JPH06253452A - コンデンサ充電電源装置 - Google Patents
コンデンサ充電電源装置Info
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- JPH06253452A JPH06253452A JP5033851A JP3385193A JPH06253452A JP H06253452 A JPH06253452 A JP H06253452A JP 5033851 A JP5033851 A JP 5033851A JP 3385193 A JP3385193 A JP 3385193A JP H06253452 A JPH06253452 A JP H06253452A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 装置構成を複雑高価にすることなく、充電精
度を高めながら充電時間を短縮する。 【構成】 インバータ１４に平衡した交流電圧を得、こ
の出力から昇圧トランス１５の二次側に平衡したパルス
出力を得、このパルス出力を整流回路１６で整流し、仮
想のリアクトル１７を通して高圧用コンデンサ３を充電
する。この充電に際し、コンデンサとリアクトルの共振
動作を利用して共振周期の半周期で倍電圧に充電するよ
うスイッチング素子のオン・オフ時間，周期を制御す
る。トランス１５からコンデンサ３までの回路を理想的
なリアクトルとコンデンサの共振動作と仮想のリアクト
ルによる共振動作との誤差分として推定回路２０と誤差
分演算回路２１で求め、この誤差分で充電目標電圧を補
正することにより、理想のＬＣ共振動作と同じ充電精度
を得る。
度を高めながら充電時間を短縮する。 【構成】 インバータ１４に平衡した交流電圧を得、こ
の出力から昇圧トランス１５の二次側に平衡したパルス
出力を得、このパルス出力を整流回路１６で整流し、仮
想のリアクトル１７を通して高圧用コンデンサ３を充電
する。この充電に際し、コンデンサとリアクトルの共振
動作を利用して共振周期の半周期で倍電圧に充電するよ
うスイッチング素子のオン・オフ時間，周期を制御す
る。トランス１５からコンデンサ３までの回路を理想的
なリアクトルとコンデンサの共振動作と仮想のリアクト
ルによる共振動作との誤差分として推定回路２０と誤差
分演算回路２１で求め、この誤差分で充電目標電圧を補
正することにより、理想のＬＣ共振動作と同じ充電精度
を得る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高電圧源として使用さ
れる高圧用コンデンサを充電するためのコンデンサ充電
電源装置に関する。
れる高圧用コンデンサを充電するためのコンデンサ充電
電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】パルスレーザ励起やパルスプラズマ発生
用のパルス電源には高圧用コンデンサを高電圧源として
高電圧・大電流パルスを得ている。
用のパルス電源には高圧用コンデンサを高電圧源として
高電圧・大電流パルスを得ている。
【０００３】図１１は半導体スイッチと磁気スイッチに
なる可飽和リアクトルを用いたパルス電源回路と各部波
形図を示す。同図中、複数個直列接続されたサイリスタ
ＴＨは高電圧の半導体スイッチとされ、高圧電源ＤＣに
よって高電圧充電されたコンデンサＣ12とリアクトルＬ
の直列回路を短絡したときの電流Ｉ1によりコンデンサ
Ｃ12の極性が反転し、コンデンサＣ11を通して可飽和リ
アクトルＳＲ1とコンデンサＣ2，Ｃ12の直列回路にパル
ス圧縮した電流Ｉ2を発生させ、さらにコンデンサＣ2の
充電電圧により可飽和リアクトルＳＲ2とコンデンサ
Ｃ3，Ｃ2の直列回路にパルス圧縮した電流Ｉ3を得、最
終段の可飽和リアクトルＳＲ3と放電管ＤＴにパルス圧
縮した高電圧・大電流パルスＩ4を得る。
なる可飽和リアクトルを用いたパルス電源回路と各部波
形図を示す。同図中、複数個直列接続されたサイリスタ
ＴＨは高電圧の半導体スイッチとされ、高圧電源ＤＣに
よって高電圧充電されたコンデンサＣ12とリアクトルＬ
の直列回路を短絡したときの電流Ｉ1によりコンデンサ
Ｃ12の極性が反転し、コンデンサＣ11を通して可飽和リ
アクトルＳＲ1とコンデンサＣ2，Ｃ12の直列回路にパル
ス圧縮した電流Ｉ2を発生させ、さらにコンデンサＣ2の
