JP2003018834A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 直流電力への変換の際の半導体スイッチ素子
の損失が少なく、高い力率を得ることができるスイッチ
ング電源回路を提供する。 【解決手段】 交流電圧が印加されるダイオードブリッ
ジＤ１〜Ｄ４と、この他端に接続されるリアクトルＬ１
と、これに接続される第１ダイオードＤ５と、第１ダイ
オードの他端が第１巻線に接続されるトランスＴＲと、
第１巻線の他端に通電路が接続される第１トランジスタ
Ｑ１と、リアクトルと第１ダイオードとに接続されるコ
ンデンサＣ４と、第３巻線の一端とコンデンサの他端と
に接続される第２ダイオードＤ７と、第２ダイオードの
他端が通電路に接続される第２トランジスタＱ２とを有
し、第１、第２のトランジスタを異なるタイミングでオ
ンオフするようにしたスイッチング電源回路。
の損失が少なく、高い力率を得ることができるスイッチ
ング電源回路を提供する。 【解決手段】 交流電圧が印加されるダイオードブリッ
ジＤ１〜Ｄ４と、この他端に接続されるリアクトルＬ１
と、これに接続される第１ダイオードＤ５と、第１ダイ
オードの他端が第１巻線に接続されるトランスＴＲと、
第１巻線の他端に通電路が接続される第１トランジスタ
Ｑ１と、リアクトルと第１ダイオードとに接続されるコ
ンデンサＣ４と、第３巻線の一端とコンデンサの他端と
に接続される第２ダイオードＤ７と、第２ダイオードの
他端が通電路に接続される第２トランジスタＱ２とを有
し、第１、第２のトランジスタを異なるタイミングでオ
ンオフするようにしたスイッチング電源回路。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、直流電圧源から
変圧器を介して負荷に直流電力を供給するスイッチング
電源回路に関し、特に力率が改善されたスイッチング電
源回路に関するものである。
変圧器を介して負荷に直流電力を供給するスイッチング
電源回路に関し、特に力率が改善されたスイッチング電
源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、商用交流電源からの交流電圧をダ
イオードブリッジ等の整流器を用いて直流電圧に変換
し、これを所望の直流電力へと変圧し波形整形して出力
するスイッチング電源回路が、多数、用いられている。
このようなスイッチング電源回路では、整流器で変換後
の直流電力を、変圧器の一次巻線を介してトランジスタ
等のスイッチング素子に供給し、このスイッチング素子
を一定のサイクルでこのオンオフさせることで、変圧器
の二次巻線に所望の波形の出力電圧を得、この出力電圧
を平滑処理することにより、最終的に希望する直流電力
を負荷へと供給することができる。
イオードブリッジ等の整流器を用いて直流電圧に変換
し、これを所望の直流電力へと変圧し波形整形して出力
するスイッチング電源回路が、多数、用いられている。
このようなスイッチング電源回路では、整流器で変換後
の直流電力を、変圧器の一次巻線を介してトランジスタ
等のスイッチング素子に供給し、このスイッチング素子
を一定のサイクルでこのオンオフさせることで、変圧器
の二次巻線に所望の波形の出力電圧を得、この出力電圧
を平滑処理することにより、最終的に希望する直流電力
を負荷へと供給することができる。
【０００３】ここで、従来のスイッチング電源回路とし
て、例えば、特許第３０８２８７３号公報が上げられ
る。図４は従来のスイッチング電源を示す回路図、図５
は図４に示されるスイッチング電源回路の動作を示すグ
ラフである。図４におけるスイッチング電源回路２は、
該特許とほぼ同様のスイッチング電源回路を示すもので
あり、交流電力が印加されるダイオードブリッジＤ１〜
Ｄ４と、このダイオードＤ１とＤ３との接続点に接続さ
れるリアクトルＬ１、この他端に接続されるダイオード
Ｄ５とが設けられている。更に、変圧のためのトランス
ＴＲは、入力側の一次巻線Ｎ１及び出力側の二次巻線Ｎ
２を有している。トランスＴＲの一次巻線Ｎ１の一端に
は、上述したダイオードＤ５の他端が接続されており、
更に電解コンデンサＣ１が接続されている。一次巻線Ｎ
１の他端には、主半導体スイッチであるスイッチング素
子として、トランジスタＱ１の導電路の一端が接続さ
れ、この他端が上述したダイオードブリッジのＤ４とＤ
２との接続点に接続されている。更にスナバコンデンサ
Ｃ４が、トランスＴＲの一次巻線Ｎ１の他端と上述した
リアクトルＬ１とコンデンサＤ５との接続点との間に設
けられている。同様にコンデンサＣ３が、トランジスタ
