路根据所检测的突发信号来调整迟滞控制的上限阈值和/或下限阈值。以该方式，该突发模式迟滞受控转换器具有根据正在被驱动的负载适配的迟滞，使得负载调节问题被减少。

Description

用于驱动负载的转换器、LED驱动器以及LED照明装置

技术领域

本发明涉及用于驱动负载的转换器，例如用作备用电源。例如，转换器可以被用于在基于LED的灯内生成辅助电源。

背景技术

基于LED的(改装)灯越来越多地用于家庭建筑和办公室。除了它们的高效率之外，它们还由于新的设计特点、不同的色温、调光能力等而吸引了消费者。

为了将LED照明安装到现有的市电照明灯具中，每个LED灯单元均使用转换器电路，以用于将AC市电转换为DC驱动信号，并且还降低电压电平。

转换器电路通常包括整流器和开关模式功率转换器。开关模式功率转换器的一个示例是基于振铃扼流圈转换器(RCC)的功率转换器。基于RCC的降压或升压或反激式转换器是典型的自振荡转换器，其中切换的循环操作是自控的，并且广泛用作低成本LED驱动器。它通常包括具有初级侧绕组和次级侧绕组的反激式变压器，并且次级侧绕组借助输出二极管而向输出负载供电。

除了为LED灯单元提供功率之外，照明驱动器通常还需要生成辅助电源。该电源例如用于为MCU、传感器、照明控制器(诸如DALI控制器)或其他控制器供电，并且被实现为恒压电源。

辅助电源通常需要具有经调节的输出电压。初级侧电压调节优选用于控制初级侧的输出电压。它比次级侧调节更具成本效益和稳健性，因为首先，初级侧控制方法中不需要控制电路的高压或共模绝缘，其次，为控制部分供电的辅助电路被简化。此外，当置于初级侧上时，调节电路能够以非常简单有效的方式来处理来自市电的任何信息。

初级侧调节例如可以利用初级侧绕组中的峰值电流和所检测的输出二极管的占空比，并且由此导出表示平均输出电流的信号。

对于典型的RCC，峰值切换电流相对恒定，并且转换器始终在临界导通模式(CCM)下操作。由于这些限制，转换器的动态范围相对较小，因为它与切换频率的动态范围成比例。

增加动态范围的一个已知方法是使得峰值电流自适应。

增加动态范围的另一已知方法是通过在突发模式下操作RCC。本发明具体涉及自振荡转换器的突发模式控制。

初级侧调节的突发模式控制方法改进了动态范围，但是负载调节性能劣化。负载调节不佳由于反激式变压器的不完美耦合因子、反激式变压器的辅助绕组电压因振铃而产生的电压感测误差以及输出电压纹波与初级侧感测电压纹波之间的不匹配而导致。

注意，反激式变压器的不完美低耦合因子并不限于初级侧受控的自振荡反激式突发模式转换器。事实上，经由反激式变压器的辅助绕组进行输出感测的所有初级侧稳压反激式转换器都存在该问题。通常，该问题通过优化变压器设计来解决。

特别是在关断转换器开关之后，辅助绕组电压的输出电压感测误差例如由反射电压的振铃而引起。该振铃电压高于转换器的实际反射输出电压，并且由此导致峰值检测反射电压的误差。已知的改进方法是在使用简单的采样和保持电路的情况下，在转换器开关断开时的特定时间，对输出电压进行采样，而不是使用峰值检测器。

输出电压纹波与初级侧感测电压之间的不匹配是已知电路负载调节不佳的主要原因。反射峰值检测感测电压可以被调整为使得其与一个特定负载条件下的输出负载匹配，但是其他负载条件下的纹波会有所不同，这会导致负载调节不佳。该不匹配对于在突发模式下操作的自振荡转换器(诸如RCC)尤其是一个问题。

