JP2003180075A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御方法 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御方法Info
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- JP2003180075A JP2003180075A JP2001375858A JP2001375858A JP2003180075A JP 2003180075 A JP2003180075 A JP 2003180075A JP 2001375858 A JP2001375858 A JP 2001375858A JP 2001375858 A JP2001375858 A JP 2001375858A JP 2003180075 A JP2003180075 A JP 2003180075A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 軽負荷時においても効率を低下させることな
くスイッチ素子を確実にソフトスイッチングさせること
ができるＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を提供すること
である。 【解決手段】 軽負荷時においては、第１のスイッチ素
子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとのいずれか一方のみ
をオンオフ制御し、他方はオフ状態を維持したままで負
荷に電力を供給する。これにより、軽負荷時に第１のス
イッチ素子２ａのスナバコンデンサ４ａと第２のスイッ
チ素子のスナバコンデンサ４ｂとの充放電が適切に行わ
れなくともソフトスイッチングで、しかも効率よく電力
を負荷に供給できる。
くスイッチ素子を確実にソフトスイッチングさせること
ができるＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を提供すること
である。 【解決手段】 軽負荷時においては、第１のスイッチ素
子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとのいずれか一方のみ
をオンオフ制御し、他方はオフ状態を維持したままで負
荷に電力を供給する。これにより、軽負荷時に第１のス
イッチ素子２ａのスナバコンデンサ４ａと第２のスイッ
チ素子のスナバコンデンサ４ｂとの充放電が適切に行わ
れなくともソフトスイッチングで、しかも効率よく電力
を負荷に供給できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、変圧器の１次側に
インバータ回路を形成し変圧器の２次側に負荷へ所要の
直流電圧を出力する整流回路を接続して構成されたＤＣ
−ＤＣコンバータを制御するＤＣ−ＤＣコンバータ制御
方法に関する。
インバータ回路を形成し変圧器の２次側に負荷へ所要の
直流電圧を出力する整流回路を接続して構成されたＤＣ
−ＤＣコンバータを制御するＤＣ−ＤＣコンバータ制御
方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年のパワーエレクトロニクスの発達に
よって、電力制御に電力変換装置が多く採用されるよう
になり、電力系統には電力変換装置のスイッチング時に
発生する高調波が増大している。
よって、電力制御に電力変換装置が多く採用されるよう
になり、電力系統には電力変換装置のスイッチング時に
発生する高調波が増大している。
【０００３】産業用直流電源装置においては、この高調
波を抑制するため高力率コンバータやＰＷＭコンバータ
の研究開発が行われている。さらに、電源機器より発生
する電磁誘導ノイズを抑制するため、電力変換装置のス
イッチ素子をゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）またはゼ
ロ電流スイッチング（ＺＣＳ）させるソフトスイッチン
グ技術を適用した低ノイズ化の研究も行われている。
波を抑制するため高力率コンバータやＰＷＭコンバータ
の研究開発が行われている。さらに、電源機器より発生
する電磁誘導ノイズを抑制するため、電力変換装置のス
イッチ素子をゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）またはゼ
ロ電流スイッチング（ＺＣＳ）させるソフトスイッチン
グ技術を適用した低ノイズ化の研究も行われている。
【０００４】ＤＣ−ＤＣコンバータの分野においてもソ
フトスイッチング技術を適用し特性改善を目指した実用
化研究が行われている。ソフトスイッチングにより、ノ
イズ低減だけでなく、スイッチ素子のスイッチング損失
も大幅に低減できるので、コンバータの高効率化が図れ
る。
フトスイッチング技術を適用し特性改善を目指した実用
化研究が行われている。ソフトスイッチングにより、ノ
イズ低減だけでなく、スイッチ素子のスイッチング損失
も大幅に低減できるので、コンバータの高効率化が図れ
る。
【０００５】図８は、スイッチ素子として電圧駆動型電
力用半導体素子（ＩＧＢＴ）を用いた従来の共振型ＤＣ
−ＤＣコンバータの構成図である。図８において、直流
電源１からの直流電力は、第１のスイッチ素子２ａ乃至
第４のスイッチ素子２ｄで交流電力に変換される。第１
のスイッチ素子２ａ乃至第４のスイッチ素子２ｄで変換
された交流電力は、変圧器５の１次巻線５ａから２次巻
線５ｂを通して２次側の整流器１５に入力される。そし
て、整流器１５の整流ダイオード６ａ〜６ｄで整流され
て直流電力に変換され、平滑用のリアクトル７及びコン
デンサ８介して負荷９に供給される。
力用半導体素子（ＩＧＢＴ）を用いた従来の共振型ＤＣ
−ＤＣコンバータの構成図である。図８において、直流
電源１からの直流電力は、第１のスイッチ素子２ａ乃至
第４のスイッチ素子２ｄで交流電力に変換される。第１
のスイッチ素子２ａ乃至第４のスイッチ素子２ｄで変換
された交流電力は、変圧器５の１次巻線５ａから２次巻
線５ｂを通して２次側の整流器１５に入力される。そし
て、整流器１５の整流ダイオード６ａ〜６ｄで整流され
て直流電力に変換され、平滑用のリアクトル７及びコン
デンサ８介して負荷９に供給される。
【０００６】第１のスイッチ素子２ａには逆導通ダイオ
ード３ａが並列接続され、スナバ回路としてスナバコン
デンサ４ａが直に並列接続されている。同様に、第２の
スイッチ素子２ｂにも逆導通ダイオード３ｂが並列接続
され、スナバ回路としてスナバコンデンサ４ｂが直に並
列接続されている。
ード３ａが並列接続され、スナバ回路としてスナバコン
デンサ４ａが直に並列接続されている。同様に、第２の
スイッチ素子２ｂにも逆導通ダイオード３ｂが並列接続
され、スナバ回路としてスナバコンデンサ４ｂが直に並
列接続されている。
【０００７】また、第３のスイッチ素子２ｃには逆導通
ダイオード３ｃが並列接続され第１の共振用リアクトル
１１ａが直列接続されている。同様に、第４のスイッチ
素子２ｄには逆導通ダイオード３ｄが並列接続され第２
の共振用リアクトル１１ｂが直列接続されている。さら
に、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂ
との第１の接続点と、第３のスイッチ素子２ｃと第４の
スイッチ素子２ｄとの第２の接続点との間に、共振用コ
ンデンサ１０が接続され、この共振用コンデンサ１０に
は変圧器５に直列に接続されている。
ダイオード３ｃが並列接続され第１の共振用リアクトル
１１ａが直列接続されている。同様に、第４のスイッチ
素子２ｄには逆導通ダイオード３ｄが並列接続され第２
の共振用リアクトル１１ｂが直列接続されている。さら
に、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂ
との第１の接続点と、第３のスイッチ素子２ｃと第４の
スイッチ素子２ｄとの第２の接続点との間に、共振用コ
ンデンサ１０が接続され、この共振用コンデンサ１０に
は変圧器５に直列に接続されている。
【０００８】第１のスイッチ素子２ａ及び第４のスイッ
チ素子２ｄが共にオンしているとき、または第２のスイ
ッチ素子２ｂ及び第３のスイッチ素子２ｃが共にオンし
ているときに変圧器５の１次側から変圧器５の２次側に
電力が供給される。また、共振用コンデンサ１０及び共
振用リアクトル１１ａ、１１ｂにより電流波形を正弦波
状にし、第１のスイッチ素子２ａ〜第４のスイッチ素子
２ｄのスイッチング時の負担を軽減している。
チ素子２ｄが共にオンしているとき、または第２のスイ
ッチ素子２ｂ及び第３のスイッチ素子２ｃが共にオンし
ているときに変圧器５の１次側から変圧器５の２次側に
電力が供給される。また、共振用コンデンサ１０及び共
振用リアクトル１１ａ、１１ｂにより電流波形を正弦波
状にし、第１のスイッチ素子２ａ〜第４のスイッチ素子
２ｄのスイッチング時の負担を軽減している。
【０００９】スナバコンデンサ４ａ、４ｂは、第１のス
イッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとのオンオフ
に従って充放電を繰り返し行い、ターンオン及びターン
オフ時に第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子
２ｂとのソフトスイッチングを実現している。
イッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとのオンオフ
に従って充放電を繰り返し行い、ターンオン及びターン
オフ時に第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子
２ｂとのソフトスイッチングを実現している。
【００１０】すなわち、第１のスイッチ素子２ａがオン
しているときにはスナバコンデンサ４ａは放電してお