Ｑ１の導電路の一端と他端とに接続されている。
て、例えば、特許第３０８２８７３号公報が上げられ
る。図４は従来のスイッチング電源を示す回路図、図５
は図４に示されるスイッチング電源回路の動作を示すグ
ラフである。図４におけるスイッチング電源回路２は、
該特許とほぼ同様のスイッチング電源回路を示すもので
あり、交流電力が印加されるダイオードブリッジＤ１〜
Ｄ４と、このダイオードＤ１とＤ３との接続点に接続さ
れるリアクトルＬ１、この他端に接続されるダイオード
Ｄ５とが設けられている。更に、変圧のためのトランス
ＴＲは、入力側の一次巻線Ｎ１及び出力側の二次巻線Ｎ
２を有している。トランスＴＲの一次巻線Ｎ１の一端に
は、上述したダイオードＤ５の他端が接続されており、
更に電解コンデンサＣ１が接続されている。一次巻線Ｎ
１の他端には、主半導体スイッチであるスイッチング素
子として、トランジスタＱ１の導電路の一端が接続さ
れ、この他端が上述したダイオードブリッジのＤ４とＤ
２との接続点に接続されている。更にスナバコンデンサ
Ｃ４が、トランスＴＲの一次巻線Ｎ１の他端と上述した
リアクトルＬ１とコンデンサＤ５との接続点との間に設
けられている。同様にコンデンサＣ３が、トランジスタ
Ｑ１の導電路の一端と他端とに接続されている。
【０００４】このスイッチングトランジスタＱ１は、出
力電位に応じてオンオフのタイミングが制御されるタイ
ミング信号が供給され、このタイミングによりそのスイ
ッチングを行っている。
力電位に応じてオンオフのタイミングが制御されるタイ
ミング信号が供給され、このタイミングによりそのスイ
ッチングを行っている。
【０００５】更にトランスＴＲの出力側である二次巻線
Ｎ２は、その一端がダイオードＤ６に接続され、他端が
グランドに設置されている。更に、ダイオードＤ６の出
力は電解コンデンサＣ２の一端に接続され、出力電位Ｖ
０を図示しない負荷に供給している。又電解コンデンサ
Ｃ２の他端は接地されている。
Ｎ２は、その一端がダイオードＤ６に接続され、他端が
グランドに設置されている。更に、ダイオードＤ６の出
力は電解コンデンサＣ２の一端に接続され、出力電位Ｖ
０を図示しない負荷に供給している。又電解コンデンサ
Ｃ２の他端は接地されている。
【０００６】このようなスイッチング電源回路２におい
ては、図５のグラフに示すような動作タイミングによ
り、二次巻線Ｎ２側に、所望の直流電力を発生させ、こ
れを負荷に供給する。
ては、図５のグラフに示すような動作タイミングによ
り、二次巻線Ｎ２側に、所望の直流電力を発生させ、こ
れを負荷に供給する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うなスイッチング電源回路において、スイッチングトラ
ンジスタＱ１の動作タイミングに注目すると、半導体ス
イッチング素子の損失が生じてくるという問題がある。
すなわち、時刻Ｔ１にゲート電圧に応じてトランジスタ
Ｑ１がオンする。同時にコンデンサＣ３、Ｃ４を放電す
る電流がトランジスタＱ１に流れる。またトランジスタ
Ｑ１のドレイン電圧も立ち下がってくる。このトランジ
スタＱ１がオンする時に、トランジスタＱ１のドレイン
電流の立ち上がりとドレイン電圧の立ち下がりが重なっ
た部分がスイッチング損失として生じてくる。このスイ
ッチング損失がスイッチング電源回路の効率と力率の低
下の原因となるという問題がある。又更に、トランジス
タＱ１のドレイン電流の立ち下がりが、トランジスタＱ
１のドレイン電圧の立ち上がりと重複しているため、ト
ランジスタＱ１のオフ時のスイッチング損失として表れ
てきており、これも同様に効率と力率の低下を招くとい
う問題がある。
うなスイッチング電源回路において、スイッチングトラ
ンジスタＱ１の動作タイミングに注目すると、半導体ス
イッチング素子の損失が生じてくるという問題がある。
すなわち、時刻Ｔ１にゲート電圧に応じてトランジスタ
Ｑ１がオンする。同時にコンデンサＣ３、Ｃ４を放電す
る電流がトランジスタＱ１に流れる。またトランジスタ
Ｑ１のドレイン電圧も立ち下がってくる。このトランジ
スタＱ１がオンする時に、トランジスタＱ１のドレイン
電流の立ち上がりとドレイン電圧の立ち下がりが重なっ
た部分がスイッチング損失として生じてくる。このスイ
ッチング損失がスイッチング電源回路の効率と力率の低
下の原因となるという問題がある。又更に、トランジス
タＱ１のドレイン電流の立ち下がりが、トランジスタＱ
１のドレイン電圧の立ち上がりと重複しているため、ト
ランジスタＱ１のオフ時のスイッチング損失として表れ
てきており、これも同様に効率と力率の低下を招くとい
う問題がある。
