CN106416428A - Led驱动器电路、led电路和驱动方法 - Google Patents

Led驱动器电路、led电路和驱动方法 Download PDF

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Abstract

一种驱动器电路，包括：用于接收输入功率的输入；用于缓冲输入功率的输入电容器(C2)；用于从缓冲的输入功率的供应驱动电流的开关模式功率转换器；耦合到开关模式功率转换器的限流器，其中，限流器被配置为控制开关模式功率转换器，以将驱动电流限制在驱动负载限制，其中，限流器包括配置为控制开关模式功率转换器的可控开关(Q3)；以及配置为感测输入功率的变化的控制元件(301)，控制元件被耦合到可控开关并且基于输入功率的变化来调整可控开关，使得限流器被配置为基于输入功率的变化来调整驱动负载限制，其中，所述控制元件包括：在输入电容器(C2)和输入之间的线路中串联的电流感测元件(R1)。

Description

LED驱动器电路、LED电路和驱动方法
技术领域
本发明一般地涉及基于发光二极管的照明，并且具体地与基于可变输入电压的照明技术兼容。该原理不仅在led照明中使用，而且可以在诸如工业电源、消费电子产品等的其他应用中使用。
背景技术
在本说明书和权利要求中，术语“LED”将用于表示有机和无机发光二极管(LED)，并且本发明可以应用于这两种类型。LED是电流驱动的照明单元。它们使用向LED递送期望电流的LED驱动器来驱动。
要供应的期望电流针对不同的照明单元并且针对照明单元的不同配置而变化。最新的LED驱动器被设计为具有可以用于各种不同的照明单元和各种大量照明单元的足够的灵活性。
具体地，开关模式电源电路和振铃扼流转换器(RCC)电路由于其低成本而被广泛用作发光二极管(LED)驱动器电路和充电器。然而，它们不被广泛地用在需要高性能的应用中。同时产生高功率因子、低总谐波失真(THD)和良好线路调节的振铃扼流转换器电路设计是复杂并难以设计的。实现高功率因子和低THD性能的RCC电路是公知的。然而，因为变化的输入电压显著影响驱动器电路的输出电压，所以这种电路具有不良的线路调节。
已知将这种振铃扼流转换器电路配备有峰值电流控制。这些RCC电路具有通常由电压参考箝位的峰值电流。在图1中示出具有箝位峰值电流控制的示例性RCC电路。示例性RCC电路内的电流限制由感测电阻器R8和晶体管Q2来实现，当通过感测电阻器R8的电流生成大于晶体管Q2的基极-发射极电压(Vbe)的电压时，晶体管Q2汲取晶体管Q1的基极电流。
WO2010106375和EP2381742A2具有切相检测单元，用于检测输入功率的切相状况，并且进而使用切相状况来控制功率转换单元。更具体地，根据输入功率的切相状况来使驱动功率变弱。这不涉及THD性能，其要求驱动功率曲线在相位上遵循输入功率曲线：例如在输入功率的峰值中，驱动功率也高。
发明内容
然而，虽然改善线路调节性能，具有峰值电流控制的RCC电路产生显著更差的功率因子和THD性能。此外，这种箝位的峰值电流RCC电路具有差的电磁兼容性，因为峰值电流限制将差分电流引入输入电流中，这意味着负载电流被限制为鞍形，而输入电流由于镇流器而仍然是恒定的，因此电流差将流入输入电容器并且在输入电容器上引起大的谐振尖峰。这特别对于在T-LED应用中实现这样的驱动器电路来说是问题。
有利的是，使得转换器的峰值电流能够遵循输入功率波形，从而能够改善THD和功率因子(PF)。还有利的是，简单且低成本的电路可以提供这种性能。
为了解决上述问题，本发明由权利要求来限定。
根据本发明的实施例，在其适用的应用的一个应用中，提供了一种用于驱动发光二极管装置的驱动器电路，包括：用于接收输入功率的输入；输入电容器，用于缓冲输入功率；开关模式功率转换器，用于从缓冲的输入功率提供驱动电流；耦合到所述开关模式功率转换器的限流器，其中，所述限流器被配置为控制所述开关模式功率转换器以将所述驱动电流限制在驱动负载限制，其中，所述限流器包括可控开关，所述可控开关被配置为经由操作所述开关模式功率转换器的功率开关(Q1)来控制所述开关模式功率转换器；以及配置为感测所述输入功率的变化的控制元件，所述控制元件被耦合到所述可控开关并且基于所述输入功率的变化来调整所述可控开关，使得所述限流器被配置为基于所述输入功率的变化来调整所述驱动负载，其中，所述控制元件包括：所述输入电容器和所述输入之间的线路中串联的电流感测元件。