り、第１のスイッチ素子２ａはゼロ電圧でターンオフす
る。一方、第１のスイッチ素子２ａがオフ時にはスナバ
コンデンサ４ａには電荷が充電されているが、ターンオ
ンする際には第２のスイッチ素子２ｂのターンオフに伴
ってスナバコンデンサ４ａの電荷が放電され、第１のス
イッチ素子２ａがターンオンする時にはゼロ電圧を実現
している。従って、第１のスイッチ素子２ａはゼロ電圧
でターンオンする。このような共振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの詳細な回路動作は、特開平７−２２２４４４号公
報に記載されている。
しているときにはスナバコンデンサ４ａは放電してお
り、第１のスイッチ素子２ａはゼロ電圧でターンオフす
る。一方、第１のスイッチ素子２ａがオフ時にはスナバ
コンデンサ４ａには電荷が充電されているが、ターンオ
ンする際には第２のスイッチ素子２ｂのターンオフに伴
ってスナバコンデンサ４ａの電荷が放電され、第１のス
イッチ素子２ａがターンオンする時にはゼロ電圧を実現
している。従って、第１のスイッチ素子２ａはゼロ電圧
でターンオンする。このような共振型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの詳細な回路動作は、特開平７−２２２４４４号公
報に記載されている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】ところが、軽負荷時な
どで負荷電流が小さい場合には、第１のスイッチ素子２
ａのスナバコンデンサ４ａ及び第２のスイッチ素子２ｂ
のスナバコンデンサ４ｂの充放電が長くなってしまう。
さらに、より軽負荷となると、スナバコンデンサ４ａ、
４ｂの充放電ができなくなってしまうことがあり、ゼロ
電圧スイッチング（ＺＶＳ）ができなくなってしまう。
どで負荷電流が小さい場合には、第１のスイッチ素子２
ａのスナバコンデンサ４ａ及び第２のスイッチ素子２ｂ
のスナバコンデンサ４ｂの充放電が長くなってしまう。
さらに、より軽負荷となると、スナバコンデンサ４ａ、
４ｂの充放電ができなくなってしまうことがあり、ゼロ
電圧スイッチング（ＺＶＳ）ができなくなってしまう。
【００１２】例えば、軽負荷時でスナバコンデンサ４
ａ、４ｂの充放電が長い場合には、その充放電の動作中
に第１のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２
ｂをオンすることになり、その場合には、スナバコンデ
ンサ４ａ、４ｂの残留電荷による電圧が第１のスイッチ
素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂにかかり、ゼロ
電圧スイッチング（ＺＶＳ）ができなくなってしまう。
ａ、４ｂの充放電が長い場合には、その充放電の動作中
に第１のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２
ｂをオンすることになり、その場合には、スナバコンデ
ンサ４ａ、４ｂの残留電荷による電圧が第１のスイッチ
素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂにかかり、ゼロ
電圧スイッチング（ＺＶＳ）ができなくなってしまう。
【００１３】それを回避するため、変圧器５の１次巻線
５ａと並列に補助インダクタンスを挿入し、この補助イ
ンダクタンスによる電流によりスナバコンデンサ４ａ、
４ｂを確実に充放電させる場合がある。しかし、この場
合には、第１のスイッチ素子２ａや第２のスイッチ素子
２ｂに変圧器５の１次巻線５ａに流れる負荷電流に加
え、この補助インダクタンスによる電流が流れることに
なるので、補助インダクタンスによる損失の発生、第１
のスイッチ素子２ａや第２のスイッチ素子２ｂの通電損
失の増加により、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率が低下す
ることになる。
５ａと並列に補助インダクタンスを挿入し、この補助イ
ンダクタンスによる電流によりスナバコンデンサ４ａ、
４ｂを確実に充放電させる場合がある。しかし、この場
合には、第１のスイッチ素子２ａや第２のスイッチ素子
２ｂに変圧器５の１次巻線５ａに流れる負荷電流に加
え、この補助インダクタンスによる電流が流れることに
なるので、補助インダクタンスによる損失の発生、第１
のスイッチ素子２ａや第２のスイッチ素子２ｂの通電損
失の増加により、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率が低下す
ることになる。
【００１４】このように、軽負荷時においてはスナバコ
ンデンサ４ａ、４ｂの充放電ができなくなり、スナバコ
ンデンサ４ａ、４ｂの充放電を確実に行わせようとする
と効率が低下する。
ンデンサ４ａ、４ｂの充放電ができなくなり、スナバコ
ンデンサ４ａ、４ｂの充放電を確実に行わせようとする
と効率が低下する。
【００１５】本発明の目的は、軽負荷時においても効率
を低下させることなくスイッチ素子を確実にソフトスイ
ッチングさせることができるＤＣ−ＤＣコンバータ制御
方法を提供することである。
を低下させることなくスイッチ素子を確実にソフトスイ
ッチングさせることができるＤＣ−ＤＣコンバータ制御
方法を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ制御方法は、一方の端子が直流電源
の正極に接続され逆導通ダイオード及びスナバコンデン
サが並列接続された第１のスイッチ素子と、一方の端子
が直流電源の負極に他方の端子が前記第１のスイッチ素
子の他方の端子に接続され逆導通ダイオード及びスナバ
コンデンサが並列接続された第２のスイッチ素子と、一
方の端子が直流電源の正極に第１の共振用リアクタンス
を介して接続され逆導通ダイオードが並列接続された第
３のスイッチ素子と、一方の端子が直流電源の負極に第
２の共振用リアクタンスを介して他方の端子が前記第３
のスイッチ素子の他方の端子に接続され逆導通ダイオー
ドが並列接続された第４のスイッチ素子と、前記第１の
スイッチ素子と前記第２のスイッチ素子との第１の接続
点と前記第３のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子
との第２の接続点との間に接続された共振用コンデンサ
と、前記共振用コンデンサと直列接続された変圧器の１
次側巻線と、前記変圧器の２次側巻線に接続され１次巻
線からの電力を直流に変換して負荷に直流を出力する整
流器とから構成されたＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１
のスイッチ素子、第２のスイッチ素子、第３のスイッチ
素子、第４のスイッチ素子をオンオフ制御して前記負荷
への電力供給を制御するＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法
において、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッ
チ素子とのいずれか一方のみをオンオフ制御し、他方は
オフ状態を維持し、前記負荷に電力を供給するようにし
たことを特徴とする。
Ｃ−ＤＣコンバータ制御方法は、一方の端子が直流電源
の正極に接続され逆導通ダイオード及びスナバコンデン
サが並列接続された第１のスイッチ素子と、一方の端子
が直流電源の負極に他方の端子が前記第１のスイッチ素
子の他方の端子に接続され逆導通ダイオード及びスナバ
コンデンサが並列接続された第２のスイッチ素子と、一
方の端子が直流電源の正極に第１の共振用リアクタンス
を介して接続され逆導通ダイオードが並列接続された第
３のスイッチ素子と、一方の端子が直流電源の負極に第
２の共振用リアクタンスを介して他方の端子が前記第３
のスイッチ素子の他方の端子に接続され逆導通ダイオー
ドが並列接続された第４のスイッチ素子と、前記第１の
スイッチ素子と前記第２のスイッチ素子との第１の接続
点と前記第３のスイッチ素子と前記第４のスイッチ素子
との第２の接続点との間に接続された共振用コンデンサ
と、前記共振用コンデンサと直列接続された変圧器の１
次側巻線と、前記変圧器の２次側巻線に接続され１次巻
線からの電力を直流に変換して負荷に直流を出力する整
流器とから構成されたＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１
のスイッチ素子、第２のスイッチ素子、第３のスイッチ
素子、第４のスイッチ素子をオンオフ制御して前記負荷
への電力供給を制御するＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法
において、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッ
チ素子とのいずれか一方のみをオンオフ制御し、他方は
オフ状態を維持し、前記負荷に電力を供給するようにし
たことを特徴とする。
【００１７】請求項１の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバー
タ制御方法においては、軽負荷時においては、第１のス
イッチ素子と第２のスイッチ素子とのいずれか一方のみ
をオンオフ制御し、他方はオフ状態を維持したままで負
荷に電力を供給する。これにより、軽負荷時に第１のス
イッチ素子のスナバコンデンサと第２のスイッチ素子の
スナバコンデンサとの充放電が適切に行われなくともソ
フトスイッチングで、しかも効率よく電力を負荷に供給
できる。
タ制御方法においては、軽負荷時においては、第１のス
イッチ素子と第２のスイッチ素子とのいずれか一方のみ
をオンオフ制御し、他方はオフ状態を維持したままで負
荷に電力を供給する。これにより、軽負荷時に第１のス
イッチ素子のスナバコンデンサと第２のスイッチ素子の
