WO2010143304A1

WO2010143304A1 - 電源装置

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Publication number: WO2010143304A1
Application number: PCT/JP2009/060799
Authority: WO
Inventors: 尊衛嶋田; 輝三彰谷口; 庄司　浩幸
Original assignee: 日立コンピュータ機器株式会社
Priority date: 2009-06-12
Filing date: 2009-06-12
Publication date: 2010-12-16
Also published as: TW201117513A; JP5412515B2; JPWO2010143304A1; TWI399010B

Abstract

【課題】重量の増加を抑えつつ商用電源を用いて、車両に搭載されたバッテリを高効率で充電する。【解決手段】その直流側端子に第１の直流電源が接続され、その交流側端子にトランスの１次巻線が接続された第１の変換回路１１と、その交流側端子に前記トランスの２次巻線が接続され、その直流側端子に第２の直流電源が接続された第２の変換回路１２と、前記第１および第２の変換回路を構成するスイッチング素子を開閉制御する制御回路１０を備え、前記第１の変換回路の交流側端子に供給された交流電力を前記第１または第２の直流電源に供給する。

Description

電源装置

　本発明は、電源装置に係り、特に外部の電源から充電可能な電源を備えた電源装置に関する。

　地球環境保全に対する意識の高まりから、近年では、効率が高いハイブリッド車の普及が進んでいる。ハイブリッド車は、走行モータ駆動用の主バッテリと補機駆動用の補機バッテリを備えており、これらのバッテリを商用の交流電源から充電すれば，ハイブリッド車の燃費を改善することができる。

　しかしながら、商用電源電圧をバッテリ充電可能な直流電圧に変換する充電装置を車両に搭載すると，車両重量が増加する。

　そこで、特許文献１には、バッテリの充電時に、稼動していない既存の設備（インバータ）を充電器の一部として利用することにより、車両重量の増加を抑えつつ商用電源を用いて前記バッテリを充電することが示されている。

　また、インバータを用いて商用電源からバッテリを充電する電源装置が、特許文献２～５に開示されている。

特開２００７－１９５３３６号公報特許２６９５０８３号明細書特開平８－２２８４４３号公報特開２００７－３１８９７０号公報特開２００６－３２００７４号公報

　一般に電源装置を小型・高効率化するためには、スイッチング特性が速いスイッチング素子を用いることが効果的である。しかしながら、特許文献１～３に示される従来の電源装置においては、電源装置を小型化するため、インバータの電流密度を高く設定することが多かった。

　しかし、スイッチング素子として、例えばＩＧＢＴのように電流密度は高く設定できるが、スイッチング特性の遅い素子を用いると、スイッチング損失が大きくなり、商用電源からバッテリに充電する際の電力変換の効率が低下する。

　本発明はこれらの問題点に鑑みてなされたもので、重量の増加を抑えつつ商用電源を用いて、搭載されたバッテリを高効率で充電することのできる電源装置を提供するものである。

　本発明は上記課題を解決するため、次のような手段を採用した。

　その直流側端子に第１の直流電源が接続され、その交流側端子にトランスの１次巻線が接続された第１の変換回路と、その交流側端子に前記トランスの２次巻線が接続され、その直流側端子に第２の直流電源が接続された第２の変換回路と、前記第１および第２の変換回路を構成するスイッチング素子を開閉制御する制御回路を備え、前記第１の変換回路の交流側端子に供給された交流電力を前記第１または第２の直流電源に供給する。

　本発明は、以上の構成を備えるため、重量の増加を抑えつつ商用電源を用いて、搭載されたバッテリを高効率で充電することができる。

第１の実施形態に係る電源装置の回路構成を説明する図である。第２の実施形態に係る電源装置の回路構成を説明する図である。図２に示す電源装置の降圧動作（モードａ）を説明する図である。図２に示す電源装置の降圧動作（モードｂ）を説明する図である。図２に示す電源装置の降圧動作（モードｃ）を説明する図である。図２に示す電源装置の降圧動作（モードｄ）を説明する図である。図２に示す電源装置の降圧動作（モードｅ）を説明する図である。図２に示す電源装置の充電動作１（モードａ）を説明する図である。図２に示す電源装置の充電動作１（モードｂ）を説明する図である。図２に示す電源装置の充電動作２（モードａ）を説明する図である。図２に示す電源装置の充電動作２（モードｂ）を説明する図である。第３の実施形態に係る電源装置を説明する図である。図６に示す電源装置の充電動作１（モードａ）を説明する図である。図６に示す電源装置の充電動作１（モードｂ）を説明する図である。第４の実施形態を説明する図である。第２の変換回路としてカレントダブラ回路を用いた例を示す図である。