在该实施例中，因为输入电容器提供输入功率的变化信息，所以输入功率的变化由电流感测元件来感测。因此，以低成本和简单的电路，转换器的峰值电流可以遵循输入功率波形。
在另一实施例中，所述电流感测元件被适配为感测输入功率的电压的变化率。输入电容器生成与输入电压的dv/dt成比例的电流，并且该电流流过电流感测元件。进而，可以以低成本和简单的电路来获取输入功率的电压的变化率。
在另一实施例中，限流器被耦合到电流感测元件(R1)，并且被配置为当输入功率的变化率低时增加驱动负载限制，并且被配置为当输入功率的变化率高时减小驱动负载限制。在该实施例中，输入功率通常为正弦波形，在零度相位时电压最低，并且具有最大的变化率，所以在该时刻减小驱动负载限制以使低驱动电流与最低电压匹配；在输入电压的峰值处，变化率低至零，并且驱动负载限制进而被增加以使高驱动电流与峰值电压匹配。因此，驱动负载限制与输入电压的变化(一阶导数)相反，因此其可以遵循输入电压。注意，术语低和高用于描述变化率之间的相对量值比较，而不是用于描述变化率的绝对值。
在一个实施例中，开关模式功率转换器可以包括振铃扼流转换器。
因此，这些示例以低组件数目提供低成本转换器。
在一个实施例中，可控开关可以以发射极驱动的方式操作，其中，电流感测元件包括在低电位输入和输入电容器之间串联的电阻器，并且可控开关的电流输出端子经由电阻器被耦合到接地端子，并且耦合到低电位输入，所述输入电容器的一端连接到地，所述可控开关的控制端子经由所述限流器的电流感测元件被耦合到接地端子，驱动电流流动通过所述限流器，并且可控开关的电流输入端子被耦合到开关模式功率转换器的控制端子。
在该实施例中，可控开关的电流输出端子具有与输入电压同相的电位，因此可控开关以与输入电压变化相反的方式从开关模式功率转换器的控制端子汲取电流。而且，使用电阻器作为电流感测元件是低成本的。
在替代实施例中，可控开关可以以基极驱动方式操作。电阻器在低电位输入和输入电容器之间串联，低电位输入连接到地，并且可控开关的控制端子经由电阻器被耦合到地和低电位输入，并且被耦合到输入电容器的一端。
在该实施例中，可控开关的控制端子具有与输入电压反相的电位，因此可控开关以与输入电压改变相反的方式从开关模式功率转换器的控制端子汲取电流。
在另一实施例中，所述控制端子与驱动电流隔离。在该实施例中，在0-90度相位，限流器根据输入电压的相位来限制驱动电流；并且在90-180度相位，输入电压减小并且向开关模式功率转换器的控制端子提供较少的电流，从而限制驱动电流。通常，以低成本提供不具有用于检测驱动电流的装置的开环电路。
在一个实施例中，可控开关是晶体管，并且可控开关的电流输出端子是晶体管的发射极。替代地，可控开关可以是MOSFET，并且可控开关的电流输出端子是MOSFET的源极。在下面的描述中的示例描述晶体管作为示例性可控开关。在这样的示例中的控制元件能够根据输入功率的电压的变化来偏置晶体管的发射极或晶体管的基极。因此，发射极电压可以被偏置并且实现高功率因子和低总谐波失真。与使用未偏置的限流器晶体管的控制元件相比，所产生的功率因子和THD被改善。
输入可以包括高电位输入和低电位输入，并且还可以包括输入电容器，该输入电容器跨高电位输入和低电位输入并且在输入和开关模式功率转换器之间的。
控制元件可以包括在低电位输入和输入电容器之间串联的电阻器，其中可控开关的电流输出端子可以经由电阻器被连接到低电位输入和接地端子，可控开关的控制端子可以经由限流器的电流感测元件被连接到接地端子，驱动电流流过限流器的电流感测元件，并且可控开关的电流输入端子可以被耦合到开关模式功率转换器的控制端子。可控开关的电流输入端子可以是晶体管的集电极。可控开关的控制端子可以是晶体管的基极。替代地，可控开关由MOSFET实现。可控开关的电流输入端子可以是MOSFET的漏极。可控开关的控制端子可以是MOSFET的栅极。
因此，电阻器通过生成在经滤波的低电位输入和可控开关的控制端子之间的电位来补偿电压参考，可控开关的电流输出端子进一步被耦合到低电位输入。即，在可控开关的控制端子和电流输出端子之间提供参考电压偏置。
控制元件可以包括与在低电位输入和输入电容器之间串联的电阻器并联的二极管，并且所述二极管从输入电容器被前向(forward)定位到低电位输入。
因此，在这里所示的示例中的二极管即使在大的浪涌电流流过偏置电阻器时也保持电路正常操作。换言之，电容器箝位输入电阻器电位。