因此需要改进开关模式转换器的突发模式控制，特别是改进负载调节。

发明内容

本发明的一个概念是提供突发模式迟滞受控转换器，其中迟滞根据正在被驱动的负载进行适配，使得负载调节问题被减少。

本发明由权利要求来限定。

根据本发明的一个方面的示例，提供了用于驱动负载的转换器，包括：

用于接收功率的输入线；

与输入线耦合的功率电感器；

主开关，用于以切换频率来控制流经功率电感器的电流的路径以及电流的功率换向，以便提供输出；

迟滞控制电路，用于在与输出有关的反馈信号达到迟滞控制的上限阈值时，关断功率换向，并且在与输出有关的反馈信号下降到迟滞控制的下限阈值时，导通功率换向，其中迟滞控制电路提供突发信号，用于导通和关断功率换向以实现突发模式操作，突发模式操作具有低于切换频率的突发频率，

其中转换器还包括调整电路，调整电路被适配为：

检测突发信号；以及

根据所检测的突发信号来调整上限阈值和/或下限阈值。

本发明因此提供了突发模式迟滞受控转换器。迟滞根据所检测的突发信号(例如突发信号的占空比)来适配。该占空比取决于被驱动的负载。以这种方式，电路响应于负载而被适配为使得负载电压调节被减少。突发模式控制改进了动态范围，并且迟滞的适配改进了负载调节。使用前馈补偿，实现初级侧控制，从而避免对次级侧感测的需要。迟滞水平变化的影响是改变突发频率/占空比，使得其被适配到正在被驱动的负载。

调整电路例如被适配为使得如果所检测的突发信号占空比增加，则上限阈值增加。

这适用于存在大输出负载的情况，因此切换持续时间更长来支持重负载。

调整电路例如被适配为使得如果所检测的突发信号占空比减小，则上限阈值减小。

这适用于输出负载较小的情况，因此切换不需要持续很长时间。

转换器可以包括自振荡转换器，并且还包括与功率电感器磁耦合的辅助电感器，用于通过辅助电感器上的感应电压来向主开关的控制端子提供驱动信号，其中辅助电感器是用于提供主开关的切换的自振荡电路的一部分。

本发明因此可以被应用于自振荡转换器，其中辅助电感器被用于形成自振荡电路以用于在切换频率处的自振荡。这实现了低成本的实现方式。

自振荡电路还可以包括在辅助电感器和控制端子之间串联的驱动电容器，使得转换器为振铃扼流转换器，其中自振荡电路被连接到主开关的控制端子并且被适配为由于感应和/或谐振，通过辅助电感器上的电压来导通主开关。

这限定了自振荡转换器电路的一个优选实现方式。

转换器还可以包括峰值电流控制电路，峰值电流控制电路包括：

与主开关和主电感器串联的电流感测电阻器，用于感测当主开关被导通时流过的电流；以及

分流开关，与主开关的控制端子连接，并且被适配为在所感测的电流达到峰值电流阈值时，关断主开关。

这样，当电流达到所设置的峰值阈值时，主开关断开。这限定了主开关的高频切换循环的一部分。

功率电感器例如形成输出变压器的初级侧绕组，并且转换器进一步包括变压器的次级电感器，次级电感器形成变压器的次级侧绕组并且被电耦合到负载，从而形成反激式转换器。迟滞控制电路例如包括与次级电感器磁耦合的感测电感器，用于感测次级电感器上的输出电压，从而生成反馈信号。

反馈使用感测电感器，并且在不需要次级侧信号的耦合，例如与光耦合器的耦合的情况下，控制由此被实现为初级侧控制。

迟滞控制电路例如还包括比较电路，比较电路具有到感测电感器的第一(可选为负)输入以及到主开关的输出，并且所述比较电路还包括到参考电源的第二(可选为正)输入，参考电源对应于上限阈值和/或下限阈值，其中所述输出是所述突发信号。

