JP2605878B2 - スイッチングレギュレータの制御方法 - Google Patents
スイッチングレギュレータの制御方法Info
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- JP2605878B2 JP2605878B2 JP1192339A JP19233989A JP2605878B2 JP 2605878 B2 JP2605878 B2 JP 2605878B2 JP 1192339 A JP1192339 A JP 1192339A JP 19233989 A JP19233989 A JP 19233989A JP 2605878 B2 JP2605878 B2 JP 2605878B2
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Description
この発明は、上下１対からなるアームスイッチを交互
にオン・オフさせて直流を交流に変換し、この交流を変
圧器と整流器で所望の高圧の直流に変換しているスイッ
チングレギュレータの制御方式に関する。
にオン・オフさせて直流を交流に変換し、この交流を変
圧器と整流器で所望の高圧の直流に変換しているスイッ
チングレギュレータの制御方式に関する。
第７図は直流高電圧出力用のスイッチングレギュレー
タの従来例を示した主回路接続図である。 この第７図において、上下１対のアームスイッチとし
ての半導体スイッチ31,32を直列接続してインバータ２
を構成し、これを直流電源１に接続して、これらの半導
体スイッチ31,32を交互にオン・オフさせることで、入
力直流を交流に変換して変圧器５の１次巻線51に与える
と、この変圧器５の２次巻線52からは１次側とは絶縁さ
れた交流を取出すことができる。そこでこの交流を整流
器６で直流に変換し、平滑コンデンサ７でこの直流に含
まれているリップル分を吸収・除去し、平滑された所望
電圧の直流を負荷８に供給する。なお、この第７図で
は、変圧器５に複数の２次巻線52を備え、それぞれの２
次巻線に別個に接続された整流器６の直流側同士を直列
に接続することで、負荷８には高電圧の直流電力を印加
できるようにしているが、変圧器５の２次側から高電圧
の直流電力を得るための図示の回路構成は、本発明とは
直接の関係がないので、これについての説明は省略す
る。 特に高電圧出力用変圧器５には符号53であらわしてい
るようなストレーキャパシタンスがある。それ故、イン
バータ２の動作に伴ってこのストレーキャパシタンス53
などに起因する過大な突入電流が流れることになる。そ
こで従来はこのインバータ２の交流出力端と変圧器５と
の間に電流クランプ回路４を挿入して、上述の突入電流
が過大になるのを抑制している。 第８図は第７図に示す従来例回路において、特性が理
想的な電流クランプ回路を使用した場合の各部の動作波
形を示した図であって，第７図（イ）はインバータ２が
出力する電圧V1の波形、第７図（ロ）は変圧器５の１次
側電圧V2の波形、第７図（ハ）はインバータ２からの出
力電流I1の波形をそれぞれあらわしている。 この第８図から明らかなように、電流クランプ回路４
の特性が理想的なものであるならば、インバータ出力電
圧V1と変圧器１次側電圧V2の値が変っても、インバータ
出力電流I1は振幅が一定で波形率が良好な方形波電流と
なる。
タの従来例を示した主回路接続図である。 この第７図において、上下１対のアームスイッチとし
ての半導体スイッチ31,32を直列接続してインバータ２
を構成し、これを直流電源１に接続して、これらの半導
体スイッチ31,32を交互にオン・オフさせることで、入
力直流を交流に変換して変圧器５の１次巻線51に与える
と、この変圧器５の２次巻線52からは１次側とは絶縁さ
れた交流を取出すことができる。そこでこの交流を整流
器６で直流に変換し、平滑コンデンサ７でこの直流に含
まれているリップル分を吸収・除去し、平滑された所望
電圧の直流を負荷８に供給する。なお、この第７図で
は、変圧器５に複数の２次巻線52を備え、それぞれの２
次巻線に別個に接続された整流器６の直流側同士を直列
に接続することで、負荷８には高電圧の直流電力を印加
できるようにしているが、変圧器５の２次側から高電圧
の直流電力を得るための図示の回路構成は、本発明とは
直接の関係がないので、これについての説明は省略す
る。 特に高電圧出力用変圧器５には符号53であらわしてい
るようなストレーキャパシタンスがある。それ故、イン
バータ２の動作に伴ってこのストレーキャパシタンス53
などに起因する過大な突入電流が流れることになる。そ
こで従来はこのインバータ２の交流出力端と変圧器５と
の間に電流クランプ回路４を挿入して、上述の突入電流