【０００８】本発明は上述した事情に鑑み成されたもの
であり、複数のスイッチング素子を設けることで、スイ
ッチング素子の損失が少なく高い力率を得ることができ
るスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
であり、複数のスイッチング素子を設けることで、スイ
ッチング素子の損失が少なく高い力率を得ることができ
るスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、商用交流電源
からの交流電圧を整流し、直流電圧を出力するブリッジ
型整流回路と、前記ブリッジ型整流回路の直流電圧出力
端に接続されたリアクトル、及びこのリアクトルと直列
に接続された第１のダイオードとから成る直列回路と、
一次巻線、二次巻線、三次巻線を有し、一次巻線の一端
が前記直列回路を介して前記ブリッジ型整流回路の直流
電圧出力端に接続され、他端が三次巻線の一端に接続さ
れたトランスと、制御電極及び主導電路を有し、前記ト
ランスの一次巻線の他端と基準電位点との間に主導電路
が接続された第１のスイッチング素子と、制御電極及び
主導電路を有し、前記トランスの三次巻線の他端と基準
電位点との間に第２のダイオードを介して主導電路が接
続された第２のスイッチング素子と、前記第１のダイオ
ードと前記一次巻線との接続点と基準電位点間に接続さ
れた第１のコンデンサと、前記リアクトルと第１のダイ
オードとの接続点及び前記第２のダイオードと第２のス
イッチング素子との接続点間に接続された第２のコンデ
ンサと、前記トランスの二次巻線に接続された二次側整
流回路と、前記第１、第２のスイッチング素子の制御電
極に駆動信号を供給して前記第１、第２のスイッチング
素子を異なるタイミングでオンオフ駆動するとともに、
前記二次側整流回路からの電圧変化に応じて前記駆動信
号を制御するタイミング回路とを具備してなるスイッチ
ング電源回路である。
からの交流電圧を整流し、直流電圧を出力するブリッジ
型整流回路と、前記ブリッジ型整流回路の直流電圧出力
端に接続されたリアクトル、及びこのリアクトルと直列
に接続された第１のダイオードとから成る直列回路と、
一次巻線、二次巻線、三次巻線を有し、一次巻線の一端
が前記直列回路を介して前記ブリッジ型整流回路の直流
電圧出力端に接続され、他端が三次巻線の一端に接続さ
れたトランスと、制御電極及び主導電路を有し、前記ト
ランスの一次巻線の他端と基準電位点との間に主導電路
が接続された第１のスイッチング素子と、制御電極及び
主導電路を有し、前記トランスの三次巻線の他端と基準
電位点との間に第２のダイオードを介して主導電路が接
続された第２のスイッチング素子と、前記第１のダイオ
ードと前記一次巻線との接続点と基準電位点間に接続さ
れた第１のコンデンサと、前記リアクトルと第１のダイ
オードとの接続点及び前記第２のダイオードと第２のス
イッチング素子との接続点間に接続された第２のコンデ
ンサと、前記トランスの二次巻線に接続された二次側整
流回路と、前記第１、第２のスイッチング素子の制御電
極に駆動信号を供給して前記第１、第２のスイッチング
素子を異なるタイミングでオンオフ駆動するとともに、
前記二次側整流回路からの電圧変化に応じて前記駆動信
号を制御するタイミング回路とを具備してなるスイッチ
ング電源回路である。
【００１０】本発明は、第１トランジスタＱ１のスイッ
チング損失を低減させるための二つのコンデンサＣ３及
びＣ４の不本意な蓄電を、上述した第２トランジスタＱ
２を所望のタイミングでスイッチングすることにより、
放電させることができる。これにより、一つのトランジ
スタだけで変換処理を行っていた場合よりも、スイッチ
素子の損失を軽減することができるため、より高い効率
を可能とし、又力率を改善するスイッチング電源回路を
提供することができる。
チング損失を低減させるための二つのコンデンサＣ３及
びＣ４の不本意な蓄電を、上述した第２トランジスタＱ
２を所望のタイミングでスイッチングすることにより、
放電させることができる。これにより、一つのトランジ
スタだけで変換処理を行っていた場合よりも、スイッチ
素子の損失を軽減することができるため、より高い効率
を可能とし、又力率を改善するスイッチング電源回路を
提供することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、図面を用いてこの発明の実
施形態を詳細に説明する。
施形態を詳細に説明する。
【００１２】＜スイッチング電源回路の構成＞図１は本
発明に係るスイッチング電源回路の一例を示す回路図、