充電電圧により可飽和リアクトルＳＲ2とコンデンサ
Ｃ3，Ｃ2の直列回路にパルス圧縮した電流Ｉ3を得、最
終段の可飽和リアクトルＳＲ3と放電管ＤＴにパルス圧
縮した高電圧・大電流パルスＩ4を得る。
【０００４】ここで、コンデンサＣ12の充電電源ＤＣに
は負荷が容量性であるため電圧を印加したときの突入電
流を抑制しながら高速に高圧充電できることが必要とな
る。また、レーザ発振を行うには高速繰返し（例えば５
００回／秒）が必要であり、さらに電力損失を少なくす
ることも望まれる。
は負荷が容量性であるため電圧を印加したときの突入電
流を抑制しながら高速に高圧充電できることが必要とな
る。また、レーザ発振を行うには高速繰返し（例えば５
００回／秒）が必要であり、さらに電力損失を少なくす
ることも望まれる。
【０００５】従来のコンデンサ充電電源装置には、図１
２に示すスイッチング電源方式と、図１３に示すチョッ
パ電源方式、さらには共振形インバータ方式がある。
２に示すスイッチング電源方式と、図１３に示すチョッ
パ電源方式、さらには共振形インバータ方式がある。
【０００６】スイッチング電源方式は、スイッチングト
ランス１の一次側に接続したスイッチング素子２のオン
・オフ制御によって高圧用コンデンサ３を高圧充電す
る。スイッチング素子２のオン・オフ制御は充電初期に
はデューティ比を小さくし、充電電流を抑制しながら充
電電圧を所定レベルまで高くしていく。この電圧制御は
コンデンサ３の電圧をコントローラ４のフィードバック
電圧とし、コントローラ４の制御出力によってゲート回
路５のゲート出力を調整する。
ランス１の一次側に接続したスイッチング素子２のオン
・オフ制御によって高圧用コンデンサ３を高圧充電す
る。スイッチング素子２のオン・オフ制御は充電初期に
はデューティ比を小さくし、充電電流を抑制しながら充
電電圧を所定レベルまで高くしていく。この電圧制御は
コンデンサ３の電圧をコントローラ４のフィードバック
電圧とし、コントローラ４の制御出力によってゲート回
路５のゲート出力を調整する。
【０００７】チョッパ電源方式は、チョッパ回路のスイ
ッチング素子６，７のオン・オフ制御によってインバー
タ８の直流電圧ＶCを制御し、インバータ８の交流出力
を変圧器９を通してコンバータ１０に直流出力を得、こ
の直流出力で高圧用コンデンサ３を充電する。この場合
にもチョッパ回路のデューティ比を制御することで突入
電流を抑制する。
ッチング素子６，７のオン・オフ制御によってインバー
タ８の直流電圧ＶCを制御し、インバータ８の交流出力
を変圧器９を通してコンバータ１０に直流出力を得、こ
の直流出力で高圧用コンデンサ３を充電する。この場合
にもチョッパ回路のデューティ比を制御することで突入
電流を抑制する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従来のスイッチング電
源方式は、スイッチングトランス１には直流しか流れな
いため、該トランス１の偏磁や飽和現象が発生し、これ
を防ぐためのリセット回路が必要になる。
源方式は、スイッチングトランス１には直流しか流れな
いため、該トランス１の偏磁や飽和現象が発生し、これ
を防ぐためのリセット回路が必要になる。
【０００９】一方、チョッパ電源方式は、チョッパ回路
のほかにインバータ８，トランス９，コンバータ１０な
ど多くの回路要素を必要として装置構成が複雑、高価に
なる。同様に、共振形インバータを用いた場合にも装置
構成が複雑，高価になる。
のほかにインバータ８，トランス９，コンバータ１０な
ど多くの回路要素を必要として装置構成が複雑、高価に
なる。同様に、共振形インバータを用いた場合にも装置
構成が複雑，高価になる。
【００１０】また、何れの方式においても充電精度を高
めようとすると充電時間が長くなるし、逆に充電時間を
短縮しようとすると充電精度を悪くする問題があった。
めようとすると充電時間が長くなるし、逆に充電時間を
短縮しようとすると充電精度を悪くする問題があった。
【００１１】本発明の目的は、装置構成を複雑高価にす
ることなく、充電精度を高めながら充電時間を短縮した
コンデンサ充電電源装置を提供することにある。
ることなく、充電精度を高めながら充電時間を短縮した
コンデンサ充電電源装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、高電圧源として使用される高圧用コンデ