が過大になるのを抑制している。 第８図は第７図に示す従来例回路において、特性が理
想的な電流クランプ回路を使用した場合の各部の動作波
形を示した図であって，第７図（イ）はインバータ２が
出力する電圧V1の波形、第７図（ロ）は変圧器５の１次
側電圧V2の波形、第７図（ハ）はインバータ２からの出
力電流I1の波形をそれぞれあらわしている。 この第８図から明らかなように、電流クランプ回路４
の特性が理想的なものであるならば、インバータ出力電
圧V1と変圧器１次側電圧V2の値が変っても、インバータ
出力電流I1は振幅が一定で波形率が良好な方形波電流と
なる。
電流クランプ回路４は、その特性を理想的なものに近
づけるために、第７図の従来例回路に示すように、損失
の少ない変流器41と整流回路42および定電流電源43で構
成するのであるが、この定電流電源43としては高性能な
電力変換回路、たとえばチョッパやインバータなどが必
要となる。なお、このように構成された電流クランプ回
路４は既に公知であり、またこれの動作は本発明とは直
接の関係がないので、この電流クランプ回路４の動作説
明は省略する。 しかしながら、突入電流を効果的に抑制するために
は、第７図に示すような構成の電流クランプ回路４を使
用する必要があるので、装置全体が高価となり、回路も
複雑になる欠点を有している。 そこで、本発明は、高価な電流クランプ回路を省略し
て簡単な主回路構成にし、かつ半導体スイッチの動作を
適切に制御して、突入電流が過大になるのを抑制するよ
うにすることを課題とする。
づけるために、第７図の従来例回路に示すように、損失
の少ない変流器41と整流回路42および定電流電源43で構
成するのであるが、この定電流電源43としては高性能な
電力変換回路、たとえばチョッパやインバータなどが必
要となる。なお、このように構成された電流クランプ回
路４は既に公知であり、またこれの動作は本発明とは直
接の関係がないので、この電流クランプ回路４の動作説
明は省略する。 しかしながら、突入電流を効果的に抑制するために
は、第７図に示すような構成の電流クランプ回路４を使
用する必要があるので、装置全体が高価となり、回路も
複雑になる欠点を有している。 そこで、本発明は、高価な電流クランプ回路を省略し
て簡単な主回路構成にし、かつ半導体スイッチの動作を
適切に制御して、突入電流が過大になるのを抑制するよ
うにすることを課題とする。
このような課題を解決するために、本発明の制御方法
は、少なくとも上下からなる１対のアームスイッチに直
流電源を接続し、上側アームスイッチと下側アームスイ
ッチとを交互にオン・オフさせることで得られる交流を
変圧器に与え、この変圧器２次側に設けた整流手段を介
して所望の直流を出力するスイッチングレギュレータに
おいて、前記アームスイッチの交流出力端と変圧器との
間に直列リアクトルを挿入し、前記アームスイッチの通
流率とオン・オフの周期を変化させるものとする。
は、少なくとも上下からなる１対のアームスイッチに直
流電源を接続し、上側アームスイッチと下側アームスイ
ッチとを交互にオン・オフさせることで得られる交流を
変圧器に与え、この変圧器２次側に設けた整流手段を介
して所望の直流を出力するスイッチングレギュレータに
おいて、前記アームスイッチの交流出力端と変圧器との
間に直列リアクトルを挿入し、前記アームスイッチの通
流率とオン・オフの周期を変化させるものとする。
本発明は、半導体スイッチで構成されたインバータか
ら変圧器とその２次側の整流回路へ流れる突入電流を抑
制するものとして、リアクトルを回路に直列に挿入す
る。この直列リアクトルの挿入により、電流波形が従来
の方形波から３角波に変化するが、この３角波を前提に
して当該インバータの通流率、スイッチング周波数など
を適切に制御することで、インバータの通電容量を従来
に比して15％増とするのみで同一出力を得るようにする
ものである。
ら変圧器とその２次側の整流回路へ流れる突入電流を抑
制するものとして、リアクトルを回路に直列に挿入す
る。この直列リアクトルの挿入により、電流波形が従来
の方形波から３角波に変化するが、この３角波を前提に
して当該インバータの通流率、スイッチング周波数など
を適切に制御することで、インバータの通電容量を従来
に比して15％増とするのみで同一出力を得るようにする
ものである。
第１図は本発明の実施例をあらわした主回路接続図で
ある。 この第１図において、半導体スイッチ31,32を直列接
続することで、上下１対のアームスイッチとしてのイン
バータ２を形成し、このインバータ２に直流電源１から
直流電力を供給し、半導体スイッチ素子31,32を交互に
オン・オフさせることで、このインバータ２から変換さ
れた交流を得る。この交流を変圧器５の１次巻線51に印
加すると、２次巻線52からはこれとは絶縁された交流を