　以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。本明細書では、直流電源Ｖ１から直流電源Ｖ２へ電力伝送する動作を降圧動作と称し、逆に直流電源Ｖ２から直流電源Ｖ１へ電力伝送する動作を昇圧動作と称する。また、交流電源Ｖ３から直流電源Ｖ１および直流電源Ｖ２へ電力伝送する動作を充電動作１と称し、交流電源Ｖ３から直流電源Ｖ１には電力伝送し、直流電源Ｖ２へは電力伝送しない動作を充電動作２と称する。

［第１の実施形態］
　図１は、本発明の第１の実施形態にかかる電源装置の回路構成を説明する図である。図１に示す電源装置は、負荷Ｒ１が接続された直流電源Ｖ１と、負荷Ｒ２が接続された直流電源Ｖ２と、交流電源Ｖ３とに接続され、直流電源Ｖ１、Ｖ２間で電力を授受するとともに、交流電源Ｖ３から直流電源Ｖ１、Ｖ２を充電する。

　図１において、平滑コンデンサＣ１は直流電源Ｖ１に接続され、平滑コンデンサＣ２は直流電源Ｖ２に接続されている。変換回路１１の直流端子は、ダイオードＤを介して平滑コンデンサＣ１に接続される。このダイオードＤは、変換回路１１から直流電源Ｖ１へは電力を流し、逆に直流電源Ｖ１から変換回路１１へは電力を流さない向きに接続され、ダイオードＤにはスイッチＳＷ０が並列接続されている。また、回路１２の直流端子は平滑コンデンサＣ２に接続されている。

　変換回路１１の交流端子には、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２、共振コンデンサＣｒを介して巻線Ｎ１が接続されるとともに、昇圧インダクタＬ１、Ｌ２、スイッチＳＷ２１、ＳＷ２２を介して交流電源Ｖ３が接続されている。変換回路１２の交流端子には、巻線Ｎ２が接続されている。トランス１は、巻線Ｎ１と巻線Ｎ２とを磁気結合している。

　変換回路１１、１２、スイッチＳＷ０、ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１、ＳＷ２２は、制御手段１０によって制御される。制御手段１０には、電圧センサ２１、２２、２３及び電流センサ３１、３２、３３が接続されている。

　ここで、図１に示す電源装置の降圧動作を説明する。降圧動作時は、スイッチＳＷ０、ＳＷ１１、ＳＷ１２をオン状態に保ち、スイッチＳＷ２１、ＳＷ２２をオフ状態に保つ。ダイオードＤの両端は短絡されるから、変換回路１１の直流端子は、ダイオードＤを介さずに直接平滑コンデンサＣ１に接続された場合と同様の状態になる。制御手段１０は、スイッチＳＷ０、ＳＷ１１、ＳＷ１２をオン状態、スイッチＳＷ２１、ＳＷ２２をオフ状態に保ちながら、変換回路１１をスイッチング動作させ、巻線Ｎ１に交流電圧を印加する。変換回路１２は、巻線Ｎ２に生じた誘起電圧を整流し、直流電源Ｖ２に電力を供給する。

　次に、図１に示す電源装置の昇圧動作を説明する。昇圧動作時には、制御手段１０は、スイッチＳＷ０、ＳＷ２１、ＳＷ２２をオフ状態、ＳＷ１１、ＳＷ１２をオン状態に保ちながら、変換回路１２をスイッチング動作させ、巻線Ｎ２に交流電圧を印加する。変換回路１１は、巻線Ｎ１に生じた誘起電圧を整流し、直流電源Ｖ１に電力を供給する。