ンサの充電電源装置において、スイッチング素子がオン
・オフ制御されることにより直流電源から平衡した交流
電圧を得る直流−交流電力変換器と、前記直流−交流電
力変換器の交流出力を昇圧するトランスと、前記トラン
スの昇圧出力を整流して前記高圧用コンデンサに充電電
流を供給する整流回路と、理想のリアクトルと前記高圧
用コンデンサのＬＣ共振動作の半周期で該コンデンサを
充電目標電圧まで充電する伝達関数と逆の伝達関数を有
し、前記高圧用コンデンサの充電電圧から前記トランス
の平均電圧を推定する推定回路と、前記トランスの平均
電圧検出値から前記推定の平均電圧を減算した値を求め
る誤差分演算回路と、前記高圧用コンデンサの充電目標
電圧に前記誤差分演算回路の演算値を加えた値を指令電
圧として前記直流−交流電力変換器のスイッチング素子
のオン・オフ比を制御して高圧用コンデンサをＬＣ共振
動作の半周期で充電するコントローラとを備えたことを
特徴とする。
決を図るため、高電圧源として使用される高圧用コンデ
ンサの充電電源装置において、スイッチング素子がオン
・オフ制御されることにより直流電源から平衡した交流
電圧を得る直流−交流電力変換器と、前記直流−交流電
力変換器の交流出力を昇圧するトランスと、前記トラン
スの昇圧出力を整流して前記高圧用コンデンサに充電電
流を供給する整流回路と、理想のリアクトルと前記高圧
用コンデンサのＬＣ共振動作の半周期で該コンデンサを
充電目標電圧まで充電する伝達関数と逆の伝達関数を有
し、前記高圧用コンデンサの充電電圧から前記トランス
の平均電圧を推定する推定回路と、前記トランスの平均
電圧検出値から前記推定の平均電圧を減算した値を求め
る誤差分演算回路と、前記高圧用コンデンサの充電目標
電圧に前記誤差分演算回路の演算値を加えた値を指令電
圧として前記直流−交流電力変換器のスイッチング素子
のオン・オフ比を制御して高圧用コンデンサをＬＣ共振
動作の半周期で充電するコントローラとを備えたことを
特徴とする。
【００１３】
【作用】直流−交流電力変換器に平衡した交流電圧を得
ることによりトランスの一次、二次出力に平衡したパル
スを得てその偏磁，飽和を無くす。
ることによりトランスの一次、二次出力に平衡したパル
スを得てその偏磁，飽和を無くす。
【００１４】また、高圧用コンデンサの充電にはスイッ
チング素子のオン・オフによって徐々に充電することで
突入電流を抑制し、このときの充電電圧制御は理想のリ
アクトルとコンデンサのＬＣ共振動作の半周期の充電を
模擬した制御とすることによりＬＣ共振動作の半周期で
コンデンサをその目標電圧まで高速充電すると共に、ト
ランス出力側の構成を簡単にする。
チング素子のオン・オフによって徐々に充電することで
突入電流を抑制し、このときの充電電圧制御は理想のリ
アクトルとコンデンサのＬＣ共振動作の半周期の充電を
模擬した制御とすることによりＬＣ共振動作の半周期で
コンデンサをその目標電圧まで高速充電すると共に、ト
ランス出力側の構成を簡単にする。
【００１５】また、推定回路による誤差分の検出でコン
デンサの充電目標電圧を補正することによりトランスか
らコンデンサまでの伝達関数に対する外乱の発生からの
電圧誤差を無くすと共にリアクトルを不要にしながら充
電精度を向上する。
デンサの充電目標電圧を補正することによりトランスか
らコンデンサまでの伝達関数に対する外乱の発生からの
電圧誤差を無くすと共にリアクトルを不要にしながら充
電精度を向上する。
【００１６】リアクトルとコンデンサのＬＣ共振動作に
よる高速充電の基本原理を以下に説明する。
よる高速充電の基本原理を以下に説明する。
【００１７】トランスの二次側の等価回路は、コンデン
サに直列にリアクトルを設けたＬＣ共振回路を形成する
ときは、図１に示すようになる。スイッチＳはスイッチ
ング素子のオン・オフに相当するもので、このオンによ
って直流電源ＤＣから整流回路Ｄを通してリアクトルＬ
と高圧用コンデンサＣへのパルス電圧印加が行われる。
サに直列にリアクトルを設けたＬＣ共振回路を形成する
ときは、図１に示すようになる。スイッチＳはスイッチ
ング素子のオン・オフに相当するもので、このオンによ
って直流電源ＤＣから整流回路Ｄを通してリアクトルＬ
と高圧用コンデンサＣへのパルス電圧印加が行われる。
【００１８】このとき、リアクトルＬとコンデンサＣの
共振動作の半周期、すなわち電流ｉが零になるとき、コ