取出すことができるので、この交流を整流器６と平滑コ
ンデンサ７とにより平滑な直流に変換して負荷８に与え
る。このときの直流として高電圧のものを必要とすると
きは、図示のように２次巻線52を複数にして、この２次
巻線52のそれぞれに別個に接続される整流器６の直流側
を相互に直列接続する。 本発明においては、変圧器５のストレーキャパシタン
ス53などに起因して生じる過大な突入電流を、インバー
タ２と変圧器１次巻線51との間に直列リアクトル11を挿
入することにより抑制しようとするものである。 第２図は第１図に示す実施例回路の各部の動作波形を
示した図であって、第２図（イ）はインバータ２の出力
電圧V1の波形、第２図（ロ）は変圧器５の１次側電圧V2
の波形、第２図（ハ）はインバータ２の出力電流I1の波
形、第２図（ニ）はインバータ出力電圧V1と変圧器１次
側電圧V2との差、すなわち直列リアクトル11の印加電圧
V1−V2の波形、第２図（ホ）は半導体スイッチ31の動
作、第２図（ヘ）は半導体スイッチ32の動作をそれぞれ
があらわしている。 この第２図であきらかなように、電流I1電圧V1−V2の
変化に忠実に対応してその直流を増減（第２図（ハ），
（ニ）参照）している。ここで電流I13角波となる理由
は、この第２図と下記の（１）式により明らかである。
ただしＬは直列リアクトル11のインダクタンス値であ
る。 第２図において、時刻t1からt2までの期間は半導体ス
イッチ31がオンしており、この期間中に電流I1はそのピ
ーク値I1Pまで増大する。時刻t2で半導体スイッチ31が
オフとなり、半導体スイッチ32がオンして電流が切換わ
ることにより、電圧V1の極性が反転し、電流I1急速にそ
の値を減少する。次いで時刻t3にこの電流I1の極性が正
から負に反転すると、電圧V2の極性が反転し、電流I1の
負方向への増加傾向は緩やかになるが、その値は更に増
加する。ここで時刻t4に半導体スイッチ32がオフ、31が
オンになると、電流I1は再び半導体スイッチ31に切換わ
り、この電流I1の値は急速に零方向へ減少し、時刻t5に
零となる。この時刻t5が時刻t1同じ状態であることか
ら、電流I1は半導体スイッチ31,32のオン・オフに対応
して上述の変化を繰返すことになる。 直列リアクトル11を設けることにより、第１図に示す
実施例回路は３角形の交流電流波形で動作するのである
が、この３角波で第８図（ハ）に示す方形波と同等の出
力電流I0を得るには、半サイクル期間中の両者の平均値
電流を等しくすればよい。 第３図は方形波電流と３角波電流との相関関係をあら
わした波形図であって、第３図（イ）は３角波の周波数
が低い場合、第３図（ロ）は３角波の周波数が高い場合
であって、いずれも破線で画いた波形Ａが方形波電流で
あり、実線で画いた波形Ｂが３角波形電流である。 この第３図に示すように、方形波電流Ａの平均値をIN
とするならば、３角波電流Ｂのピーク値をこの方形波の
平均値電流INの２倍とすれば、両者の平均値は等しくな
り、この関係は３角波電流Ｂの周波数には無関係である
ことが、この第３図（イ），（ロ）から知ることができ
る。 第３図に示す関係、すなわち３角波のピーク値を方形
波の平均値の２倍にして、両者の平均値が等しくなるよ
うにした場合に、両者の実効値同士がどのような関係に
なるかをあらわしたのが、下記の（２）式である。 すなわち、高価な電流クランプ回路４を使用して方形
電流を流していたものが、電流容量をそれまでより15％
増大させるのみで、安価な直列リアクトル11が使用でき
ることになる。また（２）式に示す関係は、３各波の周
波数を変化させても不変であることは、平均値の場合と
同じである。 第４図と第１図に示す実施例回路の制御方法の実施例
を示した動作波形図であって、平滑コンデンサ７を、イ
ンバータ２と直流電源１とが許容できる定電流（すなわ
ちピーク値一定）で充電する場合である。 第４図（イ）はインバータ２の出力電圧V1、第４図
（ロ）は変圧器５の１次側電圧V2、第４図（ハ）はイン
バータ２の出力電流I1、第４図（ニ）は整流器６の出力
電流I0、第４図（ホ）は平滑コンデンサ７の端子電圧V0
の変化をそれぞれがあらわしている。 この第４図において、当初、平滑コンデンサ電圧V0
が零であることから、変圧器１次側電圧V2も零である。
それ故インバータ出力電圧V1は、その全電圧が直列リア
クトル11に印加され、従ってインバータ出力電流I1の変
化は急峻であって、ごく短時間で許容できるピーク値I
1Pまたは−I1Pに到達することになるので、スイッチン
グ周波数も高い。この電流により平滑コンデンサ７が充
電されてその電圧V0が高くなるにつれて、変圧器１次側
電圧V2も高くなり、従って直列リアクトル11に印加され
る電圧V1−V2に依存する電流I1の変化率は穏やかとな