図２は本発明に係るスイッチング電源回路の動作の一例
を示すグラフ、図３は本発明に係るスイッチング電源回
路の動作の一例を示すグラフである。
発明に係るスイッチング電源回路の一例を示す回路図、
図２は本発明に係るスイッチング電源回路の動作の一例
を示すグラフ、図３は本発明に係るスイッチング電源回
路の動作の一例を示すグラフである。
【００１３】図１の本発明に係るスイッチング電源回路
１は、交流電力が印加されるダイオードブリッジＤ１〜
Ｄ４と、このダイオードＤ１とＤ３との接続点に接続さ
れるリアクトルＬ１、この他端に接続されるダイオード
Ｄ５とが設けられている。更に、変圧のためのトランス
ＴＲは、入力側の一次巻線Ｎ１、三次巻線Ｎ３及び出力
側の二次巻線Ｎ２を有している。トランスＴＲの入力側
の一次巻線Ｎ１の一端には、上述したダイオードＤ５の
他端が接続されており、更に電解コンデンサＣ１が接続
されている。一次巻線Ｎ１の他端には、スイッチング素
子としてトランジスタＱ１の導電路の一端が接続され、
この他端が上述したダイオードブリッジのＤ４とＤ２と
の接続点つまりアースに接続されている。
１は、交流電力が印加されるダイオードブリッジＤ１〜
Ｄ４と、このダイオードＤ１とＤ３との接続点に接続さ
れるリアクトルＬ１、この他端に接続されるダイオード
Ｄ５とが設けられている。更に、変圧のためのトランス
ＴＲは、入力側の一次巻線Ｎ１、三次巻線Ｎ３及び出力
側の二次巻線Ｎ２を有している。トランスＴＲの入力側
の一次巻線Ｎ１の一端には、上述したダイオードＤ５の
他端が接続されており、更に電解コンデンサＣ１が接続
されている。一次巻線Ｎ１の他端には、スイッチング素
子としてトランジスタＱ１の導電路の一端が接続され、
この他端が上述したダイオードブリッジのＤ４とＤ２と
の接続点つまりアースに接続されている。
【００１４】更に三次巻線Ｎ３の一端には、リアクトル
Ｌ２と、これに直列なダイオードＤ７が設けられてい
る。更にダイオードＤ７の他端と上述したリアクトルＬ
１とコンデンサＤ５との接続点との間にスナバコンデン
サＣ４が設けられている。同様にコンデンサＣ３が、ト
ランジスタＱ１の主導電路の一端と他端間に接続されて
いる。
Ｌ２と、これに直列なダイオードＤ７が設けられてい
る。更にダイオードＤ７の他端と上述したリアクトルＬ
１とコンデンサＤ５との接続点との間にスナバコンデン
サＣ４が設けられている。同様にコンデンサＣ３が、ト
ランジスタＱ１の主導電路の一端と他端間に接続されて
いる。
【００１５】更に本発明の特徴となる第２のスイッチン
グ素子であるトランジスタＱ２の導電路が、上述したダ
イオードＤ７の他端に接続されており、導電路の他端
が、ダイオードＤ２とＤ４との接続点に接続されてい
る。
グ素子であるトランジスタＱ２の導電路が、上述したダ
イオードＤ７の他端に接続されており、導電路の他端
が、ダイオードＤ２とＤ４との接続点に接続されてい
る。
【００１６】又更に、二つのトランジスタＱ１、Ｑ２
は、それぞれ、タイミング回路Ｔから、タイミング信号
ＶＱ１、ＶＱ２がそれぞれ供給され、これらのタイミン
グによりそのスイッチングを行っている。
は、それぞれ、タイミング回路Ｔから、タイミング信号
ＶＱ１、ＶＱ２がそれぞれ供給され、これらのタイミン
グによりそのスイッチングを行っている。
【００１７】更にトランスＴＲの出力側である二次巻線
Ｎ２は、その一端がダイオードＤ６に接続され、他端が
グランドに設置されている。更に、ダイオードＤ６の出
力は電解コンデンサＣ２の一端に接続され、出力電位Ｖ
０を図示しない負荷に供給している。又電解コンデンサ
Ｃ２の他端は接地されている。
Ｎ２は、その一端がダイオードＤ６に接続され、他端が
グランドに設置されている。更に、ダイオードＤ６の出
力は電解コンデンサＣ２の一端に接続され、出力電位Ｖ
０を図示しない負荷に供給している。又電解コンデンサ
Ｃ２の他端は接地されている。
【００１８】更にこの出力電位Ｖ０はフォトカプラＰ１
に供給され、出力電位Ｖ０の変化をフォトカプラＰ１を
介してタイミング回路Ｔ１にフィードバックし、トラン
ジスタＱ１，Ｑ２を駆動するタイミング信号ＶＱ１、Ｖ
Ｑ２の周波数等をコントロールし、トランジスタＱ１、
Ｑ２のオンオフ状態を制御するようにしている。
に供給され、出力電位Ｖ０の変化をフォトカプラＰ１を
介してタイミング回路Ｔ１にフィードバックし、トラン
ジスタＱ１，Ｑ２を駆動するタイミング信号ＶＱ１、Ｖ
Ｑ２の周波数等をコントロールし、トランジスタＱ１、
Ｑ２のオンオフ状態を制御するようにしている。
【００１９】＜動作・作用効果＞本発明に係るスイッチ