调整电路例如包括用于调整比较电路的参考电压的参考电压调整电路。

这样，通过简单调整比较电路的参考电压，电路操作的控制就可以响应于突发信号的占空比的变化来实现。

调整电路例如包括如下电路：该电路用于将根据突发信号的可变电压选择性地添加到固定电压，作为比较电路的总参考电压。

比较电路例如包括施密特触发器电路，并且迟滞控制电路还包括感测电感器与比较电路的负输入端子之间的第一平滑电路。

调整电路可以包括用于将低频电压平滑为平滑电平的第二平滑电路，并且用于选择性地添加可变电压的电路取决于平滑电平。

这样，保证了比较电路和调整电路的正常操作。

整流器电路例如被提供来接收外部AC输入并且用于生成在输入线处接收的DC功率。转换器例如是市电驱动电路。

本发明还提供了LED驱动器，LED驱动器包括：

用于驱动LED的主驱动器电路；

到辅助负载的接口；以及

如上限定的转换器，用于经由接口来驱动辅助负载。

本发明还提供了LED照明装置，LED照明装置包括如上限定的LED驱动器，并且还包括LED和作为辅助负载的传感器。

参考下文描述的(多个)实施例，本发明的这些和其他方面将变得显而易见并且被阐明。

附图说明

现在将参考附图来详细描述本发明的实施例，其中：

图1示出了用于生成辅助(即，恒压)电源的振铃扼流圈转换器(“RCC”)电路的示例；

图2示出了省略了已知的前馈控制的振铃扼流圈转换器，并且被用于示出本发明的迟滞受控突发模式布置的构建块；

图3示出了突发模式RCC的简化实现方式；

图4是图3的电路操作在存在轻负载时的波形；

图5是图4的电路操作在存在重负载时的波形；

图6示出了本发明的具有以示意形式示出的附加功能的电路，作为对图3电路的修改；

图7示出了参考调整电路的更详细电路图；

图8示出了图4针对图6的电路的等效波形；以及

图9生成了图5针对图6的电路的等效波形。

具体实施方式

本发明提供了用于驱动负载的转换器，转换器具有主开关，用于以切换频率控制流经功率电感器的电流路径及其功率换向以提供输出。迟滞控制电路生成用于导通和关断功率换向的突发信号来实现突发模式操作，突发模式操作具有低于切换频率的突发频率。调整电路根据所检测的突发信号来调整迟滞控制的上限阈值和/或下限阈值。该突发模式迟滞受控转换器以这种方式具有根据正在被驱动的负载适配的迟滞，使得负载调节问题被减少。

本发明将参考一个优选类型的开关模式功率转换器：振铃扼流圈转换器(RCC)来进行解释。本发明整体可以被应用于其他开关模式功率转换器和其他自振荡转换器。RCC是特别令人感兴趣的，因为它提供了低成本的实现方式，但是本发明的基本概念与电路的自适应突发模式控制有关，可以更普遍地应用，例如它可以被应用于基于IC的转换器。还参考具有隔离负载(借助输出变压器)的示例来解释本发明，但是本发明的概念可以被应用于非隔离负载。

用作辅助电源的RCC电路的一个可能实现方式如图1所示。电路包括驱动器以用于驱动被示出为R5的输出负载。这表示辅助电路，诸如可能存在于LED灯内的控制器、RF模块或传感器。

电路被连接到电源V1，电源V1优选是AC市电。通常使用具有电感器和电容器的EMI滤波器，但EMI滤波器未在图1中示出。

使用二极管D10、D20、D30和D40的二极管桥式整流器向经整流的DC输出线Vbus提供整流。这包括电路中用作电源转换器的其余部分的电源。EMI滤波器例如位于整流桥和功率转换器之间。电容器C4跨接整流器的输出。电容器C4通常是大容量电容器。

整流器的输出借助功率电感器L2、被实现为主晶体管Q1的主开关和电流感测电阻器R4接地，功率电感器L2是变压器的主初级侧绕组。

变压器用作隔离元件，并且还用作开关模式转换器的电感元件，开关模式转换器用作反激式转换器。具体地，次级侧电感器L4(即，变压器的次级绕组)与电容器C4和输出二极管D2形成开关模式转换器电路的输出级，即，反激式功率级。对于被表示为R5的输出负载，电路具有输出电压为Vout的输出。