り、そのピーク値I1Pに到達するまでの時間が長く、従
ってスイッチング周波数が低下する。 しかしながら、スイッチング周波数が変化しても、前
述したように整流器出力電流I0の平均値は変化しないの
で、平滑コンデンサ電圧V0、ほぼ直線的に増大するの
で、電流クランプ回路４を設けなくても、インバータ２
の制御を適切に行うことで、すなわちインバータ出力電
流I1が±I1Pに到達したときに、半導体スイッチ31,32の
オン・オフを切換えればよいのであって、この切換電流
値±I1Pを制御指令値に置換して任意に変化させれば、
第１図に示す実施例回路の出力電流I0の平均値を自由
に、かつ線形で制御できる。 第５図は第１図に示す実施例回路の制御方法の第２の
実施例を示した動作波形図であって、第５図（イ）は模
擬３角波Ｃと制御指令値Ｄとの切合いをあらわしたも
の、第５図（ロ）は半導体スイッチ31の動作、第５図
（ハ）は半導体スイッチ32の動作、第５図（ニ）はイン
バータ２の出力電圧V1、第５図（ホ）はインバータ２の
出力電流I1第５図（ヘ）は整流器６の出力電流I0の変化
をそれぞれがあらわしている。またこの第５図の左半分
は直列リアクトル11に印加される電圧V1−V2が大の場
合、右半分はこの電圧V1−V2が小の場合のものである。 直列リアクトル11に印加される電圧V1−V2を検出し、
この電圧に対応して３角波の傾斜が変化する発振器によ
り、模擬３角波Ｃを発生させると、この模擬３角波Ｃは
前述の第４図（ニ）に図示の電流I0と類似した動作波形
となり、周波数変化も生じる。この模擬３角波Ｃと、半
導体スイッチの通流角を制御する制御指令値Ｄとの大小
関係を比較（第５図（イ）参照）することで、インバー
タ２を構成している半導体スイッチ31,32の通流角αを
切出すことができるので、これによりインバータ出力電
流V1、インバータ出力電流I1および整流器６の出力電流
I0を制御できる。 このような通流角制御は、出力電流I0が零に近い極め
て小さな値の場合でも、スイッチング周波数を高くしな
いですむことになる。 また制御指令値Ｄの値を十分に大きな値にすると、イ
ンバータ出力電流I1または整流器出力電流I0は、零区間
のない連続動作状態（第２図（ハ）、第４図（ハ）
（ニ）参照）を、電流瞬時値の実際値を検出しなくて
も、簡単に予測して制御できる。 またこの第５図に示すように、電流に零区間があるよ
うな制御状態では、整流器出力電流I0の平均値はピーク
値の半分にはならないで、下記の（３）式に示す関係と
なる。 ION∝IOP 2∝α２ …（３） ただしIONはI0の平均値、IOPはI0のピーク値である。 すなわち平均値IONはピーク値IOPの２乗または通流角
αの２乗に比例するので、この両者の比例関係が失われ
ることになる。そこで開平演算回路を補正用として使用
することで、両者の線形関係を維持するようにして、自
動制御上の不都合を解消することができる。 さらに変圧器５の漏れリアクタンスを積極的に利用す
ることで、直列リアクトル11が必要とするリアクタンス
値を大幅に削減し、場合によってはこの直列リアクトル
11を削除することもできる。 本発明によるスイッチングレギュレターの制御方法の
１つの実施例では出力を絞るためには第５図の如く半サ
イクル毎に休止区間を設定しているが、半サイクル毎に
休止を行なったのでは変圧器磁束が片方に偏磁している
等のためその休止が得られない等の問題がある。そこ
で、連続的に運転してピーク値I1Pが下げてスイッチン
グ周波数を上げることにより出力を絞った方が円滑なス
イッチングが得られる。 しかし、スイッチング周波数を無限に上げることはス
イッチ回路の能力から出来ず、最小出力限界が生じてそ
れ以下の無負荷に近い運転は出来ないことになる。しか
し、第６図に示す如く最小出力を変圧器の偏磁が零に戻
る１サイクルの整数倍の連続運転後に休止することによ
り、休止区間の変圧器の偏磁を零にすることが出来る。 この様に最大から最小出力の間の運転はピーク値I1P
を変えることにより、連続的に、それ以下の出力のとき
は変圧器の磁束が零になる時点で任意の休止時間をとる
ことにより見掛け上PWM（パルス幅制御）と同等に零か
ら最大出力まで円滑な運転が可能となる。
ある。 この第１図において、半導体スイッチ31,32を直列接
続することで、上下１対のアームスイッチとしてのイン
バータ２を形成し、このインバータ２に直流電源１から
直流電力を供給し、半導体スイッチ素子31,32を交互に
オン・オフさせることで、このインバータ２から変換さ
れた交流を得る。この交流を変圧器５の１次巻線51に印
加すると、２次巻線52からはこれとは絶縁された交流を
取出すことができるので、この交流を整流器６と平滑コ
ンデンサ７とにより平滑な直流に変換して負荷８に与え
る。このときの直流として高電圧のものを必要とすると