ング電源回路１と、図４に示したスイッチング電源回路
２との相違点は、変圧器ＴＲにＮ３巻線を追加し、この
Ｎ３巻線にリアクトルＬ２とダイオードＤ７の直列回路
を接続し、第２のトランジスタＱ２をこの直列回路へと
接続し、この接続点にコンデンサＣ４を接続したことに
ある。以下、図２、図３を参照して本発明のスイッチン
グ回路の動作を説明する。
ング電源回路１と、図４に示したスイッチング電源回路
２との相違点は、変圧器ＴＲにＮ３巻線を追加し、この
Ｎ３巻線にリアクトルＬ２とダイオードＤ７の直列回路
を接続し、第２のトランジスタＱ２をこの直列回路へと
接続し、この接続点にコンデンサＣ４を接続したことに
ある。以下、図２、図３を参照して本発明のスイッチン
グ回路の動作を説明する。
【００２０】スイッチング電源回路１において、副半導
体スイッチ素子であるトランジスタＱ２が時刻Ｔ１でオ
ンすると、スナバコンデンサＣ３の電荷は、変圧器ＴＲ
の三次巻線Ｎ３→リアクトルＬ２→ダイオードＤ７→ト
ランジスタＱ２の経路で放電される。この放電電流はス
ナバコンデンサＣ３とリアクトルＬ２の直列共振電流と
して流れる。またこのコンデンサＣ３とリアクトルＬ２
の直列共振電流の一部は、変圧器ＴＲの一次巻線Ｎ１を
通り、直流電圧源である電解コンデンサＣ１に回生され
る。
体スイッチ素子であるトランジスタＱ２が時刻Ｔ１でオ
ンすると、スナバコンデンサＣ３の電荷は、変圧器ＴＲ
の三次巻線Ｎ３→リアクトルＬ２→ダイオードＤ７→ト
ランジスタＱ２の経路で放電される。この放電電流はス
ナバコンデンサＣ３とリアクトルＬ２の直列共振電流と
して流れる。またこのコンデンサＣ３とリアクトルＬ２
の直列共振電流の一部は、変圧器ＴＲの一次巻線Ｎ１を
通り、直流電圧源である電解コンデンサＣ１に回生され
る。
【００２１】このようなトランジスタＱ２の働きによ
り、コンデンサＣ３とリアクトルＬ２の直列共振の電流
のピーク値から後半には、コンデンサＣ３の電圧をゼロ
とすることができるため、この時刻Ｔ２で主半導体スイ
ッチであるトランジスタＱ１をオンさせることにより、
トランジスタＱ１はゼロ電圧でオンする。よってトラン
ジスタＱ１のオン時のスイッチング損失はゼロとなり
（ゼロ電圧スイッチング）、効率を改善することができ
る。
り、コンデンサＣ３とリアクトルＬ２の直列共振の電流
のピーク値から後半には、コンデンサＣ３の電圧をゼロ
とすることができるため、この時刻Ｔ２で主半導体スイ
ッチであるトランジスタＱ１をオンさせることにより、
トランジスタＱ１はゼロ電圧でオンする。よってトラン
ジスタＱ１のオン時のスイッチング損失はゼロとなり
（ゼロ電圧スイッチング）、効率を改善することができ
る。
【００２２】又、またトランジスタＱ２はコンデンサＣ
３とリアクトルＬ２の直列共振電流がゼロから立ち上が
るため、ゼロ電流スイッチを行うことができるので、オ
ン時の損失を解消することができる。
３とリアクトルＬ２の直列共振電流がゼロから立ち上が
るため、ゼロ電流スイッチを行うことができるので、オ
ン時の損失を解消することができる。
【００２３】トランジスタＱ２がオンしている期間に、
コンデンサＣ４のエネルギはコンデンサＣ４→トランジ
スタＱ２→ダイオードＤ４、Ｄ２→ダイオードＤ１、Ｄ
３→リアクトルＬ１の経路でリアクトルＬ１に蓄積され
る。このトランジスタＱ２のオン期間Ｔ１〜Ｔ３のリア
クトルＬ１への電流は交流電圧源を介して行われるた
め、ダイオードブリッジＤ１〜Ｄ４の導通角が広がり力
率を改善することができる。
コンデンサＣ４のエネルギはコンデンサＣ４→トランジ
スタＱ２→ダイオードＤ４、Ｄ２→ダイオードＤ１、Ｄ
３→リアクトルＬ１の経路でリアクトルＬ１に蓄積され
る。このトランジスタＱ２のオン期間Ｔ１〜Ｔ３のリア
クトルＬ１への電流は交流電圧源を介して行われるた
め、ダイオードブリッジＤ１〜Ｄ４の導通角が広がり力
率を改善することができる。
【００２４】又、トランジスタＱ２がオフする時刻Ｔ３
から、リアクトルＬ１のエネルギはリアクトルＬ１→ダ
イオードＤ５→コンデンサＣ１→ダイオードＤ４、Ｄ２
→ダイオードＤ１、Ｄ３の経路で直流電圧源である電解
コンデンサＣ１に蓄積される。このトランジスタＱ２の
スイッチングの働きにより、Ｑ１のドレイン電流はゼロ
へ向かって減衰し、時刻Ｔ４以降はかなり小さい値とな
り、トランジスタＱ１のドレイン電流の立ち下がりと、
ドレイン電圧の立ち上がりとの重複部分が非常に少なく
なるため、オフ時の損失も非常に小さく抑制することが
できる。
から、リアクトルＬ１のエネルギはリアクトルＬ１→ダ
イオードＤ５→コンデンサＣ１→ダイオードＤ４、Ｄ２