驱动器电路还可以包括线路调节控制器，线路调节控制器可以被配置为感测输入功率的电压，并且基于功率的电压通过在控制端子处提供偏置电压来偏置可控开关的控制端子，该偏置电压随着输入功率的电压的增加而增加。
以这种方式，示例通过控制限流器以提高开关模式功率转换器的截止阈值来实现良好的线路调节。
线路调节控制器可以包括位于辅助电源和可控开关的控制端子之间的控制端子偏置电阻器，辅助电源基于输入功率的电压，其中驱动器电路进一步包括：与开关模式功率转换器的功率开关串联的扼流电感器；以及耦合到所述扼流电感器的辅助绕组，所述辅助绕组被适配为提供所述辅助电源。
以这种方式，由滤波的高电位输入供应到可控开关的控制端子的电流实现良好的线路调节。这是因为，当输入线路电压高时，辅助电源的电压增加。辅助电源的高电压增加可控开关的控制端子电流。然后，可控开关的控制端子电流的增加提前可控开关的导通，并且进而提前耦合到可控开关的开关模式功率转换器的截止时刻，并且减小峰值电流以平衡高线路电压能量。
在另一实施例中，驱动器电路还可以包括二极管，该二极管从限流器的控制端子前向定位到开关模式功率转换器的功率开关的控制端子。该二极管用于在开关模式功率转换器的功率开关截止的情况下将限流器的控制端子箝位在低电压，从而防止限流器甚至在导通功率开关之前起作用并且确保功率开关可以被导通。
照明电路可以包括：如本文所述的驱动器电路；以及耦合到驱动器电路的开关模式功率转换器的发光二极管装置，并且其中，驱动器电路包括跨所述发光二极管装置的平滑电容器。
根据第二方面，提供了一种驱动发光二极管装置的方法，包括：接收输入功率；使用开关模式电源从所缓冲的输入功率提供驱动电流；通过输入电容器缓冲输入功率；通过控制所述开关模式电源，使用限流器来将所述驱动电流限制在驱动负载限制，其中，可控开关控制所述开关模式电源；通过耦合到所述输入电容器的控制元件，经由使用在所述输入电容器和所述输入功率之间的线路中串联的电阻器，来感测所述输入功率的变化；以及基于输入功率的变化来调整可控开关，该可控开关控制开关模式电源，使得所述限流器被配置为基于输入功率的变化来调整驱动负载限制。
在另一实施例中，感测输入功率的变化包括使用在输入电容器和输入功率之间的线路中串联的电阻器，由此通过输入电容器的电流流过所述电阻器并且形成跨电阻器的相应电压，通过输入电容器的电流指示输入功率的电压的变化率的。
在另一实施例中，供应驱动电流包括使用振铃扼流转换器提供电流，并且，限制驱动电流包括当输入功率的电压的变化率低时增加驱动负载限制，并且当输入功率的电压的变化率高时减小驱动负载限制。
在一个实施例中，可控开关是晶体管，并且可控开关的电流输出端是晶体管的发射极。替代地，可控开关可以是MOSFET，并且可控开关的电流输出端子是MOSFET的源极。
供应驱动电流可以包括使用振铃扼流转换器来供应电流。
接收输入功率可以包括接收整流的市电功率信号。接收输入功率可以包括接收高电位输入和低电位输入，其中，输入电容器位于跨高电位输入和低电位输入，并且在输入和开关模式功率转换器之间。
通过控制元件感测输入功率的变化可以包括通过在低电位输入和输入电容器之间串联定位的电阻器感测输入功率的变化，并且其中，该方法还包括经由电阻器将可控开关的电流输出耦合至低电位输入和接地端子；经由限流器的驱动电流所流过的电流感测元件将可控开关的控制端子耦合到接地端子，并且将可控开关的电流输入耦合到开关模式功率转换器的控制端子。
可控开关的电流输入端子可以是晶体管的集电极。可控开关的控制端子可以是晶体管的基极。替代地，可控开关由MOSFET实现。可控开关的电流输入端子可以是MOSFET的漏极。可控开关的控制端子可以是MOSFET的栅极。
一种方法还可以包括通过与在低电位输入和输入电容器之间串联的电阻器并联地定位的二极管提供浪涌负载旁路，并且所述二极管从所述输入电容器被前向定位到所述低电位输入。
一种方法还可以包括：感测输入功率电位；以及基于所述输入功率电位来偏置所述可控开关的控制端子，从而控制所述驱动电位的线路调节。
偏置可控开关的控制端子可以包括在辅助电源和可控开关的控制端子之间定位基极偏置电阻器，辅助电源从输入功率电位导出。
参考下文描述的实施例，本发明的这些和其他方面将是显而易见的并且将参考这些实施例进行阐述。
附图说明
现在参考附图来详细描述本发明的示例，在附图中：