きは、図示のように２次巻線52を複数にして、この２次
巻線52のそれぞれに別個に接続される整流器６の直流側
を相互に直列接続する。 本発明においては、変圧器５のストレーキャパシタン
ス53などに起因して生じる過大な突入電流を、インバー
タ２と変圧器１次巻線51との間に直列リアクトル11を挿
入することにより抑制しようとするものである。 第２図は第１図に示す実施例回路の各部の動作波形を
示した図であって、第２図（イ）はインバータ２の出力
電圧V1の波形、第２図（ロ）は変圧器５の１次側電圧V2
の波形、第２図（ハ）はインバータ２の出力電流I1の波
形、第２図（ニ）はインバータ出力電圧V1と変圧器１次
側電圧V2との差、すなわち直列リアクトル11の印加電圧
V1−V2の波形、第２図（ホ）は半導体スイッチ31の動
作、第２図（ヘ）は半導体スイッチ32の動作をそれぞれ
があらわしている。 この第２図であきらかなように、電流I1電圧V1−V2の
変化に忠実に対応してその直流を増減（第２図（ハ），
（ニ）参照）している。ここで電流I13角波となる理由
は、この第２図と下記の（１）式により明らかである。
ただしＬは直列リアクトル11のインダクタンス値であ
る。 第２図において、時刻t1からt2までの期間は半導体ス
イッチ31がオンしており、この期間中に電流I1はそのピ
ーク値I1Pまで増大する。時刻t2で半導体スイッチ31が
オフとなり、半導体スイッチ32がオンして電流が切換わ
ることにより、電圧V1の極性が反転し、電流I1急速にそ
の値を減少する。次いで時刻t3にこの電流I1の極性が正
から負に反転すると、電圧V2の極性が反転し、電流I1の
負方向への増加傾向は緩やかになるが、その値は更に増
加する。ここで時刻t4に半導体スイッチ32がオフ、31が
オンになると、電流I1は再び半導体スイッチ31に切換わ
り、この電流I1の値は急速に零方向へ減少し、時刻t5に
零となる。この時刻t5が時刻t1同じ状態であることか
ら、電流I1は半導体スイッチ31,32のオン・オフに対応
して上述の変化を繰返すことになる。 直列リアクトル11を設けることにより、第１図に示す
実施例回路は３角形の交流電流波形で動作するのである
が、この３角波で第８図（ハ）に示す方形波と同等の出
力電流I0を得るには、半サイクル期間中の両者の平均値
電流を等しくすればよい。 第３図は方形波電流と３角波電流との相関関係をあら
わした波形図であって、第３図（イ）は３角波の周波数
が低い場合、第３図（ロ）は３角波の周波数が高い場合
であって、いずれも破線で画いた波形Ａが方形波電流で
あり、実線で画いた波形Ｂが３角波形電流である。 この第３図に示すように、方形波電流Ａの平均値をIN
とするならば、３角波電流Ｂのピーク値をこの方形波の
平均値電流INの２倍とすれば、両者の平均値は等しくな
り、この関係は３角波電流Ｂの周波数には無関係である
ことが、この第３図（イ），（ロ）から知ることができ
る。 第３図に示す関係、すなわち３角波のピーク値を方形
波の平均値の２倍にして、両者の平均値が等しくなるよ
うにした場合に、両者の実効値同士がどのような関係に
なるかをあらわしたのが、下記の（２）式である。 すなわち、高価な電流クランプ回路４を使用して方形
電流を流していたものが、電流容量をそれまでより15％
増大させるのみで、安価な直列リアクトル11が使用でき
ることになる。また（２）式に示す関係は、３各波の周
波数を変化させても不変であることは、平均値の場合と
同じである。 第４図と第１図に示す実施例回路の制御方法の実施例
を示した動作波形図であって、平滑コンデンサ７を、イ
ンバータ２と直流電源１とが許容できる定電流（すなわ
ちピーク値一定）で充電する場合である。 第４図（イ）はインバータ２の出力電圧V1、第４図
（ロ）は変圧器５の１次側電圧V2、第４図（ハ）はイン
バータ２の出力電流I1、第４図（ニ）は整流器６の出力
電流I0、第４図（ホ）は平滑コンデンサ７の端子電圧V0
の変化をそれぞれがあらわしている。 この第４図において、当初、平滑コンデンサ電圧V0
が零であることから、変圧器１次側電圧V2も零である。
それ故インバータ出力電圧V1は、その全電圧が直列リア
クトル11に印加され、従ってインバータ出力電流I1の変
化は急峻であって、ごく短時間で許容できるピーク値I
1Pまたは−I1Pに到達することになるので、スイッチン
グ周波数も高い。この電流により平滑コンデンサ７が充
電されてその電圧V0が高くなるにつれて、変圧器１次側
電圧V2も高くなり、従って直列リアクトル11に印加され
る電圧V1−V2に依存する電流I1の変化率は穏やかとな
り、そのピーク値I1Pに到達するまでの時間が長く、従
ってスイッチング周波数が低下する。 しかしながら、スイッチング周波数が変化しても、前