→ダイオードＤ１、Ｄ３の経路で直流電圧源である電解
コンデンサＣ１に蓄積される。このトランジスタＱ２の
スイッチングの働きにより、Ｑ１のドレイン電流はゼロ
へ向かって減衰し、時刻Ｔ４以降はかなり小さい値とな
り、トランジスタＱ１のドレイン電流の立ち下がりと、
ドレイン電圧の立ち上がりとの重複部分が非常に少なく
なるため、オフ時の損失も非常に小さく抑制することが
できる。
【００２５】すなわち、時刻Ｔ４に、トランジスタＱ１
がオフすると同時にトランジスタＱ１とトランジスタＱ
２のドレイン電圧は上昇する。トランジスタＱ１のドレ
イン電圧の上昇は、上述したトランジスタＱ２の働きに
よりスナバコンデンサＣ３とＣ４へ充電電流が流れるた
め緩やかにになり、トランジスタＱ１のオフ時の損失を
抑制することができる。
がオフすると同時にトランジスタＱ１とトランジスタＱ
２のドレイン電圧は上昇する。トランジスタＱ１のドレ
イン電圧の上昇は、上述したトランジスタＱ２の働きに
よりスナバコンデンサＣ３とＣ４へ充電電流が流れるた
め緩やかにになり、トランジスタＱ１のオフ時の損失を
抑制することができる。
【００２６】更に、時刻Ｔ４〜Ｔ５の間に、コンデンサ
Ｃ４は変圧器ＴＲの一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３によっ
て充電される。この時コンデンサＣ４の両端電圧は、
〔（Ｎ１＋Ｎ３）／Ｎ２〕・Ｖ０で表され、このコンデ
ンサＣ４の両端電圧は、トランジスタＱ２がオフする
と、リアクトルＬ１の両端電圧に加算されるため、図２
に示すようにダイオードブリッジＤ１〜Ｄ４に流れる電
流の導通角は交流電圧源の尖頭値からコンデンサＣ４の
両端電圧まで広がるので力率の改善を図ることができ
る。
Ｃ４は変圧器ＴＲの一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ３によっ
て充電される。この時コンデンサＣ４の両端電圧は、
〔（Ｎ１＋Ｎ３）／Ｎ２〕・Ｖ０で表され、このコンデ
ンサＣ４の両端電圧は、トランジスタＱ２がオフする
と、リアクトルＬ１の両端電圧に加算されるため、図２
に示すようにダイオードブリッジＤ１〜Ｄ４に流れる電
流の導通角は交流電圧源の尖頭値からコンデンサＣ４の
両端電圧まで広がるので力率の改善を図ることができ
る。
【００２７】以上説明したように本発明のスイッチング
電源回路では、主半導体スイッチであるトランジスタＱ
１に加えて、副半導体スイッチであるトランジスタＱ２
を設けることで、トランジスタＱ１のオン時の損失とオ
フ時の損失を解消し抑制することにより、効率と力率を
向上させることが可能となる。
電源回路では、主半導体スイッチであるトランジスタＱ
１に加えて、副半導体スイッチであるトランジスタＱ２
を設けることで、トランジスタＱ１のオン時の損失とオ
フ時の損失を解消し抑制することにより、効率と力率を
向上させることが可能となる。
【００２８】以上記載した実施形態により、当業者は本
発明を実現することができるが、これらの実施形態の変
形例も当業者により容易に考えることができる。このよ
うに本発明は、開示された原理と新規な特徴に矛盾しな
い広範な範囲に及ぶものであり、上述した実施形態に限
定されることはないことは言うまでもない。
発明を実現することができるが、これらの実施形態の変
形例も当業者により容易に考えることができる。このよ
うに本発明は、開示された原理と新規な特徴に矛盾しな
い広範な範囲に及ぶものであり、上述した実施形態に限
定されることはないことは言うまでもない。
【００２９】
【発明の効果】以上、本発明に係るスイッチング電源回
路においては、主半導体スイッチであるトランジスタＱ
１によりエネルギを一次側から二次側へ変換させ、副半
導体スイッチであるトランジスタＱ２によりトランジス
タＱ１のスイッチング損失を減らす役割と力率改善の役
割をもたせることにより、トランジスタＱ１のスイッチ
ング損失を抑制させることができ、力率が高く高調波電
流の発生が少ないスイッチング電源回路を提供すること
ができる。
路においては、主半導体スイッチであるトランジスタＱ
１によりエネルギを一次側から二次側へ変換させ、副半
導体スイッチであるトランジスタＱ２によりトランジス
タＱ１のスイッチング損失を減らす役割と力率改善の役
割をもたせることにより、トランジスタＱ１のスイッチ
ング損失を抑制させることができ、力率が高く高調波電
流の発生が少ないスイッチング電源回路を提供すること
ができる。
【図１】本発明に係るスイッチング電源回路の一例を示
す回路図。
す回路図。
【図２】本発明に係るスイッチング電源回路の動作の一