图1示出了示例性现有技术的箝位峰值电流RCC LED驱动器电路；
图2示出了示例性现有技术的箝位峰值电流RCC LED驱动器电路输入平均电流和晶体管电流波形；
图3示出了示例性现有技术的箝位峰值电流RCC LED驱动器电路输入电容器电位波形；
图4示出了根据一些实施例的示例箝位峰值电流RCC LED驱动器电路；
图5示出了示例性箝位峰值电流RCC LED驱动电路电流和电位波形；
图6和图7示出了本发明的实施例内的EMI滤波器的示例性集成；
图8示出了本发明的替代实施例，其中控制元件被耦合到限流器中的开关的控制端子；以及
图9示出了控制元件的输入电压和Vbe的曲线。
具体实施方式
如本文所述的实施例在其适用的应用中的一个应用中提供用于驱动发光二极管装置的驱动器电路。如本文所述的驱动电路包括用于接收输入功率的输入和用于缓冲输入功率的输入电容器。此外，驱动电路包括配置为从输入供应驱动电流的开关模式功率转换器。与开关模式转换器相关联的是耦合到开关模式功率转换器的限流器。限流器被配置为控制开关模式功率转换器以将驱动电流限制在驱动负载限制。如本文所述，限流器包括被配置为控制开关模式功率转换器的可控开关。驱动电路还包括配置为感测输入功率的变化的控制元件。在实施例中，控制元件被耦合到可控开关，并且被配置为基于输入功率的变化来调整可控开关的端子电位。以这种方式，限流器可以被配置为基于输入功率的变化来调整驱动负载电流限制。控制元件包括在输入电容器和输入之间的线路中串联的电阻器。
以下描述特征在于作为示例性可控开关的晶体管。因此，在下面的描述中，可控开关的控制端子是晶体管的基极，可控开关的电流输入端子是晶体管的集电极，并且可控开关的电流输出端子是晶体管的发射极。然而，应当理解，在一些实施例中，可以采用实现切换功能的任何适当的可控开关或元件。例如，在一些实施例中，可控开关是PNP晶体管，而不是本文描述的NPN晶体管。此外，在一些实施例中，可控开关在一些实施例中可以以FET技术实现，诸如例如n沟道MOSFET，其中可控开关的控制端子是MOSFET的栅极，可控开关的电流输入端子是MOSFET的源极，并且可控开关的电流输出端子是MOSFET的漏极。
如下文进一步详细描述的，控制元件因此能够根据输入功率的变化来偏置晶体管的端子。以这种方式，与包括使用如本文所述的非偏置限流器晶体管的控制元件的驱动器电路相比，电路可以实现改善的功率因子和总谐波失真性能。这是因为，在来自镇流器的电流被允许通过功率开关时是高电平，因为此时的电流限制也很高，并且因此，输入电容器没有被充电到过高值。
应当理解，如本文所描述的，开关模式功率转换器包括振铃扼流转换器(RCC)电路。然而，可使用如本文所述的类似教导来使用任何适当的开关模式功率转换器电路。例如，对于具有限流器的降压或升压转换器，本发明的实施例可以适用于根据输入功率的变化来调整限流器的限制。
此外，在以下实施例中，输入包括高电位输入(电流流入的位置)和低电位输入(电流流出的位置)，并且还包括输入电容器作为缓冲电容器，该缓冲电容器跨高电位输入和低电位输入并且在输入和开关模式功率转换器之间的。应当理解，在一些实施例中，术语高和低电位是相对的，并且相对于正幅度电位差(参考理论接地或地电位)来定义，并且类似的教导和电路可以应用于关负幅度电位差定义的电路。
图1示出了示例性现有技术的箝位峰值电流RCC LED驱动器电路。如本文所述，具有峰值电流控制的典型RCC电路是已知的LED驱动器电路。然而，这些类型的电路虽然产生可接受的线路调节性能，但是产生差的或不可接受的功率因子(PF)和总谐波失真(THD)性能。
示例性驱动器电路包括第一或输入部件5，其在差分输入1、3处接收交流(例如，230V或115V)输入电源(另外称为市电电源)，并且生成对开关模式功率转换器部件7的适当的高电位和低电位输入。
因此，输入部件5将交流电源整流为整流的直流或DC功率，其被传递到开关模式功率转换器部件7。在图1所示的示例中，输入部件5包括生成全波整流输出的二极管整流器或桥(DB1、DB2、DB3、DB4)。
位于输入部件5和开关模式功率转换器部件7之间的包括跨高电位和低电位输入定位的输入电容器C2。在一些实施例中，输入电容器C2是200nF电容器。输入电容器C2的功能例如作为缓冲电容器平滑经整流的DC。