述したように整流器出力電流I0の平均値は変化しないの
で、平滑コンデンサ電圧V0、ほぼ直線的に増大するの
で、電流クランプ回路４を設けなくても、インバータ２
の制御を適切に行うことで、すなわちインバータ出力電
流I1が±I1Pに到達したときに、半導体スイッチ31,32の
オン・オフを切換えればよいのであって、この切換電流
値±I1Pを制御指令値に置換して任意に変化させれば、
第１図に示す実施例回路の出力電流I0の平均値を自由
に、かつ線形で制御できる。 第５図は第１図に示す実施例回路の制御方法の第２の
実施例を示した動作波形図であって、第５図（イ）は模
擬３角波Ｃと制御指令値Ｄとの切合いをあらわしたも
の、第５図（ロ）は半導体スイッチ31の動作、第５図
（ハ）は半導体スイッチ32の動作、第５図（ニ）はイン
バータ２の出力電圧V1、第５図（ホ）はインバータ２の
出力電流I1第５図（ヘ）は整流器６の出力電流I0の変化
をそれぞれがあらわしている。またこの第５図の左半分
は直列リアクトル11に印加される電圧V1−V2が大の場
合、右半分はこの電圧V1−V2が小の場合のものである。 直列リアクトル11に印加される電圧V1−V2を検出し、
この電圧に対応して３角波の傾斜が変化する発振器によ
り、模擬３角波Ｃを発生させると、この模擬３角波Ｃは
前述の第４図（ニ）に図示の電流I0と類似した動作波形
となり、周波数変化も生じる。この模擬３角波Ｃと、半
導体スイッチの通流角を制御する制御指令値Ｄとの大小
関係を比較（第５図（イ）参照）することで、インバー
タ２を構成している半導体スイッチ31,32の通流角αを
切出すことができるので、これによりインバータ出力電
流V1、インバータ出力電流I1および整流器６の出力電流
I0を制御できる。 このような通流角制御は、出力電流I0が零に近い極め
て小さな値の場合でも、スイッチング周波数を高くしな
いですむことになる。 また制御指令値Ｄの値を十分に大きな値にすると、イ
ンバータ出力電流I1または整流器出力電流I0は、零区間
のない連続動作状態（第２図（ハ）、第４図（ハ）
（ニ）参照）を、電流瞬時値の実際値を検出しなくて
も、簡単に予測して制御できる。 またこの第５図に示すように、電流に零区間があるよ
うな制御状態では、整流器出力電流I0の平均値はピーク
値の半分にはならないで、下記の（３）式に示す関係と
なる。 ION∝IOP 2∝α２ …（３） ただしIONはI0の平均値、IOPはI0のピーク値である。 すなわち平均値IONはピーク値IOPの２乗または通流角
αの２乗に比例するので、この両者の比例関係が失われ
ることになる。そこで開平演算回路を補正用として使用
することで、両者の線形関係を維持するようにして、自
動制御上の不都合を解消することができる。 さらに変圧器５の漏れリアクタンスを積極的に利用す
ることで、直列リアクトル11が必要とするリアクタンス
値を大幅に削減し、場合によってはこの直列リアクトル
11を削除することもできる。 本発明によるスイッチングレギュレターの制御方法の
１つの実施例では出力を絞るためには第５図の如く半サ
イクル毎に休止区間を設定しているが、半サイクル毎に
休止を行なったのでは変圧器磁束が片方に偏磁している
等のためその休止が得られない等の問題がある。そこ
で、連続的に運転してピーク値I1Pが下げてスイッチン
グ周波数を上げることにより出力を絞った方が円滑なス
イッチングが得られる。 しかし、スイッチング周波数を無限に上げることはス
イッチ回路の能力から出来ず、最小出力限界が生じてそ
れ以下の無負荷に近い運転は出来ないことになる。しか
し、第６図に示す如く最小出力を変圧器の偏磁が零に戻
る１サイクルの整数倍の連続運転後に休止することによ
り、休止区間の変圧器の偏磁を零にすることが出来る。 この様に最大から最小出力の間の運転はピーク値I1P
を変えることにより、連続的に、それ以下の出力のとき
は変圧器の磁束が零になる時点で任意の休止時間をとる
ことにより見掛け上PWM（パルス幅制御）と同等に零か
ら最大出力まで円滑な運転が可能となる。
半導体スイッチのオン・オフ動作により直流を交流に
変化するインバータの交流出力を変圧器と整流器とによ
り所望の電圧の直流に変換しているスイッチングレギュ
レータでは、従来は変圧器のストレーキャパシタンスな
どに起因する過大な突入電流を、高価な電流クランプ回
路で抑制していたが、本発明においては、この電流クラ
ンプ回路の代りに安価な直列リアクトルを使用すること
で、通電容量を15％増すのみで突入電流を有効に抑制で
きるので、装置のコストを低減できる効果を得る。この
ときインバータを構成している半導体スイッチのオン・
オフを、あらかじめ定めた電流ピーク値で、あるいは直
列リアクトルの電圧に対応した模擬３角波と制御指令値
との切合いで動作させるようにして、高性能のスイッチ