电路包括启动电路，启动电路包括电阻器R2，在驱动器被导通时并且在电感器电流开始斜升之前，电阻器R2对主晶体管Q1的基极Q1b充电。在该示例中，提供了二极管D1(以及可选的电阻器R1)，以确保关断主晶体管Q1的可靠性。二极管D1与基极电阻器R11并联。

电路的启动利用电阻器R2和驱动电容器C1来实现。DC输出线Vbus经由电阻器R2来为电容器C1充电，并且当C1两端的电压足够高、进而Q1的基极电压足够高时，主晶体管Q1开始导通。电压在主电感器L2上累积，并且因此在辅助电感器L1上感应出相关联的电压。

辅助电感器L1是变压器的辅助初级侧绕组，经由驱动电容器C1来向主晶体管Q1的基极Q1b输送电流，驱动电容器C1为高压双极晶体管Q1。由于辅助初级绕组L1和主初级绕组L2之间的电感耦合，辅助绕组L1两端的电压与主初级绕组L2两端的电压成比例。

在主晶体管Q1导通期间，绕组L2两端的电压与市电输入电压成比例，这意味着流经辅助绕组L1和主晶体管Q1的基极Q1b之间的基极电阻器R11的电流与(经整流的)市电电压成比例。当整流器的DC输出线Vbus处的电压较高时，电感器L1的非接地端子处的电压较高，使得其通过基极电阻器R11向基极输送电流。

驱动电容器C1串联在辅助绕组L1和基极电阻器R11之间。它将辅助绕组L1上的感应电压转换为流入主晶体管Q1的基极Q1b中的电流。驱动电容器C1越大，驱动电流越强。

电路部件D1、R11、R1和C1共同形成初级侧控制电路。

通过初级线圈的电流斜升，并且与辅助初级绕组L1的耦合作用使得主晶体管Q1迅速导通至饱和状态。具体地，辅助初级绕组L1电流借助基极电阻器R11来向主晶体管Q1注入基极电流。

当电流达到由R4和Q2(峰值电流控制电路)决定的一定水平时，它们关断主晶体管Q1，并且主晶体管Q1离开饱和区域，并且集电极-发射极电压升高。初级绕组电压随之下降，并且辅助绕组L1上的电压也随之下降，使得主晶体管被关断。

电感器电流然后流过电路的反激式部分，包括反激式二极管D3、电容器C3和电阻器R7。辅助绕组L1上的电压反转并且加速关断主晶体管Q1。在主晶体管关断期间，主晶体管Q1的基极电荷经由驱动电容器C1、电阻器R1、二极管D1和辅助初级绕组L1耗尽。当次级绕组L4上的能量被释放之后，主晶体管Q1处的谐振将再次导通，并且该过程重复。输出电压在输出/电容器C4处累积。

辅助绕组L1与其他电容性部件的振荡使得辅助绕组L1再次通电，并且向主晶体管Q1提供驱动电流来使其导通。

因此，电路以自振荡循环方式工作，导通和关断主晶体管。当主晶体管Q1关断时，在变压器中存储的能量被转移到次级侧，从而将输出电流输送到负载R5(和电容器C4)。当主晶体管被导通时，电容器C4将输出电流输送到负载R5。

对于长期(即，较低频率)反馈控制，另一辅助绕组L5感测次级侧电感器L4和电容器C4上的输出电压并且将其反馈到电压控制块10，在输出电压达到第一阈值时，这会影响高频开关的突发操作。因为负载R5可能经常是电压相关负载，诸如传感器、MCU等，所以使用该电压反馈控制。

图1所示电路的整体架构是已知的，并且已知电路有许多变化和附加，但是它们以相同的整体方式操作，即，具有隔离的反激式转换器输出级，并且使用电感器对的自振荡来实现电路的循环切换。

反馈被用于影响切换循环的时序，从而提供电平控制。

来自次级侧的(例如经由光耦合器的)反馈被称为次级侧控制，而仅使用在初级侧处存在的信号的控制被称为初级侧控制。在每个情况下，控制器均被用于针对恒流控制来调节输出电流或者针对恒压控制来调节输出电压。