驱动器电路还包括开关模式功率转换器，在该电路中是RCC部件7，其将输入功率转换成高频驱动电流以对LED供电，如图1中LED1所示。在一些实施例中，开关模式功率转换器(或RCC)部件7包括晶体管Q1，晶体管Q1通过第一网络被耦合和偏置。第一网络包括耦合在高电位输入和晶体管Q1的基极之间的电阻器R4、耦合在晶体管Q1的基极和低电位输入之间并且朝向晶体管Q1的基极前向定位的二极管D2(换言之，二极管的阳极耦合到晶体管Q1的基极)、耦合在晶体管Q1的基极和电容器C4之间的电阻器R6、耦合在电阻器R6和电感器L3的第一端子之间的电容器C4、以及耦合在电容器C4的第二端子和低电位输入之间的电感器L3。换言之，二极管D2与电阻器R8、电容器C4和电感器L3的串联组合并联。
晶体管Q1的集电极被进一步耦合到二极管D1。二极管D1被前向定位到高电位输入(或总线电位)，并且被配置有耦合到晶体管Q1的集电极的阴极和耦合到高电位输入的阳极。
RCC部件7还包括扼流电感器L2，其配置有耦合到晶体管Q1的集电极的一个端子和耦合到网络的另一端子，该网络包括负载电容器C3和负载(发光二极管LED1)的并联组合。负载电容器C3被配置在电感器L2的另一端子和高电位输入之间。与负载电容器C3并联的发光二极管负载LED1位于(并且被正向朝向)扼流电感器L2的第二端子和(阴极耦合到的)高电位输入端之间。
驱动电路还包括晶体管Q2以及电阻器R2和R8形式的峰值限流器9。晶体管Q1的发射极进一步被耦合到电阻器R8。电阻器R8位于晶体管Q1的发射极和低电位输入(或接地端子)之间。晶体管Q2配置有耦合到Q1的基极的Q2的集电极、耦合到低电位输入(或接地端子)的Q2的发射极以及经由电阻器R2耦合到晶体管Q1的发射极的Q2的基极。流过R8以及Q1的电流被限制为以下值，该值形成等于Q2的断开阈值(即，Q2的Vbe)的跨R8的电位。以该方式，限制通过功率开关Q1的晶体管电流。
虽然限制电流并因此产生适当的线路调节性能的峰值限流器9将一阶微分电流-di/dt引入输入电流中，其在输入电容器C2上生成大的谐振尖峰。
例如，这可以关于图2中的波形示出，其中示出了具有晶体管(Q1)电流波形101的进入转换器的平均输入电流103波形，其中电流波形101是包络波(未清楚示出)。可以看出，当晶体管电流波形101由波形的平顶限制所示被限制时，因为LED正向电压是恒定的，所以负载电压也是恒定的，因此负载功率是恒定的。给定进入转换器的具有正拱形的正弦波输入电压，进入转换器的平均输入电流波形示出由输入电流中的-di/dt分量产生的反应的负分量，如鞍形状，以便产生恒定功率。然而，在整流器桥之前的镇流器或镇流电感器保持恒定电流。换言之，当来自镇流器的恒定镇流电流由于此时模式功率转换器中的电流限制而被限制通过功率开关时，恒定镇流电流和鞍形输入电流之间的差/过电流将流向输入电容器，并且电容器被充电到较高的值。
在图3中示出了该对输入电容器的充电，其中输入电容器C2上的电压波形示出大的谐振尖峰。
关于图4，示出了根据一些实施例的示例性箝位峰值电流RCCLED驱动器电路。图4所示的驱动器电路与图1所示的驱动器电路的不同之处至少在于，驱动器电路包括配置为感测输入功率的变化的控制元件301。控制元件301还被耦合到限流器晶体管(类似于图1中的Q2并且在图4中示出为)晶体管Q3的发射极，并且被配置为基于输入功率的变化来调整或偏置晶体管Q3的发射极电压(相对于地的电位)。以这种方式，限流器被配置为基于输入功率的变化来调整驱动负载限制，换言之，限流器的发射极电压被偏置，这产生具有良好线路调节但是还具有高功率因子和低总谐波失真的输出。在一些实施例中，控制元件301包括位于低电位输入和输入电容器C2之间的电阻器R1。此外，应当理解，在本文所示的示例中，输入电容器C2经由控制元件301跨高电位输入和低电位输入被定位。在这些实施例中，晶体管Q3的发射极被耦合到低电位输入，并且经由电阻器R1耦合到接地端子，晶体管Q3的基极经由限流器的电流感测元件(驱动电流所流过的电阻器R8)被耦合到接地端子，并且晶体管的集电极被耦合到开关模式功率转换器的控制端子(晶体管Q1的基极)。
换言之，控制元件301位于输入电容器C2和由输入部件(二极管电桥)所生成的输入低电位以及限流器部件之间，并且晶体管的发射极不被耦合到开关模式功率转换器低电位，而是耦合到输入低电位。
因此，电阻器R1被配置为感测输入电压的变化，并且使用指示变化的信号来偏置Q3的发射极电压。更具体地，