ングレギュレータとすることができる。 さらに、本発明においては、直列リアクトルを付加し
てインバータ電圧に対し、インバータ出力電流が遅れる
ようにしているので、PWM制御の如く、たとえば半導体
スイッチ31,32にそれぞれ逆並列接続されたダイオード
に通電中に対向アームの半導体スイッチがオンする様な
ダイオードにとって苛酷な動作がないのでダイオードの
逆回復損失がなく、超高周波スイッチングが可能であ
る。また同様の理由で半導体スイッチに直接スナバコン
デンサを接続できるので、高周波スイッチングしてもス
イッチング損失が非常に少ない。さらに直列リアクトル
を付加したことで、万一、変圧器の偏磁による励磁突流
が生じてもこのリアクトルの効果で突流が抑制されるの
で、変圧器の偏磁がおそろしくなくなるという効果もあ
る。
変化するインバータの交流出力を変圧器と整流器とによ
り所望の電圧の直流に変換しているスイッチングレギュ
レータでは、従来は変圧器のストレーキャパシタンスな
どに起因する過大な突入電流を、高価な電流クランプ回
路で抑制していたが、本発明においては、この電流クラ
ンプ回路の代りに安価な直列リアクトルを使用すること
で、通電容量を15％増すのみで突入電流を有効に抑制で
きるので、装置のコストを低減できる効果を得る。この
ときインバータを構成している半導体スイッチのオン・
オフを、あらかじめ定めた電流ピーク値で、あるいは直
列リアクトルの電圧に対応した模擬３角波と制御指令値
との切合いで動作させるようにして、高性能のスイッチ
ングレギュレータとすることができる。 さらに、本発明においては、直列リアクトルを付加し
てインバータ電圧に対し、インバータ出力電流が遅れる
ようにしているので、PWM制御の如く、たとえば半導体
スイッチ31,32にそれぞれ逆並列接続されたダイオード
に通電中に対向アームの半導体スイッチがオンする様な
ダイオードにとって苛酷な動作がないのでダイオードの
逆回復損失がなく、超高周波スイッチングが可能であ
る。また同様の理由で半導体スイッチに直接スナバコン
デンサを接続できるので、高周波スイッチングしてもス
イッチング損失が非常に少ない。さらに直列リアクトル
を付加したことで、万一、変圧器の偏磁による励磁突流
が生じてもこのリアクトルの効果で突流が抑制されるの
で、変圧器の偏磁がおそろしくなくなるという効果もあ
る。
第１図は本発明の実施例をあらわした主回路接続図、第
２図は第１図に示した実施例回路の各部の動作波形を示
した図、第３図は方形波電流と３角波電流との相関関係
をあらわすした波形図、第４図は第１図に示す実施例回
路の制御方法の実施例を示した動作波形図、第５図は第
１図に示した実施例回路の制御方法の第２図の実施例を
示した動作波形図、第６図は第１図に示した実施例回路
の制御方法の第３の実施例を示した動作波形図、第７図
は直流高電圧出力用のスイッチングレギュレータの従来
例を示した主回路接続図、第８図は第７図に示す従来例
回路において特性が理想的な電流クランプ回路を使用し
た場合の各部の動作波形を示した図である。 1:直流電源、2:インバータ、4:電流クランプ回路、5:変
圧器、6:整流器、7:平滑コンデンサ、8:負荷、11:直列
リアクトル、31,32:上下１対のアームスイッチとしての
半導体スイッチ、41:変流器、42:整流回路、43:定電流
電源、51:1次巻線、52:2次巻線、53:ストレーキャパシ
タンス。
２図は第１図に示した実施例回路の各部の動作波形を示
した図、第３図は方形波電流と３角波電流との相関関係
をあらわすした波形図、第４図は第１図に示す実施例回
路の制御方法の実施例を示した動作波形図、第５図は第
１図に示した実施例回路の制御方法の第２図の実施例を
示した動作波形図、第６図は第１図に示した実施例回路
の制御方法の第３の実施例を示した動作波形図、第７図
は直流高電圧出力用のスイッチングレギュレータの従来
例を示した主回路接続図、第８図は第７図に示す従来例
回路において特性が理想的な電流クランプ回路を使用し
た場合の各部の動作波形を示した図である。 1:直流電源、2:インバータ、4:電流クランプ回路、5:変
圧器、6:整流器、7:平滑コンデンサ、8:負荷、11:直列
リアクトル、31,32:上下１対のアームスイッチとしての
半導体スイッチ、41:変流器、42:整流回路、43:定電流
電源、51:1次巻線、52:2次巻線、53:ストレーキャパシ
タンス。
Claims (4)
- 【請求項１】少なくとも上下からなる１対のアームスイ
ッチに直流電源を接続し、前記アームスイッチの交流出
力端を直列リアクトルを介して変圧器の一次側へ接続
し、上側アームスイッチと下側アームスイッチとを交互
にオン・オフさせることで得られる交流を変圧器に与
え、前記アームスイッチの通流率とオン・オフの周期を