在所示示例中，转换器被用于生成恒压辅助电源。电压控制块10用于基于使用电感器L5的感测来实现恒压控制回路，电感器L5被磁耦合到次级绕组L4来提供电压感测。二极管D6和电阻器R8生成针对恒压控制块10的电压感测信号Vsense。

图2示出了省略了已知前馈控制的振铃扼流圈转换器。它被用于示出针对本发明的迟滞受控突发模式布置的构建块。与图1中相同的部件被赋予相同的附图标记。反激式电路中示出了附加电阻器R6以及用于晶体管Q2的基极电阻器R3。

对于典型的RCC，峰值切换电流相对恒定，并且转换器始终在临界导通模式(CCM)下操作。因此，转换器的动态范围相对较小，因为它与切换频率的动态范围成比例。

增加动态范围的一个方法是还使得峰值电流自适应。增加动态范围的另一已知方法是通过在突发模式下操作RCC。

图3示出了图1的突发模式RCC的简化已知实现方式。

图3示出了图2的电路，其中添加了初级侧调节电路来提供突发模式操作。如图1所示，输出电压经由感测绕组L5来感测，感测绕组L5与反激式变压器的辅助绕组L4和峰值检测器D6、R8磁耦合。

电感器L1、L2、L4和L5例如均以耦合因子1被耦合。感测绕组L5所检测的电压将被称为反馈信号。

反馈信号被用于生成检测电压Vdet，检测电压Vdet借助反相施密特触发器A1、反相器A2和基极电阻器R15而被提供给突发模式控制晶体管Q4的基极。施密特触发器A1和反相器A2可以一起被认为是施密特触发器电路。当然，可以使用非反相施密特触发器。晶体管Q4在导通时，可以完全关断主晶体管Q1，即，在关断状态时，在突发操作中禁用高频切换。否则，晶体管Q4在关断时，启用主晶体管Q1的高频切换。

电容器C10用作感测电感器L5和施密特触发器电路之间的平滑电路。

二极管D6和电阻器R8生成电压感测信号Vdet来控制控制晶体管Q4。

通过借助施密特触发器传递电压，实现了迟滞控制。具体地，晶体管Q4的导通/关断(高频切换)被启用，直到达到上限阈值，并且晶体管Q4的高频切换被禁用，直到达到下限阈值。

转换器的输出电压由辅助绕组L1和主电感器L2之间的绕组比以及施密特触发器的阈值电压来设置。

晶体管Q4在被导通时，执行与晶体管Q2相同的功能，即，在较低的突发频率处，但是在更长时间的控制下，关断主晶体管Q1。以这种方式实现突发模式控制，由此当晶体管Q4被关断时，发生正常的RCC循环操作(这是操作突发)，而当晶体管Q4被导通时，主晶体管Q1关断。

RCC控制在比突发模式频率更高的切换频率处实现，该突发模式频率例如在100Hz到200Hz的范围内。RCC切换频率通常为数十或数百kHz的数量级，例如大于10kHz。

突发频率与输出电压如何上升和下降相关，这进而会改变感测绕组L5上的电压。这与输出负载相关。

突发频率具体地与迟滞阈值和输出电容器放电时间相关，输出电容器放电时间与连接到输出的负载R5相关。

图4示出了轻负载时电路操作的波形。

上图示出了主开关Q1处的切换突发Vsw，其中周期约为5.6ms(即，180Hz)。由信号Vsw定义的突发具有非常短的占空比。图4的曲线图中的每个尖峰对应于高频切换周期，但是单独的切换信号太短而无法在图中看到。

下图示出了输出电压Vout以及在电感器L5和二极管D6两端所检测的电压Vdet。

输出电压相对稳定在所需的24V处，因为放电时间已针对轻负载条件进行了调整。

图5示出了重负载时电路操作的波形。

上图再次示出了信号Vsw，信号Vsw限定了主开关Q1处的切换突发。然而，由信号Vsw限定的突发具有增加的占空比。附加地，周期增加到大约7.9ms(即，130Hz)。