スナバコンデンサとの充放電が適切に行われなくともソ
フトスイッチングで、しかも効率よく電力を負荷に供給
できる。
【００１８】請求項２の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバー
タ制御方法は、一方の端子が直流電源の正極に接続され
逆導通ダイオード及びスナバコンデンサが並列接続され
た第１のスイッチ素子と、一方の端子が直流電源の負極
に他方の端子が前記第１のスイッチ素子の他方の端子に
接続され逆導通ダイオード及びスナバコンデンサが並列
接続された第２のスイッチ素子と、一方の端子が直流電
源の正極に第１の共振用リアクタンスを介して接続され
逆導通ダイオードが並列接続された第３のスイッチ素子
と、一方の端子が直流電源の負極に第２の共振用リアク
タンスを介して他方の端子が前記第３のスイッチ素子の
他方の端子に接続され逆導通ダイオードが並列接続され
た第４のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子と前
記第２のスイッチ素子との第１の接続点と前記第３のス
イッチ素子と前記第４のスイッチ素子との第２の接続点
との間に接続された共振用コンデンサと、前記共振用コ
ンデンサと直列接続された変圧器の１次側巻線と、前記
変圧器の２次側巻線に接続され１次巻線からの電力を直
流に変換して負荷に直流を出力する整流器とから構成さ
れたＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１のスイッチ素子、
第２のスイッチ素子、第３のスイッチ素子、第４のスイ
ッチ素子をオンオフ制御して前記負荷への電力供給を制
御するＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法において、前記第
１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子との双方を
オフ状態に維持し、前記第３のスイッチ素子と前記第４
のスイッチ素子とを交互にオンオフ制御することを特徴
とする。
タ制御方法は、一方の端子が直流電源の正極に接続され
逆導通ダイオード及びスナバコンデンサが並列接続され
た第１のスイッチ素子と、一方の端子が直流電源の負極
に他方の端子が前記第１のスイッチ素子の他方の端子に
接続され逆導通ダイオード及びスナバコンデンサが並列
接続された第２のスイッチ素子と、一方の端子が直流電
源の正極に第１の共振用リアクタンスを介して接続され
逆導通ダイオードが並列接続された第３のスイッチ素子
と、一方の端子が直流電源の負極に第２の共振用リアク
タンスを介して他方の端子が前記第３のスイッチ素子の
他方の端子に接続され逆導通ダイオードが並列接続され
た第４のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子と前
記第２のスイッチ素子との第１の接続点と前記第３のス
イッチ素子と前記第４のスイッチ素子との第２の接続点
との間に接続された共振用コンデンサと、前記共振用コ
ンデンサと直列接続された変圧器の１次側巻線と、前記
変圧器の２次側巻線に接続され１次巻線からの電力を直
流に変換して負荷に直流を出力する整流器とから構成さ
れたＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１のスイッチ素子、
第２のスイッチ素子、第３のスイッチ素子、第４のスイ
ッチ素子をオンオフ制御して前記負荷への電力供給を制
御するＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法において、前記第
１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子との双方を
オフ状態に維持し、前記第３のスイッチ素子と前記第４
のスイッチ素子とを交互にオンオフ制御することを特徴
とする。
【００１９】請求項２の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバー
タ制御方法においては、軽負荷時においては、第１のス
イッチ素子と第２のスイッチ素子との双方をオフ状態に
維持し、第３のスイッチ素子と第４のスイッチ素子とを
交互にオンオフ制御して、第１のスイッチ素子のスナバ
コンデンサや第２のスイッチ素子のスナバコンデンサを
介して負荷に電力を供給する。
タ制御方法においては、軽負荷時においては、第１のス
イッチ素子と第２のスイッチ素子との双方をオフ状態に
維持し、第３のスイッチ素子と第４のスイッチ素子とを
交互にオンオフ制御して、第１のスイッチ素子のスナバ
コンデンサや第２のスイッチ素子のスナバコンデンサを
介して負荷に電力を供給する。
【００２０】請求項３の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバー
タ制御方法は、請求項１の発明において、前記第１のス
イッチ素子の素子電圧または前記第２のスイッチ素子の
素子電圧が一定値以下の状態で、前記第１のスイッチ素
子または前記第２のスイッチ素子をオンさせることを特
徴とする。
タ制御方法は、請求項１の発明において、前記第１のス
イッチ素子の素子電圧または前記第２のスイッチ素子の
素子電圧が一定値以下の状態で、前記第１のスイッチ素
子または前記第２のスイッチ素子をオンさせることを特
徴とする。
【００２１】請求項３の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバー
タ制御方法においては、請求項１の発明の作用に加え、
第１のスイッチ素子の素子電圧または第２のスイッチ素
子の素子電圧が一定値以下か否かを確認し、一定値以下
の場合に初めて、第１のスイッチ素子または第２のスイ
ッチ素子をオンさせる。これにより、ソフトスイッチン
グを確実にする。
タ制御方法においては、請求項１の発明の作用に加え、
第１のスイッチ素子の素子電圧または第２のスイッチ素
子の素子電圧が一定値以下か否かを確認し、一定値以下
の場合に初めて、第１のスイッチ素子または第２のスイ
ッチ素子をオンさせる。これにより、ソフトスイッチン
グを確実にする。
【００２２】請求項４の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバー
タ制御方法は、請求項１の発明において、前記共振用コ
ンデンサの電圧の極性方向に基づいて、前記第１のスイ
ッチ素子または前記第２のスイッチ素子のうち、オンオ
フ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッチ
素子とを決定することを特徴とする。
タ制御方法は、請求項１の発明において、前記共振用コ
ンデンサの電圧の極性方向に基づいて、前記第１のスイ
ッチ素子または前記第２のスイッチ素子のうち、オンオ
フ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッチ
素子とを決定することを特徴とする。
【００２３】請求項４の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバー
タ制御方法においては、請求項１の発明の作用に加え、
共振用コンデンサの電圧の極性方向に基づいて、オンオ
フ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッチ
素子とを決定する。スナバコンデンサの残留電荷がスイ
ッチ素子を流れない方向のスイッチ素子をオンオフ制御
するスイッチ素子として選択する。
タ制御方法においては、請求項１の発明の作用に加え、
共振用コンデンサの電圧の極性方向に基づいて、オンオ
フ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッチ
素子とを決定する。スナバコンデンサの残留電荷がスイ
ッチ素子を流れない方向のスイッチ素子をオンオフ制御
するスイッチ素子として選択する。
【００２４】請求項５の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバー
タ制御方法は、請求項１の発明において、前記共振用コ
ンデンサの充電電圧の極性を反転させ、前記第１のスイ
ッチ素子または前記第２のスイッチ素子のうち、オンオ
フ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッチ
素子を入れ換えることを特徴とする。
タ制御方法は、請求項１の発明において、前記共振用コ
ンデンサの充電電圧の極性を反転させ、前記第１のスイ
ッチ素子または前記第２のスイッチ素子のうち、オンオ
フ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッチ
素子を入れ換えることを特徴とする。
【００２５】請求項５の発明に係るＤＣ−ＤＣコンバー
タ制御方法においては、請求項１の発明の作用に加え、
第１のスイッチ素子または第２のスイッチ素子のうち、
オンオフ制御するスイッチ素子に対して、スナバコンデ
ンサの残留電荷が流れない方向に共振用コンデンサの充
電電圧の極性を反転させる。
タ制御方法においては、請求項１の発明の作用に加え、
第１のスイッチ素子または第２のスイッチ素子のうち、
オンオフ制御するスイッチ素子に対して、スナバコンデ
ンサの残留電荷が流れない方向に共振用コンデンサの充
電電圧の極性を反転させる。
【００２６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を説明
する。図１は本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの制御方法の説明図である。この第１の実
施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータは、図８に示し
たＤＣ−ＤＣコンバータと同一構成であるので、同一要