ンデンサＣの電圧Ｖcは直流電源ＤＣの電圧Ｅの２倍に
まで充電される。この電流ｉと電圧Ｖcの変化は次式か
ら求められ、図２に示す波形になる。
共振動作の半周期、すなわち電流ｉが零になるとき、コ
ンデンサＣの電圧Ｖcは直流電源ＤＣの電圧Ｅの２倍に
まで充電される。この電流ｉと電圧Ｖcの変化は次式か
ら求められ、図２に示す波形になる。
【００１９】
【数１】
【００２０】図中、ｔCLはリアクトルＬとコンデンサＣ
の共振周期の半周期になり、コンデンサ充電目標時間ｔ
conよりも小さくなるようリアクトルＬが設定される。
の共振周期の半周期になり、コンデンサ充電目標時間ｔ
conよりも小さくなるようリアクトルＬが設定される。
【００２１】ここで、スイッチＳはコンデンサＣが電圧
２Ｅに充電されるまでオンされるのでなく、平衡した交
流電圧を整流回路に得ることで電圧Ｅをチョッピングし
てリアクトルＬとコンデンサＣの直列回路に印加する。
２Ｅに充電されるまでオンされるのでなく、平衡した交
流電圧を整流回路に得ることで電圧Ｅをチョッピングし
てリアクトルＬとコンデンサＣの直列回路に印加する。
【００２２】このチョッピングによる平均電圧Ｖavは、
【００２３】
【数２】
【００２４】但し、Ｔは周期、Ｅ1は直流電源電圧、α
はトランスの一次／二次巻数比。
はトランスの一次／二次巻数比。
【００２５】となり、この平均電圧Ｖavがコンデンサ充
電目標電圧Ｖcoの１／２になるようスイッチＳのデュー
ティ（ｔon／Ｔ）を設定すれば、
電目標電圧Ｖcoの１／２になるようスイッチＳのデュー
ティ（ｔon／Ｔ）を設定すれば、
【００２６】
【数３】
【００２７】からコンデンサ電圧Ｖcを最終的にＶcoま
で充電することができる。
で充電することができる。
【００２８】この充電方法は、充電回路に外乱がない、
即ちトランスの結合係数や漏れインダクタンス、ロス、
又は二次側整流器のロス等が無い場合の理想的なＬＣ共
振回路のものであり、これら定数に誤差や変動があると
コンデンサにはトランス一次側の平均電圧の２倍とする
正確な充電電圧の精度が得られない。また、コンデンサ
との共振動作を得るために大形のリアクトルを必要と
し、その挿入により装置が大形化する。
即ちトランスの結合係数や漏れインダクタンス、ロス、
又は二次側整流器のロス等が無い場合の理想的なＬＣ共
振回路のものであり、これら定数に誤差や変動があると
コンデンサにはトランス一次側の平均電圧の２倍とする
正確な充電電圧の精度が得られない。また、コンデンサ
との共振動作を得るために大形のリアクトルを必要と
し、その挿入により装置が大形化する。
【００２９】ここで、ＬＣ共振回路のリアクトルＬを理
想のリアクトルとし、トランスからコンデンサまでの充
電回路の等価回路を図３に示すような理想的なＬＣ回路
とすると、その入力電圧をＶ、コンデンサ充電電圧をＶ
Cとする状態方程式は次式で表され、またブロック線図
は図４に示すようになる。
想のリアクトルとし、トランスからコンデンサまでの充
電回路の等価回路を図３に示すような理想的なＬＣ回路
とすると、その入力電圧をＶ、コンデンサ充電電圧をＶ
Cとする状態方程式は次式で表され、またブロック線図
は図４に示すようになる。
【００３０】
【数４】
【００３１】即ち、入力電圧Ｖから充電電圧ＶCまでの
伝達関数は次式になる。
伝達関数は次式になる。
【００３２】
【数５】
【００３３】この理想のリアクトルＬを仮想のリアクト
ルＬi（配線インダクタンスやインダクタンスの極めて
小さいリアクトル）に代えたとき、理想的なリアクトル
Ｌと仮想のリアクトルＬiとのインダクタンスの差によ
る変動分が出力電圧ＶCに現れる。このときの伝達関数
ブロックは、図５に示すようになる。
ルＬi（配線インダクタンスやインダクタンスの極めて
小さいリアクトル）に代えたとき、理想的なリアクトル
Ｌと仮想のリアクトルＬiとのインダクタンスの差によ
る変動分が出力電圧ＶCに現れる。このときの伝達関数
ブロックは、図５に示すようになる。
【００３４】この図５の伝達関数をｍ（Ｓ）とすると、
この伝達関数から理想のリアクトルＬをもつ図４の伝達
関数を得ようとするブロック図は、図６に示すブロック
図で現すことができる。ここで、伝達関数Ｇ（Ｓ）-1は
理想のリアクトルＬを持つＬＣ共振回路の前記（６）式
の伝達関数の逆伝達関数にされる。
この伝達関数から理想のリアクトルＬをもつ図４の伝達