下图示出了输出电压Vout以及在感测电感器L5和二极管D6两端所检测的电压Vdet。在该示例中，禁用高频RCC切换的上限阈值为如图所示的26V。启用高频RCC切换的下限阈值约为18V。

输出电压现在示出明显的纹波，并且偏移平均值明显低于24V。由于选择相对较长的重启时间和相对较小的输出电容，这一点被夸大。它清楚地示出了针对轻负载和重负载，由于初级侧感测电压和输出电压上的电压纹波差异导致的负载调节不佳。

图6示出了本发明的电路，作为对图3电路的修改。这些修改以简化形式示出。

如图3所示，电路使用施密特触发器电路来实现突发模式操作。

施密特触发器电路由比较电路U1(诸如运算放大器电路)来实现，其中通过反馈电阻器R9进行正反馈。反相(负)输入被连接到感测电感器L5，并且输出借助二极管D7而被耦合到主开关Q1。比较电路的作用是将基极Q1b下拉，并且其不需要向基极Q1b输送电流。因此，二极管D7可以被用于将电流限制到单个方向。

非反相(正)输入被连接到参考电源，参考电源设置了上限阈值(和/或下限阈值，在另一实现方式中)。参考电压源Vref因此设置了迟滞电平，并且被施加到非反相端子。运算放大器U1的输出是施密特触发器输出信号Vsch，输出信号Vsch进而限定了在信号Vsw中看到的突发周期的时序。信号Vsch因此可以被定义为突发信号。

通过另外的补偿信号Vcomp进行附加补偿。该补偿信号由调整电路生成。其具有调节施加到施密特触发器电路的参考电压的功能。在一个示例中，调整电路实现了施密特触发器输出Vsch的积分来生成补偿电压。调整电路被示意性地示出为可控电压源E1。可控电压源生成补偿信号Vcomp，补偿信号Vcomp与调整电路输入处的突发信号Vsch相关，并且特别是与电压波形Vsch的积分相关。可控电压Vcomp与参考电压Vref串联，并且由此它们被求和来设置施密特触发器电路的阈值。

电容器C2和电阻器形成低通滤波器，低通滤波器作为第二平滑电路，用于在施密特触发器输出信号被提供给调整电路之前对其进行平滑。

可控电压Vcomp的作用可以是根据信号Vsch来调整施密特触发器电路的上限阈值或下限阈值，或两者。

该信号Vsch再次是用于设置突发模式操作的突发信号，并且被用于通过主晶体管Q1和分流开关Q2来导通和关断高频功率换向。如上所述，突发模式操作具有低于切换频率的突发频率。

可控电压源E1例如包括积分运算放大器电路。参考电压源Vref可以例如被实现为电阻器分压器电路(包括偏移电压)。

图7示出了图6的调整电路E1和施密特触发器电路的更详细的实现方式。检测信号Vdet的生成与图6相同(未示出)，并且突发信号Vsch的下游电路与图6相同(未示出)。

参考电压源和比较器由齐纳二极管D8、运算放大器U1和相关联的电阻器电路R9、R10、R12、R13来实现。

调整电路的可控电压源由积分运算放大器U2和平滑电容器C2来实现。除平滑电容器C2之外，更实用的积分滤波器还被示出为具有RC电路R14和C6，从而提供了附加的滤波器极点。电阻器对R14、R16还用作衰减器。衰减器可以被调整来设置Vcomp上的前馈补偿因子。

应当理解，许多其他电路实现方式是可能的，并且图7的电路只是一个示例。

从信号Vsch导出的积分输出Vcomp是突发信号占空比的度量。更大的占空比将产生更大的积分输出，具有更高的DC(即，随时间的平均)值。通过改变可控电压源E1内的反馈，补偿增益和参考电压可以被调整到系统参数。