　次に、図１に示す電源装置の充電動作１（交流電源Ｖ３から直流電源Ｖ１および直流電源Ｖ２へ電力伝送）を説明する。充電動作１時には、スイッチＳＷ０をオフ状態、ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１、ＳＷ２２をオン状態に保つ。変換回路１１をスイッチング動作させて、昇圧インダクタＬ１、Ｌ２に交流電源Ｖ３のエネルギーの蓄積と放出を繰り返し、直流電源Ｖ１に電力を供給するとともに巻線Ｎ１に交流電圧を印加する。変換回路１２は、巻線Ｎ２に生じた誘起電圧を整流し、直流電源Ｖ２に電力を供給する。

　次に、図１に示す電源装置の充電動作２（交流電源Ｖ３から直流電源Ｖ１にのみ電力伝送）を説明する。充電動作２時には、スイッチＳＷ０、ＳＷ１１、ＳＷ１２をオフ状態、ＳＷ２１、ＳＷ２２をオン状態に保つ。充電動作１と同様に、変換回路１１をスイッチング動作させて直流電源Ｖ１に電力を供給する。スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２はオフ状態であるから巻線Ｎ１には電圧が印加されず、直流電源Ｖ２には電力供給されない。

　充電動作１，２においては、電流センサ３３で検出した交流電源Ｖ３からの入力電流が、電圧センサ２３で検出した交流電源Ｖ３の電圧と同様の波形になるよう回路１１をスイッチング動作させることにより、入力電力の力率を高めることができる。

　昇圧動作、充電動作１、２においては、変換回路１１を構成する整流素子として高耐圧ＭＯＳＦＥＴのボディダイオード（寄生ダイオード）のように逆回復特性が比較的遅い素子を用いても、逆回復特性が比較的速いダイオードＤが、直流電源Ｖ１や平滑コンデンサＣ１から変換回路１１への電力の逆流を防ぐことにより、効率的な電力伝送が可能である。

　スイッチＳＷ０は、動作の切替え時のみオン状態とオフ状態を切替えるため、動作が比較的遅いＩＧＢＴや、電磁継電器のような機械式スイッチを用いることができる。ＩＧＢＴを用いる場合、逆並列ダイオードを内蔵したパッケージのものを用いれば、ダイオードＤを外付けする必要がなく、小型化に有利である。機械式スイッチを用いれば、導通損失が小さいことから、更に効率の良い電力電送が可能となる。もちろん、変換回路１１を構成する整流素子として、逆回復特性が比較的速い素子を用いた場合は、ダイオードＤおよびスイッチＳＷ０は不要であり、変換回路１１の直流端子を直接平滑コンデンサＣ１に接続してもよい。

［第２の実施形態］
　図２は、本発明の第２の実施形態に係る電源装置の回路構成を説明する図である。図２に示す電源装置は、負荷Ｒ１が接続された直流電源Ｖ１と、負荷Ｒ２が接続された直流電源Ｖ２と、交流電源Ｖ３とに接続され、直流電源Ｖ１、Ｖ２間で電力を授受するとともに、交流電源Ｖ３から直流電源Ｖ１、Ｖ２を充電する。

　図２において、平滑コンデンサＣ１は直流電源Ｖ１に接続され、平滑コンデンサＣ２は直流電源Ｖ２に接続されている。スイッチング素子Ｈ１、Ｈ２を直列接続した第１のスイッチングレッグは、ダイオードＤを介して平滑コンデンサＣ１に接続される。　このダイオードＤは、第１のスイッチングレッグから直流電源Ｖ１へは電力を流し、逆に直流電源Ｖ１から第１のスイッチングレッグへは電力を流さない向きに接続され、ダイオードＤにはスイッチＳＷ０が並列接続されている。スイッチング素子Ｈ３、Ｈ４を直列接続した第２のスイッチングレッグは、第１のスイッチングレッグに並列接続される。

　スイッチング素子Ｈ１、Ｈ２の直列接続点と、スイッチング素子Ｈ３、Ｈ４の直列接続点との間に、共振インダクタＬｒを介して、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２と共振コンデンサＣｒと巻線Ｎ１とが直列接続されるとともに、スイッチＳＷ２１、ＳＷ２２と昇圧インダクタＬ１、Ｌ２と交流電源Ｖ３とが直列接続されている。