素には同一符号を付し重複する説明は省略する。
する。図１は本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの制御方法の説明図である。この第１の実
施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータは、図８に示し
たＤＣ−ＤＣコンバータと同一構成であるので、同一要
素には同一符号を付し重複する説明は省略する。
【００２７】図１（ａ）は、第１のスイッチ素子２ａと
第４のスイッチ素子２ｄとを共にオンして負荷９に電力
を供給している状態を示しており、また、図１（ｂ）
は、図１（ａ）の状態から第１のスイッチ素子２ａをオ
フし、その後に第４のスイッチ素子２ｄをオフとし、さ
らに第３のスイッチ素子２ｃをオンとした状態を示して
いる。
第４のスイッチ素子２ｄとを共にオンして負荷９に電力
を供給している状態を示しており、また、図１（ｂ）
は、図１（ａ）の状態から第１のスイッチ素子２ａをオ
フし、その後に第４のスイッチ素子２ｄをオフとし、さ
らに第３のスイッチ素子２ｃをオンとした状態を示して
いる。
【００２８】第１の実施の形態では、軽負荷時には第２
のスイッチ素子２ｂはオフ状態に維持し、第１のスイッ
チ素子２ａをオンオフ制御して負荷９に電力を供給す
る。この場合、第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッ
チ素子２ｄとを共にオンして負荷９に電力を供給し、第
１のスイッチ素子２ａをオフとした後に第４のスイッチ
素子２ｄをオフとし、次に第３のスイッチ素子２ｃをオ
ンとして、第１のスイッチ素子２ａのスナバコンデンサ
４ａに蓄積された残留電荷を放電させる。そして、以
下、この動作を繰り返し行い、軽負荷時に負荷９に電力
を供給すると共に、第１のスイッチ素子２ａのスナバコ
ンデンサ４ａに蓄積された残留電荷を放電させ、第１の
スイッチ素子２ａのソフトスイッチングを実現してい
る。
のスイッチ素子２ｂはオフ状態に維持し、第１のスイッ
チ素子２ａをオンオフ制御して負荷９に電力を供給す
る。この場合、第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッ
チ素子２ｄとを共にオンして負荷９に電力を供給し、第
１のスイッチ素子２ａをオフとした後に第４のスイッチ
素子２ｄをオフとし、次に第３のスイッチ素子２ｃをオ
ンとして、第１のスイッチ素子２ａのスナバコンデンサ
４ａに蓄積された残留電荷を放電させる。そして、以
下、この動作を繰り返し行い、軽負荷時に負荷９に電力
を供給すると共に、第１のスイッチ素子２ａのスナバコ
ンデンサ４ａに蓄積された残留電荷を放電させ、第１の
スイッチ素子２ａのソフトスイッチングを実現してい
る。
【００２９】図２は、本発明の第１の実施の形態に係る
ＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を適用した場合の動作波
形図である。
ＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を適用した場合の動作波
形図である。
【００３０】（１）期間Ｔ１
第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッチ素子２ｄとの
双方がオンしているときは、図１（ａ）に示すように直
流電源１からの電源電圧が変圧器５にかかる。従って、
変圧器５の一次巻線５ａから変圧器５の２次巻線５ｂに
電力が供給される。すなわち、変圧器５の１次巻線５ａ
に発生している電圧を２次巻線５ｂから整流器１５に入
力し、整流器１５の整流用ダイオード６ａ〜６ｄで整流
し、直流電圧として負荷９に印加する。これにより負荷
９に負荷電流が供給され、一次側に電流Ｉｃｒが流れ
る。なお、この負荷電流は、リアクトル７及びコンデン
サ８で平滑される。
双方がオンしているときは、図１（ａ）に示すように直
流電源１からの電源電圧が変圧器５にかかる。従って、
変圧器５の一次巻線５ａから変圧器５の２次巻線５ｂに
電力が供給される。すなわち、変圧器５の１次巻線５ａ
に発生している電圧を２次巻線５ｂから整流器１５に入
力し、整流器１５の整流用ダイオード６ａ〜６ｄで整流
し、直流電圧として負荷９に印加する。これにより負荷
９に負荷電流が供給され、一次側に電流Ｉｃｒが流れ
る。なお、この負荷電流は、リアクトル７及びコンデン
サ８で平滑される。
【００３１】２次側に供給される負荷電流は第１のスイ
ッチ素子２ａと第４のスイッチ素子２ｄのオン重なり期
間で制御される。つまり、第１のスイッチ素子２ａをオ
ンした後に第４のスイッチ素子２ｄをオンし、そのオン
の重なり期間を制御する。なお、共振用コンデンサ１０
の電圧Ｖｃｒは、低負荷電流であるのでほぼ一定となっ
ている。
ッチ素子２ａと第４のスイッチ素子２ｄのオン重なり期
間で制御される。つまり、第１のスイッチ素子２ａをオ
ンした後に第４のスイッチ素子２ｄをオンし、そのオン
の重なり期間を制御する。なお、共振用コンデンサ１０
の電圧Ｖｃｒは、低負荷電流であるのでほぼ一定となっ
ている。
【００３２】また、第１のスイッチ素子２ａのスナバコ
ンデンサ４ａの電圧Ｖｓ１は、第１のスイッチ素子２ａ
がオンしていることからほぼゼロであり、一方、第２の
スイッチ素子２ｂのスナバコンデンサ４ｂの電圧Ｖｓ２
は、第２のスイッチ素子２ｂがオフしていることからほ
ぼ直流電源電圧Ｖｃｃとなっている。
ンデンサ４ａの電圧Ｖｓ１は、第１のスイッチ素子２ａ
がオンしていることからほぼゼロであり、一方、第２の
スイッチ素子２ｂのスナバコンデンサ４ｂの電圧Ｖｓ２
は、第２のスイッチ素子２ｂがオフしていることからほ
ぼ直流電源電圧Ｖｃｃとなっている。
【００３３】（２）期間Ｔ２
期間Ｔ１では第１のスイッチ素子２ａはスナバコンデン
サ４ａの電圧Ｖｓ１がゼロであるので、時点ｔ１で第１
のスイッチ素子２ａをオフしたとすると、第１のスイッ
チ素子２ａはゼロ電圧ターンオフとなる。第１のスイッ
チ素子２ａをオフすると、スナバコンデンサ４ａには直
流電源電圧Ｖｃｃが印加されるので、スナバコンデンサ
４ａは充電を開始すると共に、スナバコンデンサ４ｂは
放電を開始する。
サ４ａの電圧Ｖｓ１がゼロであるので、時点ｔ１で第１
のスイッチ素子２ａをオフしたとすると、第１のスイッ
チ素子２ａはゼロ電圧ターンオフとなる。第１のスイッ
チ素子２ａをオフすると、スナバコンデンサ４ａには直
流電源電圧Ｖｃｃが印加されるので、スナバコンデンサ
４ａは充電を開始すると共に、スナバコンデンサ４ｂは
放電を開始する。
【００３４】この場合、低負荷電流であるので、スナバ
コンデンサ４ａが完全に直電源電圧Ｖｃｃまで充電さ
れ、スナバコンデンサ４ｂがゼロまで放電される前に共
振が終了する。共振が終了すると共振電流はゼロとな
り、電流Ｉｃｒはゼロとなる。この状態では、スナバコ
ンデンサ４ａの電圧Ｖｓ１は直流電源電圧Ｖｃｃより小
さい値（Ｖｃｃ＞Ｖｓ１）となり、スナバコンデンサ４
ｂの電圧Ｖｓ２は（Ｖｓ２＝Ｖｃｃ一Ｖｓ１）となる。
つまり、スナバコンデンサ４ａ、４ｂの双方に電荷が蓄
積された状態となる。
コンデンサ４ａが完全に直電源電圧Ｖｃｃまで充電さ
れ、スナバコンデンサ４ｂがゼロまで放電される前に共
振が終了する。共振が終了すると共振電流はゼロとな
り、電流Ｉｃｒはゼロとなる。この状態では、スナバコ
ンデンサ４ａの電圧Ｖｓ１は直流電源電圧Ｖｃｃより小
さい値（Ｖｃｃ＞Ｖｓ１）となり、スナバコンデンサ４
ｂの電圧Ｖｓ２は（Ｖｓ２＝Ｖｃｃ一Ｖｓ１）となる。
つまり、スナバコンデンサ４ａ、４ｂの双方に電荷が蓄
積された状態となる。
【００３５】（３）期間Ｔ３
時点ｔ２で第４のスイッチ素子２ｄをオフし、その後に
第３のスイッチ素子２ｃをオンする。このとき、両スイ
ッチ素子２ｄ、２ｃには電流は流れていないので、ゼロ
電流スイッチングとなる。
第３のスイッチ素子２ｃをオンする。このとき、両スイ
ッチ素子２ｄ、２ｃには電流は流れていないので、ゼロ
電流スイッチングとなる。
【００３６】第３のスイッチ素子２ｃをオンすると、ス
ナバコンデンサ４ｂに直流電源電圧Ｖｃｃが印加される
のでスナバコンデンサ４ｂへの充電電流が流れ、また、
スナバコンデンサ４ａからの放電が開始される。すなわ
ち、第３のスイッチ素子２ｃのオンにより、スナバコン
デンサ４ｂへの充電電流及びスナバコンデンサ４ａの放
電電流が変圧器５の１次巻線５ａに流れ、２次側にそれ
に比例した負荷電流が流れる。この場合の電流Ｉｃｒの
向きは期間Ｔ１のときの逆向きとなる。
ナバコンデンサ４ｂに直流電源電圧Ｖｃｃが印加される
のでスナバコンデンサ４ｂへの充電電流が流れ、また、
スナバコンデンサ４ａからの放電が開始される。すなわ
ち、第３のスイッチ素子２ｃのオンにより、スナバコン
デンサ４ｂへの充電電流及びスナバコンデンサ４ａの放
電電流が変圧器５の１次巻線５ａに流れ、２次側にそれ
に比例した負荷電流が流れる。この場合の電流Ｉｃｒの
向きは期間Ｔ１のときの逆向きとなる。
【００３７】これにより、スナバコンデンサ４ｂの電圧
Ｖｓ２が直流電源電圧値Ｖｃｃになり、スナバコンデン
サ４ａの電圧がゼロとなった時点ｔ３で、一次側の電流
Ｉｃｒは逆導通ダイオード３ａ及び第３のスイッチ素子
２ｃを通って還流する。電流Ｉｃｒはスナバコンデンサ
４ｂヘの充電電流と低電流であるため、共振用コンデン
サ１０の充電電圧Ｖｃｒはほぼ一定で期間Ｔ１と変化は
ない。このように、第１の実施の形態では、軽負荷時の
低負荷電流において、第１のスイッチ素子２ａと第２の
スイッチ素子２ｂとのうち一方をオフ継続し、他方のみ
をスイッチングさせることで、スナバコンデンサ４ａ、
４ｂの充放電による電圧変動を、この低負荷電流値で充
放電可能な直流電源電圧Ｖｃｃ以下の電圧とすることが
できる。これにより、低電流においても第１のスイッチ
素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとのうちスイッチン
グしているスイッチ素子をソフトスイッチングさせるこ
とができる。
Ｖｓ２が直流電源電圧値Ｖｃｃになり、スナバコンデン
サ４ａの電圧がゼロとなった時点ｔ３で、一次側の電流
Ｉｃｒは逆導通ダイオード３ａ及び第３のスイッチ素子
２ｃを通って還流する。電流Ｉｃｒはスナバコンデンサ
４ｂヘの充電電流と低電流であるため、共振用コンデン
サ１０の充電電圧Ｖｃｒはほぼ一定で期間Ｔ１と変化は
ない。このように、第１の実施の形態では、軽負荷時の
低負荷電流において、第１のスイッチ素子２ａと第２の
スイッチ素子２ｂとのうち一方をオフ継続し、他方のみ
をスイッチングさせることで、スナバコンデンサ４ａ、
４ｂの充放電による電圧変動を、この低負荷電流値で充
放電可能な直流電源電圧Ｖｃｃ以下の電圧とすることが
できる。これにより、低電流においても第１のスイッチ
素子２ａと第２のスイッチ素子２ｂとのうちスイッチン
グしているスイッチ素子をソフトスイッチングさせるこ
とができる。
【００３８】さらに、変圧器５の１次側から２次側への
電力供給は、第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッチ
素子２ｄのオン重なりによる供給と、スナバコンデンサ
４ａ、４ｂヘの充放電による供給が半周期ごとに行われ
るので、第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッチ素子
２ｄ、及び第２のスイッチ素子２ｂと第３のスイッチ素
子２ｃとのオン重なりによる電力供給の場合と比較し
て、より低電力を２次側へ供給可能となる。これによ
り、軽負荷時においても負荷電圧を一定に制御すること
ができる。
電力供給は、第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッチ
素子２ｄのオン重なりによる供給と、スナバコンデンサ
４ａ、４ｂヘの充放電による供給が半周期ごとに行われ
るので、第１のスイッチ素子２ａと第４のスイッチ素子
２ｄ、及び第２のスイッチ素子２ｂと第３のスイッチ素
子２ｃとのオン重なりによる電力供給の場合と比較し
て、より低電力を２次側へ供給可能となる。これによ
り、軽負荷時においても負荷電圧を一定に制御すること
ができる。
【００３９】次に、本発明の第２の実施の形態を説明す
る。図３は本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣ
コンバータの制御方法の説明図である。この第２の実施
の形態は、軽負荷時においては、第１のスイッチ素子２
ａと第２のスイッチ素子２ｂとの双方をオフ状態に維持
し、第３のスイッチ素子２ｃと第４のスイッチ素子２ｄ
とを交互にオンオフ制御して、第１のスイッチ素子２ａ
のスナバコンデンサ４ａや第２のスイッチ素子２ｂのス
ナバコンデンサ４ｂを介して負荷９に電力を供給するよ
うにしたものである。 第２の実施の形態におけるＤＣ
−ＤＣコンバータは、図８に示したＤＣ−ＤＣコンバー
タと同一構成であるので、同一要素には同一符号を付し
重複する説明は省略する。
る。図３は本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣ
コンバータの制御方法の説明図である。この第２の実施
の形態は、軽負荷時においては、第１のスイッチ素子２
ａと第２のスイッチ素子２ｂとの双方をオフ状態に維持
し、第３のスイッチ素子２ｃと第４のスイッチ素子２ｄ
とを交互にオンオフ制御して、第１のスイッチ素子２ａ
のスナバコンデンサ４ａや第２のスイッチ素子２ｂのス
ナバコンデンサ４ｂを介して負荷９に電力を供給するよ
うにしたものである。 第２の実施の形態におけるＤＣ
−ＤＣコンバータは、図８に示したＤＣ−ＤＣコンバー
タと同一構成であるので、同一要素には同一符号を付し
重複する説明は省略する。
【００４０】図３（ａ）は、第１のスイッチ素子２ａと
第２のスイッチ素子２ｂとを共にオフ状態にし、第４の
スイッチ素子をオンにして負荷９に電力を供給している
状態を示しており、また、図３（ｂ）は、図３（ａ）の
状態から第４のスイッチ素子２ｄをオフし、その後に第
３のスイッチ素子２ｃをオンにして負荷９に電力を供給
している状態を示している。
第２のスイッチ素子２ｂとを共にオフ状態にし、第４の
スイッチ素子をオンにして負荷９に電力を供給している
状態を示しており、また、図３（ｂ）は、図３（ａ）の
状態から第４のスイッチ素子２ｄをオフし、その後に第
３のスイッチ素子２ｃをオンにして負荷９に電力を供給
している状態を示している。
【００４１】図４は、本発明の第２の実施の形態に係る
ＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を適用した場合の動作波
形図である。いま、時点ｔ１で第４のスイッチ素子２ｄ
をオンしたとすると、第１のスイッチスイッチ素子２ａ
のスナバコンデンサ４ａに直流電源電圧Ｖｃｃが印加さ
れるので、スナバコンデンサ４ａは充電を開始し、一
方、第２のスイッチスイッチ素子２ｂのスナバコンデン
サ４ｂはゼロ電圧となるので、放電を開始する。この場
合の充放電電流は電流Ｉｃｒとして変圧器５の一次巻線
５ａに流れる。この電流Ｉｃｒに比例して変圧器５の２
次側に負荷電流が流れる。
ＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を適用した場合の動作波
形図である。いま、時点ｔ１で第４のスイッチ素子２ｄ
をオンしたとすると、第１のスイッチスイッチ素子２ａ
のスナバコンデンサ４ａに直流電源電圧Ｖｃｃが印加さ
れるので、スナバコンデンサ４ａは充電を開始し、一
方、第２のスイッチスイッチ素子２ｂのスナバコンデン
サ４ｂはゼロ電圧となるので、放電を開始する。この場
合の充放電電流は電流Ｉｃｒとして変圧器５の一次巻線
５ａに流れる。この電流Ｉｃｒに比例して変圧器５の２
次側に負荷電流が流れる。
【００４２】そして、スナバコンデンサ４ａが充電を終
了してスナバコンデンサ４ａの電圧Ｖｓ１が直流電源電
圧Ｖｃｃとなり、スナバコンデンサ４ｂが放電を終了し
てスナバコンデンサ４ｂの電圧Ｖｓ２がゼロとなると、
電流Ｉｃｒはゼロとなる。
了してスナバコンデンサ４ａの電圧Ｖｓ１が直流電源電
圧Ｖｃｃとなり、スナバコンデンサ４ｂが放電を終了し
てスナバコンデンサ４ｂの電圧Ｖｓ２がゼロとなると、
電流Ｉｃｒはゼロとなる。
【００４３】次に、第４のスイッチ素子２ｄをオフし、
その後の時点ｔ２で第３のスイッチ素子２ｃをオンする
と、第２のスイッチスイッチ素子２ｂのスナバコンデン
サ４ｂに直流電源電圧Ｖｃｃが印加される。従って、ス
ナバコンデンサ４ｂは充電を開始する。一方、第１のス
イッチスイッチ素子２ａのスナバコンデンサ４ａはゼロ
電圧となるので放電を開始する。この場合の充放電電流
は電流Ｉｃｒとして変圧器５の一次巻線５ａに流れる。
この電流Ｉｃｒは逆向きとなる。そして、この電流Ｉｃ
ｒに比例して変圧器５の２次側に負荷電流が流れる。
その後の時点ｔ２で第３のスイッチ素子２ｃをオンする
と、第２のスイッチスイッチ素子２ｂのスナバコンデン
サ４ｂに直流電源電圧Ｖｃｃが印加される。従って、ス
ナバコンデンサ４ｂは充電を開始する。一方、第１のス
イッチスイッチ素子２ａのスナバコンデンサ４ａはゼロ
電圧となるので放電を開始する。この場合の充放電電流
は電流Ｉｃｒとして変圧器５の一次巻線５ａに流れる。
この電流Ｉｃｒは逆向きとなる。そして、この電流Ｉｃ
ｒに比例して変圧器５の２次側に負荷電流が流れる。
【００４４】そして、スナバコンデンサ４ｂが充電を終
了してスナバコンデンサ４ｂの電圧Ｖｓ１２直流電源電
圧Ｖｃｃとなり、スナバコンデンサ４ａが放電を終了し
てスナバコンデンサ４ａの電圧Ｖｓ１がゼロとなると電
流Ｉｃｒはゼロとなる。
了してスナバコンデンサ４ｂの電圧Ｖｓ１２直流電源電
圧Ｖｃｃとなり、スナバコンデンサ４ａが放電を終了し
てスナバコンデンサ４ａの電圧Ｖｓ１がゼロとなると電
流Ｉｃｒはゼロとなる。
【００４５】このように、第２の実施の形態では、軽負
荷時の低負荷電流において、第１のスイッチ素子２ａと
第２のスイッチ素子２ｂとをオフ継続させ、第３のスイ
ッチ素子２ｃ及び第４のスイッチ素子２ｄのみをスイッ
チングする。これにより、変圧器５の１次側から２次側
への電力供給は、第３のスイッチ素子２ｃ及び第４のス
イッチ素子２ｄのスイッチングによるスナバコンデンサ
４ａ、４ｂの充放電により行われる。
荷時の低負荷電流において、第１のスイッチ素子２ａと
第２のスイッチ素子２ｂとをオフ継続させ、第３のスイ
ッチ素子２ｃ及び第４のスイッチ素子２ｄのみをスイッ
チングする。これにより、変圧器５の１次側から２次側
への電力供給は、第３のスイッチ素子２ｃ及び第４のス
イッチ素子２ｄのスイッチングによるスナバコンデンサ
４ａ、４ｂの充放電により行われる。
【００４６】従って、全周期が、第１のスイッチ素子２
ａと第４のスイッチ素子２ｄ、及び第２のスイッチ素子
２ｂと第３のスイッチ素子２ｃとのオン重なりによる電
力供給の場合と比較して、より低電力を２次側へ供給可
能となる。これにより、軽負荷時においても負荷電圧を
一定に制御することができる。また、第１のスイッチ素
子２ａ及び第２のスイッチ素子２ｂはスイッチングさせ
ないので、両スイッチ素子による損失は一切発生しな
い。
ａと第４のスイッチ素子２ｄ、及び第２のスイッチ素子
２ｂと第３のスイッチ素子２ｃとのオン重なりによる電
力供給の場合と比較して、より低電力を２次側へ供給可
能となる。これにより、軽負荷時においても負荷電圧を
一定に制御することができる。また、第１のスイッチ素
子２ａ及び第２のスイッチ素子２ｂはスイッチングさせ
ないので、両スイッチ素子による損失は一切発生しな
い。
【００４７】次に、本発明の第３の実施の形態を説明す
る。図５は本発明の第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣ
コンバータの制御方法の説明図である。この第３の実施
の形態は、第１の実施の形態に対し、第１のスイッチ素
子２ａの素子電圧Ｖｓ１または第２のスイッチ素子２ｂ
の素子電圧Ｖｓ２が一定値以下か否かを確認し、一定値
以下の場合に初めて、第１のスイッチ素子２ａまたは第
２のスイッチ素子２ｂをオンさせるようにしたものであ
る。
る。図５は本発明の第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣ
コンバータの制御方法の説明図である。この第３の実施
の形態は、第１の実施の形態に対し、第１のスイッチ素
子２ａの素子電圧Ｖｓ１または第２のスイッチ素子２ｂ
の素子電圧Ｖｓ２が一定値以下か否かを確認し、一定値
以下の場合に初めて、第１のスイッチ素子２ａまたは第
２のスイッチ素子２ｂをオンさせるようにしたものであ
る。
【００４８】図５に示すように、第１のスイッチ素子２
ａをオンさせるゲート信号はゲート回路１２ａからＡＮ
Ｄ回路１６ａを介して第１のスイッチ素子２ａに出力さ
れ、同様に、第２のスイッチ素子２ｂをオンさせるゲー
ト信号はゲート回路１２ｂからＡＮＤ回路１６ｂを介し
て第２のスイッチ素子２ｂに出力される。
ａをオンさせるゲート信号はゲート回路１２ａからＡＮ
Ｄ回路１６ａを介して第１のスイッチ素子２ａに出力さ
れ、同様に、第２のスイッチ素子２ｂをオンさせるゲー
ト信号はゲート回路１２ｂからＡＮＤ回路１６ｂを介し
て第２のスイッチ素子２ｂに出力される。
【００４９】比較器１３ａは第１のスイッチ素子２ａの
素子電圧Ｖｓ１（スナバコンデンサ４ａの電圧）と予め
設定された設定値と比較し、素子電圧Ｖｓ１がその設定
値以下である場合にＡＮＤ回路１６ａに論理値「１」の
信号を出力し、ゲート回路１２ａからのゲート信号の出
力を許可する。同様に、比較器１３ｂは第２のスイッチ
素子２ｂの素子電圧Ｖｓ２（スナバコンデンサ４ｂの電
圧）と予め設定された設定値と比較し、素子電圧Ｖｓ２
がその設定値以下である場合にＡＮＤ回路１６ｂに論理
値「１」の信号を出力し、ゲート回路１２ｂからのゲー
ト信号の出力を許可する。この場合の設定値としては、
スナバコンデンサ４ａ、４ｂがほぼ完全に放電したとみ
なせる素子電圧とする。
素子電圧Ｖｓ１（スナバコンデンサ４ａの電圧）と予め
設定された設定値と比較し、素子電圧Ｖｓ１がその設定
値以下である場合にＡＮＤ回路１６ａに論理値「１」の
信号を出力し、ゲート回路１２ａからのゲート信号の出
力を許可する。同様に、比較器１３ｂは第２のスイッチ
素子２ｂの素子電圧Ｖｓ２（スナバコンデンサ４ｂの電
圧）と予め設定された設定値と比較し、素子電圧Ｖｓ２
がその設定値以下である場合にＡＮＤ回路１６ｂに論理
値「１」の信号を出力し、ゲート回路１２ｂからのゲー
ト信号の出力を許可する。この場合の設定値としては、
スナバコンデンサ４ａ、４ｂがほぼ完全に放電したとみ
なせる素子電圧とする。
【００５０】このように、第３の実施の形態では、第１
のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂの素
子電圧Ｖｓ１、Ｖｓ２を検出し、素子電圧Ｖｓ１、Ｖｓ
２が設定値以下となるまで、ゲート回路１２ａ、１２ｂ
からのオンゲート信号があったとしてもオンさせない。
これにより、図２に示す時点ｔ３以降に、第１のスイッ
チ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂがオンするこ
とになる。これにより、第１のスイッチ素子２ａまたは
第２のスイッチ素子２ｂのターンオン時において、確実
にソフトスイッチングさせることができる。
のスイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂの素
子電圧Ｖｓ１、Ｖｓ２を検出し、素子電圧Ｖｓ１、Ｖｓ
２が設定値以下となるまで、ゲート回路１２ａ、１２ｂ
からのオンゲート信号があったとしてもオンさせない。
これにより、図２に示す時点ｔ３以降に、第１のスイッ
チ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂがオンするこ
とになる。これにより、第１のスイッチ素子２ａまたは
第２のスイッチ素子２ｂのターンオン時において、確実
にソフトスイッチングさせることができる。
【００５１】次に、本発明の第４の実施の形態を説明す
る。図６は本発明の第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣ
コンバータの制御方法の説明図である。この第４の実施
の形態は、第１の実施の形態に対し、共振用コンデンサ
１０の電圧Ｖｃｒの極性方向に基づいて、第１のスイッ
チ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂのうち、オン
オフ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッ
チ素子とを決定するようにしたものである。
る。図６は本発明の第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣ
コンバータの制御方法の説明図である。この第４の実施
の形態は、第１の実施の形態に対し、共振用コンデンサ
１０の電圧Ｖｃｒの極性方向に基づいて、第１のスイッ
チ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂのうち、オン
オフ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持するスイッ
チ素子とを決定するようにしたものである。
【００５２】図６に示すように、ゲート回路１２ａ、１
２ｂに対し、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性
が入力されている。ゲート回路１２ａでは、共振用コン
デンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性が、第１のスイッチ素子
２ａがオンしたときにスナバコンデンサ４ａの残留電荷
が第１のスイッチ素子２ａを流れない方向であるとき
に、第１のスイッチ素子２ａをオンオフ制御するスイッ
チ素子として選択する。一方、共振用コンデンサ１０の
電圧Ｖｃｒの極性が、第１のスイッチ素子２ａがオンし
たときにスナバコンデンサ４ａの残留電荷が第１のスイ
ッチ素子２ａを流れる方向であるときには、第１のスイ
ッチ素子２ａはオフ状態を維持するスイッチ素子と判断
する。
２ｂに対し、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性
が入力されている。ゲート回路１２ａでは、共振用コン
デンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性が、第１のスイッチ素子
２ａがオンしたときにスナバコンデンサ４ａの残留電荷
が第１のスイッチ素子２ａを流れない方向であるとき
に、第１のスイッチ素子２ａをオンオフ制御するスイッ
チ素子として選択する。一方、共振用コンデンサ１０の
電圧Ｖｃｒの極性が、第１のスイッチ素子２ａがオンし
たときにスナバコンデンサ４ａの残留電荷が第１のスイ
ッチ素子２ａを流れる方向であるときには、第１のスイ
ッチ素子２ａはオフ状態を維持するスイッチ素子と判断
する。
【００５３】同様に、ゲート回路１２ｂでは、共振用コ
ンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性が、第２のスイッチ素
子２ｂがオンしたときにスナバコンデンサ４ｂの残留電
荷が第２のスイッチ素子２ｂを流れない方向であるとき
に、第２のスイッチ素子２ｂをオンオフ制御するスイッ
チ素子として選択する。一方、共振用コンデンサ１０の
電圧Ｖｃｒの極性が、第２のスイッチ素子２ｂがオンし
たときにスナバコンデンサ４ｂの残留電荷が第２のスイ
ッチ素子２ｂを流れる方向であるときには、第２のスイ
ッチ素子はオフ状態を維持するスイッチ素子と判断す
る。
ンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性が、第２のスイッチ素
子２ｂがオンしたときにスナバコンデンサ４ｂの残留電
荷が第２のスイッチ素子２ｂを流れない方向であるとき
に、第２のスイッチ素子２ｂをオンオフ制御するスイッ
チ素子として選択する。一方、共振用コンデンサ１０の
電圧Ｖｃｒの極性が、第２のスイッチ素子２ｂがオンし
たときにスナバコンデンサ４ｂの残留電荷が第２のスイ
ッチ素子２ｂを流れる方向であるときには、第２のスイ
ッチ素子はオフ状態を維持するスイッチ素子と判断す
る。
【００５４】このように、第４の実施の形態では、第１
の実施の形態でのＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を実現
するにあたって、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの
極性を検出し、共振用コンデンサ１０の充電電圧方向に
より、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２
ｂとのうちオフ状態を継続するスイッチ素子及びスイッ
チングを継続するスイッチ素子を決定する。これによ
り、ＤＣ−ＤＣコンバータが軽負荷時に動作を開始する
場合に、スイッチングを継続するスイッチ素子に対しソ
フトスイッチングを実現できる。
の実施の形態でのＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を実現
するにあたって、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの
極性を検出し、共振用コンデンサ１０の充電電圧方向に