在一个示例中，调整电路被适配为使得如果所检测的突发信号占空比增加，则上限阈值增加。如果所检测的突发信号占空比减小，则上限阈值减小。

在所示的示例中，调整电路根据突发信号来将可变电压Vcomp选择性地添加到固定参考电压Vref，以限定比较电路U1的总参考电压。当然，可以使用其他方式来实现提供给施密特触发器电路(并且在该特定示例中提供给比较电路U1)的可变电压。

图8示出了针对图6的电路的图4的等效波形。

上图示出了施密特触发器输出信号Vsch(即，用于控制晶体管Q4的驱动的突发信号)，周期约为5.6ms(即，180Hz)。此外，还示出了补偿电压Vcomp。补偿电压为零，因为电路被设计用于在轻负载的情况下操作，因此不需要补偿。

第二图示出了切换突发Vsw，切换突发Vsw的时序对应于信号Vsch。

下图示出了输出电压Vout以及在电感器L5和二极管D6两端所检测的电压Vdet。

输出电压在所需的24V处再次相对稳定(注意，沿y轴的值差异很小)。

图9示出了针对图6的电路的图5的等效波形。

上图示出了施密特触发器输出信号Vsch(即，到晶体管Q4的基极的输入)，并且再次具有增加的周期和增加的占空比。补偿电压Vcomp被示出为固定的6V电平。现在需要补偿电压，因为已检测到更高的负载条件。

下图示出了输出电压Vout以及在电感器L5和二极管D6两端所检测的电压Vdet。

输出电压的最大值增加(从图5中的26V增加到图9中的30V)。这是6V补偿电压的结果，在经过运算放大器U1和相关联部件的处理之后，在该示例中导致施密特触发器电路的上限阈值电压发生4V变化。因此，通过增加施密特触发器电路的上限阈值电压来补偿由增加的负载引起的输出电压Vout的较大摆动。这样，平均电压保持在所需的24V处。

通过这种方式，负载调节可以独立于与输出连接的负载来改进。

本发明主要涉及检测负载条件已改变，并且相应地调整突发模式。以上示例基于将突发模式占空比的变化标识为负载变化的指示。然而，从以上的描述中还清楚的是，突发频率变化还响应于负载变化而出现，使得突发频率还可以被用于检测何时可以应用迟滞阈值的变化。

以上示例适配了迟滞控制的切换阈值上限。然而，还可以或替代地适配较低的阈值。

以上结合降压转换器描述了本发明，但是对于降压、升压、降压-升压或反激式转换器架构可以采用相同的方法。

通过研究附图、公开内容和所附权利要求，本领域技术人员在实践要求保护的发明时可以理解和实现对所公开的实施例的变化。在权利要求中，词语“包括”不排除其他元素或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除多个。在相互不同的从属权利要求中叙述某些措施的事实并不表示这些措施的组合不能有利地使用。如果在权利要求或说明书中使用术语“被适配为”，应注意，术语“被适配为”旨在等同于术语“被配置为”。权利要求中的任何附图标记不应被解释为限制范围。

Claims (15)

1.一种用于驱动负载(R5)的转换器，包括：

输入线(Vbus)，用于接收功率；

功率电感器(L2)，与所述输入线耦合；

主开关(Q1)，用于以切换频率来控制流经所述功率电感器(L2)的电流的路径以及所述电流的功率换向，以便提供输出；

迟滞控制电路，用于在与所述输出相关的反馈信号达到所述迟滞控制的上限阈值时，关断所述功率换向，并且在与所述输出相关的所述反馈信号下降到所述迟滞控制的下限阈值时，导通所述功率换向，其中所述迟滞控制电路提供突发信号(Vsch)以用于导通和关断所述功率换向，以实现突发模式操作，所述突发模式操作具有低于所述切换频率的突发频率，