関数を得ようとするブロック図は、図６に示すブロック
図で現すことができる。ここで、伝達関数Ｇ（Ｓ）-1は
理想のリアクトルＬを持つＬＣ共振回路の前記（６）式
の伝達関数の逆伝達関数にされる。
【００３５】図６において、伝達関数ｍ（Ｓ）の入力と
逆伝達関数Ｇ（Ｓ）-1の出力との減算結果は、伝達関数
ｍ（Ｓ）に含まれる理想のリアクトルＬを持つＬＣ共振
回路の伝達関数との誤差分になる。従って、この誤差分
を伝達関数ｍ（Ｓ）の入力Ｖに加えることにより、仮想
のリアクトルＬiを持つ伝達関数ｍ（Ｓ）を使って理想
のリアクトルを持つＬＣ共振回路と同じ次の（７）式の
伝達関数を得ることができる。
逆伝達関数Ｇ（Ｓ）-1の出力との減算結果は、伝達関数
ｍ（Ｓ）に含まれる理想のリアクトルＬを持つＬＣ共振
回路の伝達関数との誤差分になる。従って、この誤差分
を伝達関数ｍ（Ｓ）の入力Ｖに加えることにより、仮想
のリアクトルＬiを持つ伝達関数ｍ（Ｓ）を使って理想
のリアクトルを持つＬＣ共振回路と同じ次の（７）式の
伝達関数を得ることができる。
【００３６】
【数６】
【００３７】上述までのことから、推定回路は、トラン
スからコンデンサまでの充電回路の理想的な伝達関数と
は逆の伝達関数を有し、コンデンサの電圧からトランス
の一次側又は二次側の電圧を理想的なＬＣ共振動作の値
として推定する。誤差分演算回路は、この推定値と実際
のトランス一次側又は二次側の電圧との偏差を求めるこ
とにより理想のＬＣ共振動作と仮想のリアクトルを持つ
ＬＣ共振回路の誤差分を求める。この誤差分をコンデン
サの充電目標電圧に加算した値をコントローラの指令値
として直流ー交流電力変換器のスイッチング素子のオン
・オフ比を制御することにより、コンデンサの充電誤差
を無くし、リアクトルを不要にしながら理想的なＬＣ共
振回路と同等の高い充電精度による充電を得る。
スからコンデンサまでの充電回路の理想的な伝達関数と
は逆の伝達関数を有し、コンデンサの電圧からトランス
の一次側又は二次側の電圧を理想的なＬＣ共振動作の値
として推定する。誤差分演算回路は、この推定値と実際
のトランス一次側又は二次側の電圧との偏差を求めるこ
とにより理想のＬＣ共振動作と仮想のリアクトルを持つ
ＬＣ共振回路の誤差分を求める。この誤差分をコンデン
サの充電目標電圧に加算した値をコントローラの指令値
として直流ー交流電力変換器のスイッチング素子のオン
・オフ比を制御することにより、コンデンサの充電誤差
を無くし、リアクトルを不要にしながら理想的なＬＣ共
振回路と同等の高い充電精度による充電を得る。
【００３８】
【実施例】図７は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。整流器１１は３相交流から全波整流出力を得、この
直流電力は電磁接触器１２を介して平滑コンデンサ１３
で平滑された直流電源として取出される。
る。整流器１１は３相交流から全波整流出力を得、この
直流電力は電磁接触器１２を介して平滑コンデンサ１３
で平滑された直流電源として取出される。
【００３９】単相の電圧形インバータ１４は、ＩＧＢＴ
をスイッチング素子とするブリッジ回路を有し、コンデ
ンサ１３からの直流電力から平衡した矩形波の交流パル
ス電圧を得る直流−交流電力変換器に構成される。な
お、スイッチングに伴うＩＧＢＴの保護回路として逆電
圧抑制用ダイオード及びｄＶ／ｄｔ抑制用スナバ回路が
設けられる。
をスイッチング素子とするブリッジ回路を有し、コンデ
ンサ１３からの直流電力から平衡した矩形波の交流パル
ス電圧を得る直流−交流電力変換器に構成される。な
お、スイッチングに伴うＩＧＢＴの保護回路として逆電
圧抑制用ダイオード及びｄＶ／ｄｔ抑制用スナバ回路が
設けられる。
【００４０】昇圧トランス１５は、電圧形インバータ１
４の交流出力を一次入力とし、二次出力に昇圧した交流
出力を得る。
４の交流出力を一次入力とし、二次出力に昇圧した交流
出力を得る。
【００４１】昇圧トランス１５の二次側には、ダイオー
ドブリッジ構成の整流回路１６が設けられる。この整流
回路１６は高耐圧を得る場合には各アームが複数のダイ
オードの直列回路にされ、また耐圧の分担平均化のため
の抵抗も設けられる。
ドブリッジ構成の整流回路１６が設けられる。この整流
回路１６は高耐圧を得る場合には各アームが複数のダイ
オードの直列回路にされ、また耐圧の分担平均化のため
の抵抗も設けられる。