より、第１のスイッチ素子２ａと第２のスイッチ素子２
ｂとのうちオフ状態を継続するスイッチ素子及びスイッ
チングを継続するスイッチ素子を決定する。これによ
り、ＤＣ−ＤＣコンバータが軽負荷時に動作を開始する
場合に、スイッチングを継続するスイッチ素子に対しソ
フトスイッチングを実現できる。
【００５５】次に、本発明の第５の実施の形態を説明す
る。図７は本発明の第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣ
コンバータの制御方法の説明図である。この第５の実施
の形態は、第１の実施の形態に対し、軽負荷時のＤＣ−
ＤＣコンバータの動作を開始するにあたり、共振用コン
デンサ１０の充電電圧Ｖｃｒの極性を反転させ、第１の
スイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂのう
ち、オンオフ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持す
るスイッチ素子を入れ換えるようにしたものである。
る。図７は本発明の第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣ
コンバータの制御方法の説明図である。この第５の実施
の形態は、第１の実施の形態に対し、軽負荷時のＤＣ−
ＤＣコンバータの動作を開始するにあたり、共振用コン
デンサ１０の充電電圧Ｖｃｒの極性を反転させ、第１の
スイッチ素子２ａまたは第２のスイッチ素子２ｂのう
ち、オンオフ制御するスイッチ素子とオフ状態を維持す
るスイッチ素子を入れ換えるようにしたものである。
【００５６】図７に示すように、ゲート回路１２ａ、１
２ｂに対し、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性
が入力されている。また、共振用コンデンサ１０には並
列に電圧反転回路１４が接続されている。
２ｂに対し、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性
が入力されている。また、共振用コンデンサ１０には並
列に電圧反転回路１４が接続されている。
【００５７】電圧反転回路１４では、第１のスイッチ素
子２ａをオンオフ制御するスイッチ素子として選択する
場合には、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性
を、第１のスイッチ素子２ａがオンしたときにスナバコ
ンデンサ４ａの残留電荷が第１のスイッチ素子２ａを流
れない方向とする。同様に、第２のスイッチ素子２ｂを
オンオフ制御するスイッチ素子として選択する場合に
は、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性を、第２
のスイッチ素子２ｂがオンしたときにスナバコンデンサ
４ｂの残留電荷が第２のスイッチ素子２ｂを流れない方
向とする。
子２ａをオンオフ制御するスイッチ素子として選択する
場合には、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性
を、第１のスイッチ素子２ａがオンしたときにスナバコ
ンデンサ４ａの残留電荷が第１のスイッチ素子２ａを流
れない方向とする。同様に、第２のスイッチ素子２ｂを
オンオフ制御するスイッチ素子として選択する場合に
は、共振用コンデンサ１０の電圧Ｖｃｒの極性を、第２
のスイッチ素子２ｂがオンしたときにスナバコンデンサ
４ｂの残留電荷が第２のスイッチ素子２ｂを流れない方
向とする。
【００５８】このように、第５の実施の形態では、第１
の実施の形態でのＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を実現
するにあたって、共振用コンデンサ１０の充電電圧方向
を電圧反転回路１４で反転させ、第１のスイッチ素子２
ａと第２のスイッチ素子２ｂとのうちオフ状態を継続す
るスイッチ素子及びスイッチングを継続するスイッチ素
子を入れ換える。これにより、軽負荷時のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの動作において、第１のスイッチ素子２ａと第
２のスイッチ素子２ｂとの切り換えが可能となり、双方
のスイッチ素子２ａ、２ｂの使用頻度を平均化できる。
の実施の形態でのＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法を実現
するにあたって、共振用コンデンサ１０の充電電圧方向
を電圧反転回路１４で反転させ、第１のスイッチ素子２
ａと第２のスイッチ素子２ｂとのうちオフ状態を継続す
るスイッチ素子及びスイッチングを継続するスイッチ素
子を入れ換える。これにより、軽負荷時のＤＣ−ＤＣコ
ンバータの動作において、第１のスイッチ素子２ａと第
２のスイッチ素子２ｂとの切り換えが可能となり、双方
のスイッチ素子２ａ、２ｂの使用頻度を平均化できる。
【００５９】
【発明の効果】以上の説明のように、本発明によれば、
軽負荷時の低負荷電流においてもスイッチ素子のソフト
スイッチングが可能となり、また、適正に負荷電圧を一
定に制御することができる。
軽負荷時の低負荷電流においてもスイッチ素子のソフト
スイッチングが可能となり、また、適正に負荷電圧を一
定に制御することができる。
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコ
ンバータの制御方法の説明図。
ンバータの制御方法の説明図。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコ
ンバータ制御方法を適用した場合の動作波形図。
ンバータ制御方法を適用した場合の動作波形図。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコ
ンバータの制御方法の説明図。
ンバータの制御方法の説明図。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコ
ンバータ制御方法を適用した場合の動作波形図。
ンバータ制御方法を適用した場合の動作波形図。
【図５】本発明の第３の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコ
ンバータの制御方法の説明図。
ンバータの制御方法の説明図。
【図６】本発明の第４の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコ
ンバータの制御方法の説明図。
ンバータの制御方法の説明図。
【図７】本発明の第５の実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコ
ンバータの制御方法の説明図。
ンバータの制御方法の説明図。
【図８】従来の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成図。
【符号の説明】
１…直流電源、２ａ…第１のスイッチ素子、２ｂ…第２
のスイッチ素子、２ｃ…第３のスイッチ素子、２ｄ…第
４のスイッチ素子、３ａ〜３ｄ…逆導通ダイオード、４
ａ、４ｂ…スナバコンデンサ、５…変圧器、５ａ…１次
巻線、５ｂ…２次巻線、６ａ〜６ｄ…整流ダイオード、
７…リアクトル、８…コンデンサ、９…負荷、１０…共
振用コンデンサ、１１ａ、１１ｂ…共振用リアクトル、
１２ａ、１２ｂ…ゲート回路、１３ａ、１３ｂ…比較
器、１４ …電圧反転回路、１５…整流器、１６ａ、１
６ｂ…ＡＮＤ回路
のスイッチ素子、２ｃ…第３のスイッチ素子、２ｄ…第
４のスイッチ素子、３ａ〜３ｄ…逆導通ダイオード、４
ａ、４ｂ…スナバコンデンサ、５…変圧器、５ａ…１次
巻線、５ｂ…２次巻線、６ａ〜６ｄ…整流ダイオード、
７…リアクトル、８…コンデンサ、９…負荷、１０…共
振用コンデンサ、１１ａ、１１ｂ…共振用リアクトル、
１２ａ、１２ｂ…ゲート回路、１３ａ、１３ｂ…比較
器、１４ …電圧反転回路、１５…整流器、１６ａ、１
６ｂ…ＡＮＤ回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 吉良 浩忠
東京都府中市東芝町１番地 株式会社東芝
府中事業所内
Ｆターム(参考） 5H730 AA14 BB27 BB72 DD03 DD26
DD43 EE04 FD21 FD26 FG01
FG23
Claims (5)
- 【請求項１】 一方の端子が直流電源の正極に接続され
逆導通ダイオード及びスナバコンデンサが並列接続され
た第１のスイッチ素子と、一方の端子が直流電源の負極
に他方の端子が前記第１のスイッチ素子の他方の端子に
接続され逆導通ダイオード及びスナバコンデンサが並列
接続された第２のスイッチ素子と、一方の端子が直流電
源の正極に第１の共振用リアクタンスを介して接続され
逆導通ダイオードが並列接続された第３のスイッチ素子
と、一方の端子が直流電源の負極に第２の共振用リアク
タンスを介して他方の端子が前記第３のスイッチ素子の
他方の端子に接続され逆導通ダイオードが並列接続され
た第４のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子と前
記第２のスイッチ素子との第１の接続点と前記第３のス
イッチ素子と前記第４のスイッチ素子との第２の接続点
との間に接続された共振用コンデンサと、前記共振用コ
ンデンサと直列接続された変圧器の１次側巻線と、前記
変圧器の２次側巻線に接続され１次巻線からの電力を直
流に変換して負荷に直流を出力する整流器とから構成さ
れたＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１のスイッチ素子、
第２のスイッチ素子、第３のスイッチ素子、第４のスイ
ッチ素子をオンオフ制御して前記負荷への電力供給を制
御するＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法において、前記第