输入电容器C2应用输入电压的dv/dt函数，并且通过输入电容器C2的电流与输入电压的导数成比例。因为在所示实施例中该电流从右向左流过电阻器R1，所以R1上的电压VR1与输入电压的导数的导数成比例。
导通Q3的电压阈值是Vbe+VR1，其中Vbe是使其导通的晶体管Q3的基极到发射极的固有压降。
因此，在感测电阻器R8生成等于Vbe+VR1的电压的情况下，Q3将开始导通并且将从Q1汲取基极电流。即，流过R8的峰值电流Ipeak应当满足Ipeak*R8≈Vbe+VR1。
这在例如图5中示出，图5示出了输入电容器(Vc2)401、原始参考电压(VQ3_be)403、控制元件电阻器电位(VR1)405和作为VQ3_be+VR1的电位V(Q3-b)407的电位或电压波形。换言之，如图5所示，晶体管Q2和Q3的原始基极到发射极电位是恒定值(其中晶体管导通)，并且该原始电位实质上是Q2的断开阈值Vbe。电压或电位VR1405示出了当输入电压波形401具有瞬态峰值时，其用于如上所述保持功率恒定，该瞬态峰值为电位VR1具有下降。
在输入功率的电压的引导点以及电容器C2上，幅度低但是dv/dt高，因此V_R1是负的，具有大幅度并且进行Vbe+VR1最小。在如曲线407所示的这种低Vbe+VR1中，通过电阻器R8的驱动电流将提前导通控制元件Q3，以从功率开关Q1的基极汲取更多的电流，因此驱动电流减小/低。
随着输入电压以正弦形状增加，dv/dt减小，由此V_R1增加。Vbe+VR1增加，并且驱动电流与输入电压同相增加。
随着输入电压增加到峰值，dv/dt通常为零，并且V_R1几乎为零。Vbe+VR1增加，并且驱动电流也高并且与高输入电压同相。
这使得Q1的峰值电流遵循输入电压波形，因此能够改善THD和PF。
当输入电压再次减小时，VR1变为正值，并且Vbe+VR1继续减小。但是驱动电流仍然减小，因为功率开关的基极由于输入电压的减小而获得较小的基极电流。因此，驱动电流仍然与输入电压同相。
此外，在一些实施例中，控制元件301还包括二极管D4，二极管D4与控制元件的电阻器并联并且从输入电容器前向定位到低电位(换言之，布置有耦合到低电位输入的阳极)。在一些实施例中，与控制元件的电阻器并联定位的二极管D4被配置为箝位电阻器R1上的电压，从而即使当大的浪涌电流流过电阻器R1时也保持电路处于正常操作模式(例如，电路暴露在雷击或其他异常情况下)。
图4所示的驱动器电路与图1中的驱动器电路图不同之处在于，位于电阻器R4和高电位输入之间的附加电阻器R3。
在图4所示的驱动器电路中，二极管D2的阴极、电感器L3的一个端子和电流感测元件(电阻器R8)被耦合到地(并且因此耦合到控制元件301的一个端子)，换言之，被耦合到低电位或输入电容器C2的第二端子。
驱动器电路还包括二极管D3，二极管D3具有连接到电感器L3的阴极并且连接到电容器C1的阳极。电容器C1位于二极管D3的阳极和接地端子之间。电容器C1由耦合到电感器L2的电感器L3充电，并且被配置为提供辅助电源Vcc。
为了即使在非恒定驱动电流限制下也实现线路调节，如图4所示，在一些实施例中，驱动器电路还包括线路调节控制器303。线路调节控制器303包括位于辅助电源和限流晶体管Q3的基极之间的电阻器R5。在一些实施例中，由辅助电源供应到电阻器R5的电流可以用于偏置晶体管Q3的基极，以实现更好的线路调节性能。这是因为当输入线路电压高时，辅助电源(Vcc)的值增加，并且从而增加Q1的基极电流。增加Q1的基极电流提前RCC开关模式电源的截止时刻。通过提前截止时刻，峰值电流减小，以便于平衡由高线路电压提供的能量。
对于Io＝150mA，Po＝20w。Vin＝220Vac应用，值R1可以被选择为约几欧姆，并且D1可以是1kv，1A快速恢复二极管。
应当注意，控制元件301的位置不限于图4所示的位置。例如，在一些实施例中，控制元件可以位于在其他合适的位置，以检测输入功率的变化，例如，控制元件301可以位于高电位输入处并且以适当的连接被耦合到晶体管的发射极。
图6和图7示出了电磁干扰(EMI)滤波器可以如何与本发明的实施例集成。在图6中，包括电容器C0和电感器L0的EMI滤波器可以放置于在整流器电桥之前。替代地，在图7中，包括电容器C10和电感器L10的EMI滤波器可以位于整流器电桥和输入电容器C2之间。电容器C10被耦合在高电位输入和地之间。
图8示出了本发明的另一实施例中的替代电路。图8中的电路与上述电路中的电路的主要区别在于，电阻器R1如何连接到控制元件Q3。在上述电路中，控制元件Q3在其发射极端子处被偏置，并且是发射极驱动的。在图8的电路中，电阻器R1连接到基极端子，并且进而被配置为基极驱动控制元件Q3。