例を示すグラフ。
例を示すグラフ。
【図３】本発明に係るスイッチング電源回路の動作の一
例を示すグラフ。
例を示すグラフ。
【図４】従来のスイッチング電源を示す回路図。
【図５】図４に示されるスイッチング電源回路の動作を
示すグラフ。
示すグラフ。
ＡＣ … 交流電源
Ｄ１〜Ｄ７ … ダイオード
Ｑ１、Ｑ２ … トランジスタ
ＴＲ … 変圧器
Ｃ１〜Ｃ４ … コンデンサ
Ｌ１、Ｌ２ … リアクトル
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5H730 AA14 AS01 BB43 BB57 BB61
CC01 DD04 DD42 EE02 EE07
EE59 FD01
5J055 AX11 BX16 CX19 DX13 EX11
EY05 EY06 EY10 EY12 EY21
EY28 EZ15 EZ17 EZ28 EZ52
EZ59 EZ60 FX05 FX07 FX13
FX31 GX01 GX04 GX05
Claims (6)
- 【請求項１】 商用交流電源からの交流電圧を整流し、
直流電圧を出力するブリッジ型整流回路と、 前記ブリッジ型整流回路の直流電圧出力端に接続された
リアクトル、及びこのリアクトルと直列に順方向接続さ
れた第１のダイオードとから成る直列回路と、 一次巻線、二次巻線、三次巻線を有し、一次巻線の一端
が前記直列回路を介して前記ブリッジ型整流回路の直流
電圧出力端に接続され、他端が三次巻線の一端に接続さ
れたトランスと、 制御電極及び主導電路を有し、前記トランスの一次巻線
の他端と基準電位点との間に主導電路が接続された第１
のスイッチング素子と、 制御電極及び主導電路を有し、前記トランスの三次巻線
の他端と基準電位点との間に第２のダイオードを介して
主導電路が接続された第２のスイッチング素子と、 前記第１のダイオードと前記一次巻線との接続点と基準
電位点間に接続された第１のコンデンサと、 前記リアクトルと第１のダイオードとの接続点及び前記
第２のダイオードと第２のスイッチング素子との接続点
間に接続された第２のコンデンサと、 前記トランスの二次巻線に接続された二次側整流回路
と、 前記第１、第２のスイッチング素子の制御電極に駆動信
号を供給して前記第１、第２のスイッチング素子を異な
るタイミングでオンオフ駆動するとともに、前記二次側
整流回路からの電圧変化に応じて前記駆動信号を制御す
るタイミング回路とを具備してなるスイッチング電源回
路。 - 【請求項２】 前記トランスの三次巻線の他端と前記第
２ダイオードとの間に接続された第２のリアクトルを有
することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電
源回路。 - 【請求項３】 前記タイミング回路は、前記第２のスイ
ッチング素子のオンオフタイミングに対し遅延したタイ
ミングで前記第１のスイッチング素子をオンオフするよ
うに前記駆動信号を発生することを特徴とする請求項１
に記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項４】 前記第１，第２のスイッチング素子は、
電解効果トランジスタでなることを特徴とする請求項１
に記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項５】 商用交流電源からの交流電圧を整流し、
直流電圧を出力するブリッジ型整流回路と、 前記ブリッジ型整流回路の直流電圧出力端に接続された
第１のリアクトル、及びこの第１のリアクトルと直列に
順方向接続された第１のダイオードと第１のコンデンサ
にて成る第１の整流回路と、 一次巻線、二次巻線、三次巻線を有し、一次巻線の一端
に前記第１の整流回路からの整流電圧が供給され、他端
が三次巻線の一端に接続されたトランスと、 前記トランスの三次巻線の他端に接続されたリアクト
ル、及びこのリアクトルと直列に順方向接続された第２
のダイオードとから成る直列回路と、 前記第１のリアクトルと第１のダイオードとの接続点
と、前記第２のダイオードの出力端との間に接続された
第２のコンデンサと、 制御電極及び主導電路を有し、前記トランスの一次巻線
の他端と基準電位点との間に主導電路が接続された第１
のトランジスタと、 制御電極及び主導電路を有し、前記第２のダイオードの
出力端と基準電位点との間に主導電路が接続された第２
のトランジスタと、 前記第１のトランジスタの主導電路と並列に接続された
第３のコンデンサと、 前記トランスの二次巻線に接続された二次側整流回路
と、 前記第１、第２のトランジスタの制御電極に駆動信号を