其中所述转换器还包括调整电路，所述调整电路被适配为：

检测所述突发信号(Vsch)；以及

根据所检测的突发信号来调整所述上限阈值和/或所述下限阈值。

2.根据权利要求1所述的转换器，其中所述调整电路被适配为使得如果所检测的突发信号占空比增加，则所述上限阈值增加。

3.根据权利要求1至2中任一项所述的转换器，其中所述调整电路被适配为使得如果所检测的突发信号占空比减小，则所述上限阈值减小。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的转换器，包括自振荡转换器，并且还包括辅助电感器(L1)，所述辅助电感器(L1)被磁耦合到所述功率电感器(L2)，以用于通过所述辅助电感器(L1)上的感应电压来向所述主开关(Q1)的控制端子(Q1b)提供驱动信号，其中所述辅助电感器(L1)是用于提供所述主开关(Q1)的切换的自振荡电路的一部分。

5.根据权利要求4所述的转换器，其中所述自振荡电路还包括在所述辅助电感器(L1)和所述控制端子(Q1b)之间串联的驱动电容器(C1)，使得所述转换器为振铃扼流圈转换器(RCC)，其中所述自振荡电路被连接到所述主开关(Q1)的所述控制端子(Q1b)并且被适配为：通过在所述辅助电感器(L1)上的由于感应和/或谐振而产生的电压来导通所述主开关(Q1)。

6.根据权利要求5所述的转换器，其中所述转换器还包括峰值电流控制电路，所述峰值电流控制电路包括：

与所述主开关(Q1)和所述主电感器(L2)串联的电流感测电阻器(R4)，用于感测当所述主开关(Q1)被导通时流过所述电流感测电阻器(R4)的电流；以及

分流开关(Q2)，被连接到所述主开关(Q1)的所述控制端子，并且被适配为当所感测的电流达到峰值电流阈值时，关断所述主开关(Q1)。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的转换器，其中所述功率电感器(L2)形成变压器的初级侧绕组，并且其中所述转换器还包括所述变压器的次级电感器(L4)，所述次级电感器(L4)形成所述变压器的次级侧绕组并且被电耦合到所述负载(R5)，从而形成反激式转换器，其中所述迟滞控制电路包括感测电感器(L5)，所述感测电感器(L5)被磁耦合到所述次级电感器(L4)，以用于感测所述次级电感器(L4)上的输出电压，从而生成所述反馈信号。

8.根据权利要求7所述的转换器，其中所述迟滞控制电路还包括比较电路(U1)，所述比较电路(U1)具有到所述感测电感器(L5)的第一可选负输入以及到所述主开关(Q1)的输出，并且所述比较电路(U1)还包括到与所述上限阈值和/或所述下限阈值相对应的参考电源的第二可选正输入，其中所述输出是所述突发信号。

9.根据权利要求8所述的转换器，其中所述调整电路包括参考电压调整电路，所述参考电压调整电路用于调整所述比较电路的参考电压。

10.根据权利要求9所述的转换器，其中所述调整电路包括如下电路，该电路用于根据所述突发信号，将可变电压(Vcomp)选择性地添加到固定电压(Vref)，作为所述比较电路的所述总参考电压。

11.根据权利要求10所述的转换器，其中所述比较电路(U1)包括施密特触发器电路，并且所述迟滞控制电路还包括在所述感测电感器(L5)和所述比较电路(U1)的所述负输入之间的第一平滑电路(C10)。

12.根据权利要求10至11中任一项所述的转换器，其中所述调整电路包括第二平滑电路(C2)，所述第二平滑电路(C2)用于将所述低频电压平滑为平滑电平，并且用于选择性地添加可变电压的所述电路取决于所述平滑电平。

13.根据权利要求1至12中任一项所述的转换器，包括整流器电路(D10、D20、D30、D40)，所述整流器电路用于接收外部AC输入并且用于生成在所述输入线(Vbus)处接收的所述DC功率。

14.一种LED驱动器，包括：

用于驱动LED的主驱动器电路；

到辅助负载的接口；以及

根据权利要求1至13中任一项所述的转换器，用于经由所述接口来驱动所述辅助负载。

15.一种LED照明装置，包括根据权利要求14所述的LED驱动器，所述LED照明装置还包括所述LED和作为所述辅助负载的传感器。

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