基于输入功率的电压来生成辅助电源Vcc。更具体地，辅助绕组L3生成从取决于输入功率的电压的初级绕组L2中的电压感应的电压。该辅助绕组L3上的电压由电容器C1平滑化，并且提供辅助电源Vcc。Vcc通常如下计算：
其中Naux是辅助绕组L3中的线圈数，Npri是辅助绕组L3中的线圈数压，Vin是输入电压，Vout是输出电压，Vf_D3是二极管D3的正向电压，并且V_R1是R1上的压降。
Vcc几乎是固定的。通过图8所示的电路，电阻器R5和R11形成用于高增益晶体管的分压器偏置，其也可以通过如图所示的达林顿对(Q3和Q5)来实现。晶体管Q3、Q5(达林顿对)的偏置电压V_bias取决于Vcc以及电阻器R5和R11的值。
因此，V_bias几乎是固定的。
而且控制元件Q1的Vbe可以被表示为
Vbe(t)＝Vbias+V_R1(t)
跨电阻器R1的电压与输入电压的导数成比例，因为电容器C5施加dv/dt函数。更具体地：
图9示出了输入电压Vin(t)和Vbe(t)的示意性曲线。在输入功率的电压的Y点处，幅度较低但dv/dt高，因此V_R1高，并且进而Vbe高。如A点所示的这种高Vbe将提前导通控制元件Q3以从功率开关的基极汲取更多的电流，因此驱动电流减小/低。
当输入电压以正弦形状增加时，dv/dt减小，因此V_R1也如部分B所示降低。Vbe减小并且驱动电流与输入电压同相增加。
当输入电压增加到峰值时，dv/dt通常为零，并且V_R1几乎为零，如点C所示。Vbe减小，并且驱动电流也高并且与输入电压同相。
这使得Q1的峰值电流遵循输入电压波形，因此能够改善THD和PF。
当输入电压再次下降时，Vbe继续减小。但是驱动电流仍然减小，因为功率开关的基极由于输入电压的减小而获得较小的基极电流。因此，驱动电流仍然与输入电压同相。
此外，如上所述的等式Vcc也是输入电压的函数。通常，对于输入电源的某个标称电压(不考虑输入电源的正弦波变化)，Vcc是恒定的。但是，如果输入线路电压标称值改变，例如从220V标称值增加到240或260标称值，则Vcc也增加，并且Vbe进而增加以降低驱动电流，并且这使得能够通过选择偏置电阻器R5和R11的适当匝数比和适当电阻值而具有期望的线路调节性能。
电阻器R5和R11还可以由电阻器和热相关电阻器(诸如负温度系数(NTC)或正温度系数(PTC)电阻器)的组合来代替，以在需要时实现期望的热补偿或热失调。
上述示例性实施例不限于使用降压转换器，并且可以容易地应用于其他拓扑。本发明的实施例涵盖使用在输入电容器和输入之间的线路中的电阻器以感测输入功率的变化，并且这种变化由控制元件使用以配置限流器，
尽管已经在附图和前面的描述中详细地示出和描述了本发明，但是这样的说明和描述被认为是说明性的或示例性的，而不是限制性的；但是本发明不限于所公开的实施例。
例如，可以在限流器包括多于一个可控开关的实施例中操作本发明，例如限流器包括由两个或更多个可控开关构成的达林顿桥。而且转换器基于其他振荡机制而不是RCC，诸如基于MCU控制的振荡。
本领域技术人员从附图、本公开和所附权利要求的研究可以理解和实现对所公开的实施例的其他改变。在权利要求中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一”不排除多个。在相互不同的从属权利要求中陈述某些措施的事实并不指示无法利用这些措施的组合。权利要求中的任何附图标记不应被解释为限制范围。

Claims (15)

1.一种驱动器电路，包括：
输入，用于接收输入功率；
输入电容器(C2)，用于缓冲所述输入功率；
开关模式功率转换器，用于从经缓冲的所述输入功率供应驱动电流；
限流器，耦合到所述开关模式功率转换器，其中，所述限流器被配置为控制所述开关模式功率转换器以将所述驱动电流限制在驱动负载限制，其中，所述限流器包括可控开关(Q3)，所述可控开关(Q3)被配置为经由操作所述开关模式功率转换器的功率开关(Q1)来控制所述开关模式功率转换器；以及
控制元件(301)，被配置为感测所述输入功率的变化，所述控制元件被耦合到所述可控开关并且基于所述输入功率的变化来调整所述可控开关，使得所述限流器被配置为基于所述输入功率的变化来调整所述驱动负载，其中，所述控制元件包括：