供給して前記第１、第２のトランジスタを異なるタイミ
ングでオンオフ駆動するとともに、前記二次側整流回路
からの電圧変化に応じて前記駆動信号を制御するタイミ
ング回路とを具備してなるスイッチング電源回路。 - 【請求項６】 前記タイミング回路は、前記第２のトラ
ンジスタ素子のオンオフタイミングに対し遅延したタイ
ミングで前記第１トランジスタをオンオフするように前
記駆動信号を発生することを特徴とする請求項５に記載
のスイッチング電源回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001198087A JP3406905B2 (ja) | 2001-06-29 | 2001-06-29 | スイッチング電源回路 |
| CN 02107511 CN1220324C (zh) | 2001-06-29 | 2002-03-14 | 开关电源电路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001198087A JP3406905B2 (ja) | 2001-06-29 | 2001-06-29 | スイッチング電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003018834A true JP2003018834A (ja) | 2003-01-17 |
| JP3406905B2 JP3406905B2 (ja) | 2003-05-19 |
Family
ID=19035589
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001198087A Expired - Fee Related JP3406905B2 (ja) | 2001-06-29 | 2001-06-29 | スイッチング電源回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3406905B2 (ja) |
| CN (1) | CN1220324C (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005057766A1 (fr) * | 2003-12-08 | 2005-06-23 | Fuyong Lin | Alimentation électrique en courant continu à haut facteur de puissance |
| CN100416997C (zh) * | 2005-01-19 | 2008-09-03 | 林福泳 | 一种高功率因数高频直流电源 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4060840B2 (ja) * | 2004-10-01 | 2008-03-12 | 松下電器産業株式会社 | 発光ダイオード駆動用半導体回路、及びそれを有する発光ダイオード駆動装置 |
| JP5250751B2 (ja) * | 2006-10-11 | 2013-07-31 | セミコンダクター・コンポーネンツ・インダストリーズ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー | 電圧発生回路 |
| CN101378230B (zh) | 2007-08-31 | 2011-06-15 | 群康科技(深圳)有限公司 | 开关电源电路 |
| CN101674026B (zh) * | 2009-10-12 | 2012-12-05 | 华南理工大学 | 一种可自动检测负载的开关电源低待机损耗控制电路 |
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-
2001
- 2001-06-29 JP JP2001198087A patent/JP3406905B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-03-14 CN CN 02107511 patent/CN1220324C/zh not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1220324C (zh) | 2005-09-21 |
| CN1393987A (zh) | 2003-01-29 |
| JP3406905B2 (ja) | 2003-05-19 |
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