変化させ、前記変圧器の二次側に設けた整流手段を介し
て所望の直流を出力するスイッチングレギュレータにお
いて、 前記直列リアクトルの印加電圧を検出してこの電圧に比
例した周波数の三角波を発生させ、この三角波に従って
前記アームスイッチをオン・オフさせることを特徴とす
るスイッチングレギュレータの制御方法。 - 【請求項２】少なくとも上下からなる１対のアームスイ
ッチに直流電源を接続し、前記アームスイッチの交流出
力端を直列リアクトルを介して変圧器の一次側へ接続
し、上側アームスイッチと下側アームスイッチとを交互
にオン・オフさせることで得られる交流を変圧器に与
え、前記アームスイッチの通流率とオン・オフの周期を
変化させ、前記変圧器の二次側に設けた整流手段を介し
て所望の直流を出力するスイッチングレギュレータにお
いて、 スイッチングレギュレータ出力を制御するための休止開
始時点を上下のアームスイッチが１回ずつ動作する１サ
イクルの整数倍の運転後の変圧器の偏磁が零に近い部分
に設定することを特徴とするスイッチングレギュレータ
の制御方法。 - 【請求項３】少なくとも上下からなる１対のアームスイ
ッチに直流電源を接続し、前記アームスイッチの交流出
力端を直列リアクトルを介して変圧器の一次側へ接続
し、上側アームスイッチと下側アームスイッチとを交互
にオン・オフさせることで得られる交流を変圧器に与
え、前記アームスイッチの通流率とオン・オフの周期を
変化させ、前記変圧器の二次側に設けた整流手段を介し
て所望の直流を出力するスイッチングレギュレータにお
いて、 前記直列リアクトルの印加電圧を検出してこの電圧に比
例した周波数の三角波を発生させ、この三角波と別途定
める制御指令値との大小関係に対応して、前記アームス
イッチをオン・オフさせることを特徴とするスイッチン
グレギュレータの制御方法。 - 【請求項４】特許請求の範囲第３項記載の制御方法にお
いて、前記制御指令値に対して前記整流手段から出力さ
れる電流と、この制御指令値とを線形関係に補正するこ
とを特徴とするスイッチングレギュレータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1192339A JP2605878B2 (ja) | 1988-08-04 | 1989-07-25 | スイッチングレギュレータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19491888 | 1988-08-04 | ||
| JP63-194918 | 1988-08-04 | ||
| JP1192339A JP2605878B2 (ja) | 1988-08-04 | 1989-07-25 | スイッチングレギュレータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02146956A JPH02146956A (ja) | 1990-06-06 |
| JP2605878B2 true JP2605878B2 (ja) | 1997-04-30 |
Family
ID=26507263
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1192339A Expired - Lifetime JP2605878B2 (ja) | 1988-08-04 | 1989-07-25 | スイッチングレギュレータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2605878B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002325449A (ja) * | 2001-04-27 | 2002-11-08 | Toyota Industries Corp | トランス回路及び電力変換回路 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57208864A (en) * | 1981-06-15 | 1982-12-22 | Origin Electric Co Ltd | Power supply device |
| JPS61114985U (ja) * | 1984-12-26 | 1986-07-21 |
-
1989
- 1989-07-25 JP JP1192339A patent/JP2605878B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02146956A (ja) | 1990-06-06 |
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