１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子とのいずれ
か一方のみをオンオフ制御し、他方はオフ状態を維持
し、前記負荷に電力を供給するようにしたことを特徴と
するＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法。 - 【請求項２】 一方の端子が直流電源の正極に接続され
逆導通ダイオード及びスナバコンデンサが並列接続され
た第１のスイッチ素子と、一方の端子が直流電源の負極
に他方の端子が前記第１のスイッチ素子の他方の端子に
接続され逆導通ダイオード及びスナバコンデンサが並列
接続された第２のスイッチ素子と、一方の端子が直流電
源の正極に第１の共振用リアクタンスを介して接続され
逆導通ダイオードが並列接続された第３のスイッチ素子
と、一方の端子が直流電源の負極に第２の共振用リアク
タンスを介して他方の端子が前記第３のスイッチ素子の
他方の端子に接続され逆導通ダイオードが並列接続され
た第４のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子と前
記第２のスイッチ素子との第１の接続点と前記第３のス
イッチ素子と前記第４のスイッチ素子との第２の接続点
との間に接続された共振用コンデンサと、前記共振用コ
ンデンサと直列接続された変圧器の１次側巻線と、前記
変圧器の２次側巻線に接続され１次巻線からの電力を直
流に変換して負荷に直流を出力する整流器とから構成さ
れたＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１のスイッチ素子、
第２のスイッチ素子、第３のスイッチ素子、第４のスイ
ッチ素子をオンオフ制御して前記負荷への電力供給を制
御するＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法において、前記第
１のスイッチ素子と前記第２のスイッチ素子との双方を
オフ状態に維持し、前記第３のスイッチ素子と前記第４
のスイッチ素子とを交互にオンオフ制御することを特徴
とするＤＣ−ＤＣコンバータ制御方法。 - 【請求項３】 前記第１のスイッチ素子の素子電圧また
は前記第２のスイッチ素子の素子電圧が一定値以下の状
態で、前記第１のスイッチ素子または前記第２のスイッ
チ素子をオンさせることを特徴とする請求項１記載のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ制御方法。 - 【請求項４】 前記共振用コンデンサの電圧の極性方向
に基づいて、前記第１のスイッチ素子または前記第２の
スイッチ素子のうち、オンオフ制御するスイッチ素子と
オフ状態を維持するスイッチ素子とを決定することを特
徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ制御方
法。 - 【請求項５】 前記共振用コンデンサの充電電圧の極性
を反転させ、前記第１のスイッチ素子または前記第２の
スイッチ素子のうち、オンオフ制御するスイッチ素子と
オフ状態を維持するスイッチ素子を入れ換えることを特
徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ制御方
法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001375858A JP3753978B2 (ja) | 2001-12-10 | 2001-12-10 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001375858A JP3753978B2 (ja) | 2001-12-10 | 2001-12-10 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003180075A true JP2003180075A (ja) | 2003-06-27 |
| JP3753978B2 JP3753978B2 (ja) | 2006-03-08 |
Family
ID=19184161
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001375858A Expired - Fee Related JP3753978B2 (ja) | 2001-12-10 | 2001-12-10 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ制御方法 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3753978B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009146955A (ja) * | 2007-12-11 | 2009-07-02 | Hitachi Computer Peripherals Co Ltd | 複合リアクトルおよび電源装置 |
| JP2011229396A (ja) * | 2011-08-04 | 2011-11-10 | Hitachi Computer Peripherals Co Ltd | 電源装置 |
| WO2011161729A1 (ja) * | 2010-06-25 | 2011-12-29 | 株式会社 日立製作所 | Ｄｃ－ｄｃコンバータ |
| JP2013240168A (ja) * | 2012-05-14 | 2013-11-28 | Ulvac Japan Ltd | 直列共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2014200173A (ja) * | 2014-07-29 | 2014-10-23 | 株式会社日立製作所 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| CN105048816A (zh) * | 2010-06-25 | 2015-11-11 | 株式会社日立制作所 | Dc-dc变换器 |
-
2001
- 2001-12-10 JP JP2001375858A patent/JP3753978B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009146955A (ja) * | 2007-12-11 | 2009-07-02 | Hitachi Computer Peripherals Co Ltd | 複合リアクトルおよび電源装置 |
| US9755524B2 (en) | 2010-06-25 | 2017-09-05 | Hitachi, Ltd. | DC-DC converter |
| CN105048816A (zh) * | 2010-06-25 | 2015-11-11 | 株式会社日立制作所 | Dc-dc变换器 |
| CN102959846A (zh) * | 2010-06-25 | 2013-03-06 | 株式会社日立制作所 | Dc-dc变换器 |
| JPWO2011161729A1 (ja) * | 2010-06-25 | 2013-08-19 | 株式会社日立製作所 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| EP3540927A1 (en) * | 2010-06-25 | 2019-09-18 | Hitachi, Ltd. | Dc-dc converter |
| KR101395487B1 (ko) | 2010-06-25 | 2014-05-14 | 가부시키가이샤 히타치세이사쿠쇼 | Dc-dc 컨버터 |
| WO2011161729A1 (ja) * | 2010-06-25 | 2011-12-29 | 株式会社 日立製作所 | Ｄｃ－ｄｃコンバータ |
| TWI467909B (zh) * | 2010-06-25 | 2015-01-01 | Hitachi Ltd | DC-DC converters and vehicles |
| JP5590124B2 (ja) * | 2010-06-25 | 2014-09-17 | 株式会社日立製作所 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US8934265B2 (en) | 2010-06-25 | 2015-01-13 | Hitachi, Ltd. | DC-DC converter |
| CN105048816B (zh) * | 2010-06-25 | 2018-02-09 | 株式会社日立制作所 | Dc‑dc变换器 |
| EP2587652A4 (en) * | 2010-06-25 | 2017-11-01 | Hitachi, Ltd. | Dc-dc converter |
| JP2011229396A (ja) * | 2011-08-04 | 2011-11-10 | Hitachi Computer Peripherals Co Ltd | 電源装置 |
| JP2013240168A (ja) * | 2012-05-14 | 2013-11-28 | Ulvac Japan Ltd | 直列共振型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2014200173A (ja) * | 2014-07-29 | 2014-10-23 | 株式会社日立製作所 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
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