【００４２】整流回路１６の直流出力は、配線インダク
タンスや許容範囲内の小インダクタンスになる仮想のリ
アクトル１７を介在して高圧用コンデンサ３を充電す
る。
タンスや許容範囲内の小インダクタンスになる仮想のリ
アクトル１７を介在して高圧用コンデンサ３を充電す
る。
【００４３】このコンデンサ３の充電電圧は抵抗分圧回
路構成の電圧検出器１８と検出回路１９によって検出さ
れる。
路構成の電圧検出器１８と検出回路１９によって検出さ
れる。
【００４４】推定回路２０は、理想のＬＣ共振回路の共
振動作になる前記（６）式の伝達関数とは逆の伝達関数
を有し、コンデンサ３の充電電圧を入力としてその出力
にトランス１５の一次入力の推定値を得る。
振動作になる前記（６）式の伝達関数とは逆の伝達関数
を有し、コンデンサ３の充電電圧を入力としてその出力
にトランス１５の一次入力の推定値を得る。
【００４５】誤差分演算回路２１は、トランス１５の一
次入力の平均電圧を検出する平均電圧検出回路２１Ａ
と、この検出電圧と推定回路２０の出力との誤差電圧か
らノイズ分を抑制するフイルタ２１Ｂと、このフイルタ
２１Ｂを通した誤差電圧をコンデンサ３の充電目標電圧
Ｖ0の加算補正値を得る電圧／電圧変換部２１Ｃとによ
って構成される。
次入力の平均電圧を検出する平均電圧検出回路２１Ａ
と、この検出電圧と推定回路２０の出力との誤差電圧か
らノイズ分を抑制するフイルタ２１Ｂと、このフイルタ
２１Ｂを通した誤差電圧をコンデンサ３の充電目標電圧
Ｖ0の加算補正値を得る電圧／電圧変換部２１Ｃとによ
って構成される。
【００４６】コントローラ２２は、充電目標電圧Ｖ0と
誤差分演算回路２１からの出力を加算した値を指令値と
し、この指令値に応じたオン・オフ比のゲート信号を生
成するゲート信号生成回路２２Ａと、このゲート信号を
増幅してインバータ１４のスイッチング素子のゲート制
御をするゲート回路２２Ｂとで構成される。
誤差分演算回路２１からの出力を加算した値を指令値と
し、この指令値に応じたオン・オフ比のゲート信号を生
成するゲート信号生成回路２２Ａと、このゲート信号を
増幅してインバータ１４のスイッチング素子のゲート制
御をするゲート回路２２Ｂとで構成される。
【００４７】コントローラ２２による充電制御は、図８
に示すように、インバータ１４の一対の組みのＩＧＢＴ
（Ａ）、ＩＧＢＴ（Ｂ）が一定周期Ｔでかつ一定時間ｔ
onだけ交互にオン制御され、昇圧トランス１５の二次巻
線の出力には正負極性を持つパルス電圧として取出さ
れ、整流回路１６の出力には１つの極性にしたパルス電
圧として取出される。
に示すように、インバータ１４の一対の組みのＩＧＢＴ
（Ａ）、ＩＧＢＴ（Ｂ）が一定周期Ｔでかつ一定時間ｔ
onだけ交互にオン制御され、昇圧トランス１５の二次巻
線の出力には正負極性を持つパルス電圧として取出さ
れ、整流回路１６の出力には１つの極性にしたパルス電
圧として取出される。
【００４８】ここで、ＩＧＢＴ（Ａ），（Ｂ）のオン・
オフ時間はコントローラ２２によって前記（４）式から
誤差分が補正された充電目標電圧Ｖ0を電圧ＶCとしてオ
ン時間ｔonが求められ、理想のリアクトルとコンデンサ
３の共振周期２ｔCLの半周期ｔCLに充電を完了する制御
がなされる。また、周期Ｔは高圧用コンデンサ３の放電
と充電を繰り返すためのコンデンサ充電目標時間ｔcom
や直流電圧E1，昇圧トランスの巻線比αから決定され
る。
オフ時間はコントローラ２２によって前記（４）式から
誤差分が補正された充電目標電圧Ｖ0を電圧ＶCとしてオ
ン時間ｔonが求められ、理想のリアクトルとコンデンサ
３の共振周期２ｔCLの半周期ｔCLに充電を完了する制御
がなされる。また、周期Ｔは高圧用コンデンサ３の放電
と充電を繰り返すためのコンデンサ充電目標時間ｔcom
や直流電圧E1，昇圧トランスの巻線比αから決定され
る。
【００４９】以上までの構成において、パルスレーザー
励起では高圧用コンデンサ３の充放電が図９に示すよう
な充放電条件になり、また該コンデンサ３の容量＝１μ
Ｆ、充電電圧４ＫＶで１秒間に５００回の充電を行うに
は、理想のＬＣ共振動作のためのリアクトルのインダク
タンスＬ＝２０ｍＨとしてオン時間ｔonは前記（４）式
から
励起では高圧用コンデンサ３の充放電が図９に示すよう
な充放電条件になり、また該コンデンサ３の容量＝１μ
Ｆ、充電電圧４ＫＶで１秒間に５００回の充電を行うに