-在所述输入电容器(C2)和所述输入之间的线路中串联的电流感测元件(R1)。
2.根据权利要求1所述的驱动器电路，其中，所述开关模式功率转换器包括振铃扼流转换器，和/或所述电流感测元件(R1)被适配为感测所述输入功率的电压的变化率。
3.根据权利要求1所述的驱动器电路，其中，所述限流器被耦合到所述电流感测元件(R1)，并且被配置为当所述输入功率的变化率低时增加所述驱动负载限制，并且被配置为当所述输入功率的所述变化率高时减小所述驱动负载限制。
4.根据权利要求1至2中任一项所述的驱动器电路，其中，所述输入包括高电位输入和低电位输入，并且所述输入电容器(C2)跨所述高电位输入和所述低电位输入，并且在所述输入和所述开关模式功率转换器之间。
5.根据权利要求4所述的驱动器电路，其中，所述电流感测元件包括在所述低电位输入和所述输入电容器之间串联的电阻器(R1)，并且所述可控开关的电流输出端子经由所述电阻器(R1)被耦合到接地端子，并且耦合到所述低电位输入，所述输入电容器的一端连接到地，所述可控开关的控制端子经由所述限流器的电流感测元件(R8)被耦合到接地端子，所述驱动电流流动通过所述限流器的电流感测元件(R8)，并且所述可控开关的电流输入端子被耦合到所述开关模式功率转换器的控制端子。
6.根据权利要求5所述的驱动器，其中，所述电阻器(R1)串联在所述低电位输入和所述输入电容器之间，所述低电位输入连接到地，并且所述可控开关的所述控制端子被经由所述电阻器(R1)耦合到地和所述低电位输入，并且被耦合到输入电容器的一端。
7.根据权利要求6所述的驱动器，其中，所述控制端子与所述驱动电流隔离。
8.根据权利要求4所述的驱动器电路，其中，所述控制元件包括二极管(D4)，所述二极管(D4)与在所述低电位输入和所述输入电容器之间串联的所述电阻器(R1)并联，并且所述二极管从所述输入电容器前向定位至低电位输入。
9.根据权利要求1至2中任一项所述的驱动器电路，进一步包括线路调节控制器，所述线路调节控制器被配置为，感测所述输入功率的电压，并且经由在所述控制端子处提供偏置电压，来基于所述输入功率的电压偏置所述可控开关的控制端子，所述偏置电压随着所述输入功率的电压增加而增加。
10.根据权利要求9所述的驱动器电路，其中，所述线路调节控制器包括控制端子偏置电阻器(R5)，所述控制端子偏置电阻器(R5)位于辅助电源(Vcc)和所述可控开关的所述控制端子之间，所述辅助电源(Vcc)基于所述输入功率的电压，
其中，所述驱动器电路进一步包括：
与所述开关模式功率转换器的所述功率开关串联的扼流电感器(L2)；
耦合到所述扼流电感器(L2)的辅助绕组(L3)，所述辅助绕组(L3)被适配用于提供辅助电源(Vcc)。
11.根据权利要求1所述的驱动器电路，进一步包括二极管(D9)，所述二极管(D9)从所述限流器的控制端子被前向定位到所述开关模式功率转换器的功率开关的控制端子。
12.一种照明电路，包括：
根据权利要求1至11中任一项所述的驱动器电路；以及
发光二极管装置(LED1)，其耦合到所述驱动器电路的所述开关模式功率转换器，其中，所述驱动器电路进一步包括跨所述发光二极管装置的平滑电容器(C3)。
13.一种驱动电子负载的方法，包括：
接收输入功率；
通过输入电容器缓冲所述输入功率；
使用开关模式电源从经缓冲的所述输入功率供应驱动电流；
通过控制所述开关模式电源使用限流器来将所述驱动电流限制在驱动负载限制，其中，可控开关控制所述开关模式电源的功率开关；
通过耦合到所述输入电容器的控制元件，经由使用在所述输入电容器和所述输入功率之间的线路中串联的电阻器，来感测所述输入功率的变化；以及
基于所述输入功率的变化来调整控制所述开关模式电源的所述可控开关，使得所述限流器被配置为基于所述输入功率的变化来调整所述驱动负载限制。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，经由所述输入电容器的电流流过所述电阻器并且形成跨所述电阻器的相应电压，所述电流指示所述输入功率的电压的变化率。
15.根据权利要求9所述的方法，其中，供应驱动电流包括使用振铃扼流转换器供应电流，并且其中，限制所述驱动电流包括当所述输入功率的电压的变化率低时增加所述驱动负载限制，并且当输入功率的电压的变化率高时减小所述驱动负载限制。
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