は、理想のＬＣ共振動作のためのリアクトルのインダク
タンスＬ＝２０ｍＨとしてオン時間ｔonは前記（４）式
から
【００５０】
【数７】 ｔon ＝（５０μＳ・２ＫＶ）／４．８ＫＶ＝２０．８３μＳ ｔoff＝２９．１７ｍＳ 但し、トランスの巻数比１対１６、直流電圧Ｅ1は３０
０Ｖとして求められる。
０Ｖとして求められる。
【００５１】図１０は、上記条件による充電開始後のト
ランス二次側電流ｉとコンデンサ３の充電電圧ＶCのシ
ミュレーション波形を示す。
ランス二次側電流ｉとコンデンサ３の充電電圧ＶCのシ
ミュレーション波形を示す。
【００５２】以上までの構成において、昇圧トランス１
５の一次側にはインバータ１４により平衡した交流電圧
が印加され、トランス１５の偏磁は無くなり、また飽和
を起すことがない。
５の一次側にはインバータ１４により平衡した交流電圧
が印加され、トランス１５の偏磁は無くなり、また飽和
を起すことがない。
【００５３】また、目標電圧までの充電をリアクトルを
設けることなく理想のＬＣ共振動作とする仮想のリアク
トルとコンデンサ３の共振周期の半周期内で突入電流を
抑制しながら高速充電を得ることができる。
設けることなく理想のＬＣ共振動作とする仮想のリアク
トルとコンデンサ３の共振周期の半周期内で突入電流を
抑制しながら高速充電を得ることができる。
【００５４】なお、実施例において、インバータ１４は
平衡した交流電圧を得ることができる他の直流−交流電
力変換器に置換して同等の作用効果を得ることができ
る。例えば、トランス１５の一次側巻線をセンタータッ
プ付きとし、両端にスイッチング素子を設けて交互に所
定のオン・オフ比で制御するプッシュプル方式の変換器
で実現される。
平衡した交流電圧を得ることができる他の直流−交流電
力変換器に置換して同等の作用効果を得ることができ
る。例えば、トランス１５の一次側巻線をセンタータッ
プ付きとし、両端にスイッチング素子を設けて交互に所
定のオン・オフ比で制御するプッシュプル方式の変換器
で実現される。
【００５５】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、直流−
交流電力変換器により平衡した交流電圧を得、この交流
電圧でトランスの二次側に平衡したパルス出力を得、こ
の出力を整流し、仮想のリアクトルを通して高圧用コン
デンサを充電し、この充電にリアクトルとコンデンサの
理想の共振動作の半周期での充電を得、トランスからコ
ンデンサまでの理想的なＬＣ共振動作の伝達関数からト
ランスの電圧を推定して変換器のオン・オフス比を補正
するようにしたため、以下の効果がある。
交流電力変換器により平衡した交流電圧を得、この交流
電圧でトランスの二次側に平衡したパルス出力を得、こ
の出力を整流し、仮想のリアクトルを通して高圧用コン
デンサを充電し、この充電にリアクトルとコンデンサの
理想の共振動作の半周期での充電を得、トランスからコ
ンデンサまでの理想的なＬＣ共振動作の伝達関数からト
ランスの電圧を推定して変換器のオン・オフス比を補正
するようにしたため、以下の効果がある。
【００５６】（１）高圧用コンデンサの充電に突入電流
を抑えながら共振周期の１／２の時間で高速充電ができ
る。
を抑えながら共振周期の１／２の時間で高速充電ができ
る。
【００５７】（２）トランスへの入力を平衡させること
で偏磁，飽和を防止することができる。
で偏磁，飽和を防止することができる。
【００５８】（３）装置構成は直流−交流電力変換器と
トランス及び整流回路で主回路を構成でき、大形のリア
クトルが不要になり、装置が複雑高価になることは無
い。
トランス及び整流回路で主回路を構成でき、大形のリア
クトルが不要になり、装置が複雑高価になることは無
い。
【００５９】（４）充電制御は理想のＬＣ共振動作によ
る充電電圧の推定と誤差分補正を行うため、仮想のリア
クトルと理想のリアクトルとのインダクタンス誤差及び
トランス等の変換誤差を全て含めた誤差補正によりオー
プンループ制御で高い精度の充電ができる。
る充電電圧の推定と誤差分補正を行うため、仮想のリア
クトルと理想のリアクトルとのインダクタンス誤差及び
トランス等の変換誤差を全て含めた誤差補正によりオー
プンループ制御で高い精度の充電ができる。
【図１】本発明の充電制御を説明するための等価回路
図。
図。
【図２】図１における充電波形図。
【図３】トランス二次側の等価回路。
【図４】理想のリアクトルによるトランス二次側の伝達
関数ブロック。
関数ブロック。
【図５】仮想のリアクトルによるトランス二次側の伝達
関数ブロック。
関数ブロック。
【図６】本発明の等価伝達関数ブロック。
【図７】本発明の一実施例を示す回路図。
【図８】実施例における充電制御のタイムチャート。
【図９】磁気パルス圧縮タイムチャート。
【図１０】シミュレーション波形図。
【図１１】パルス電源回路・波形図。
【図１２】従来の回路図。
【図１３】従来の回路図。
３…高圧用コンデンサ １４…インバータ １５…昇圧トランス １７…仮想のリアクトル １９…電圧検出回路 ２０…推定回路 ２１…誤差分演算回路 ２２…コントローラ
Claims (1)
- 【請求項１】 高電圧源として使用される高圧用コンデ
ンサの充電電源装置において、 スイッチング素子がオン・オフ制御されることにより直
流電源から平衡した交流電圧を得る直流−交流電力変換
器と、 前記直流−交流電力変換器の交流出力を昇圧するトラン
スと、 前記トランスの昇圧出力を整流して前記高圧用コンデン
サに充電電流を供給する整流回路と、 理想のリアクトルと前記高圧用コンデンサのＬＣ共振動
作の半周期で該コンデンサを充電目標電圧まで充電する
伝達関数と逆の伝達関数を有し、前記高圧用コンデンサ
の充電電圧から前記トランスの平均電圧を推定する推定
回路と、 前記トランスの平均電圧検出値から前記推定の平均電圧
を減算した値を求める誤差分演算回路と、 前記高圧用コンデンサの充電目標電圧に前記誤差分演算
回路の演算値を加えた値を指令電圧として前記直流−交
流電力変換器のスイッチング素子のオン・オフ比を制御
して高圧用コンデンサをＬＣ共振動作の半周期で充電す
るコントローラと、 を備えたことを特徴とするコンデンサ充電電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5033851A JPH06253452A (ja) | 1993-02-24 | 1993-02-24 | コンデンサ充電電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5033851A JPH06253452A (ja) | 1993-02-24 | 1993-02-24 | コンデンサ充電電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06253452A true JPH06253452A (ja) | 1994-09-09 |
Family
ID=12398014
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5033851A Pending JPH06253452A (ja) | 1993-02-24 | 1993-02-24 | コンデンサ充電電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06253452A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002118976A (ja) * | 2000-10-12 | 2002-04-19 | Origin Electric Co Ltd | コンデンサの充電方法及び充電装置 |
| JP2002369401A (ja) * | 2001-06-01 | 2002-12-20 | Origin Electric Co Ltd | コンデンサの充電方法及びその充電装置 |
-
1993
- 1993-02-24 JP JP5033851A patent/JPH06253452A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002118976A (ja) * | 2000-10-12 | 2002-04-19 | Origin Electric Co Ltd | コンデンサの充電方法及び充電装置 |
| JP2002369401A (ja) * | 2001-06-01 | 2002-12-20 | Origin Electric Co Ltd | コンデンサの充電方法及びその充電装置 |
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