　トランス２は、巻線Ｎ１、Ｎ２１、Ｎ２２を磁気結合している。巻線Ｎ２１の一端と巻線Ｎ２２の一端とが接続され、巻線Ｎ２１の他端はスイッチング素子Ｓ１の一端に接続され、巻線Ｎ２２の他端はスイッチング素子Ｓ２の一端に接続されている。スイッチング素子Ｓ１の他端とスイッチング素子Ｓ２の他端とが平滑コンデンサＣ２の一端に接続されている。巻線Ｎ２１、Ｎ２２の接続点は、平滑インダクタＬを介して平滑コンデンサＣ２の他端に接続されている。

　スイッチング素子Ｈ１～Ｈ４、Ｓ１、Ｓ２には、それぞれ逆並列ダイオードＤＨ１～ＤＨ４、ＤＳ１、ＤＳ２が接続されている。ここで、これらのスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は、逆並列ダイオードとしてＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを利用することができる。なお、前記スイッチング素子のそれぞれにはスナバコンデンサを並列接続することができる。

　スイッチング素子Ｈ１～Ｈ４、Ｓ１、Ｓ２と、スイッチＳＷ０、ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１、ＳＷ２２は、制御手段１０によって制御される。制御手段１０には、電圧センサ２１、２２、２３及び電流センサ３１、３２、３３が接続されている。

（降圧動作）
　図３Ａ～図３Ｅは、図２に示す電源装置の降圧動作を説明する図である。以下、図３Ａ～図３Ｅを参照しながら降圧動作を詳細に説明する。ただし、図３Ａ～図３Ｅは、それぞれモードａ～ｅを表す。

（モードａ）
　まず、モードａでは、スイッチＳＷ０、ＳＷ１１、ＳＷ１２、スイッチング素子Ｈ１、Ｈ４がオン状態、スイッチＳＷ２１、ＳＷ２２、スイッチング素子Ｈ２、Ｈ３がオフ状態であり、直流電源Ｖ１の電圧が、スイッチＳＷ０、ＳＷ１１、ＳＷ１２、スイッチング素子Ｈ１、Ｈ４、共振インダクタＬｒ、共振コンデンサＣｒを介して巻線Ｎ１に印加されている。

　スイッチング素子Ｓ２はオフ状態であり、巻線Ｎ２１に生じた電圧が、ダイオードＤＳ１、平滑インダクタＬを介して直流電源Ｖ２に印加され、直流電源Ｖ２にエネルギーが供給される。このとき、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２としてＭＯＳＦＥＴを用いている場合は、スイッチング素子Ｓ１をオン状態とすれば、ダイオードＤＳ１に流れる電流をスイッチング素子Ｓ１へ分流することで損失を低減できる場合がある。このように、ＭＯＳＦＥＴと逆並列接続されたダイオードまたはＭＯＳＦＥＴのボディダイオードに、ダイオードの順方向電流が流れるとき、このＭＯＳＦＥＴをオン状態として損失を低減することを、以後、同期整流と称する。

（モードｂ）
　スイッチング素子Ｈ４をオフすると、スイッチング素子Ｈ４、直流電源Ｖ１、スイッチＳＷ０を流れていた電流は、ダイオードＤＨ３に転流する。このとき、スイッチング素子Ｈ３をオンさせる。平滑インダクタＬに蓄積されているエネルギーは、直流電源Ｖ２に供給される。

（モードｃ）
　スイッチング素子Ｈ１をオフすると、スイッチング素子Ｈ１を流れていた電流は、スイッチＳＷ０及び／又はダイオードＤ、直流電源Ｖ１、ダイオードＤＨ２に転流する。このとき、スイッチング素子Ｈ２をオンさせる。共振インダクタＬｒには、直流電源Ｖ１の電圧が印加され、この電流は減少していく。これに伴い、ダイオードＤＳ１と巻線Ｎ２１を通る電流が減少していき、ダイオードＤＳ２と巻線Ｎ２２に電流が流れていく。この時、スイッチング素子Ｓ２をオンすれば同期整流となる。

（モードｄ）
　スイッチング素子Ｈ２、Ｈ３はオン状態であるから、共振インダクタＬｒの電流がゼロに達した後は、逆向きにこの電流が増加していく。巻線Ｎ２１を通る電流がゼロに達する前に、スイッチング素子Ｓ１をオフしておく。

（モードｅ）
　巻線Ｎ２１を通る電流がゼロに達すると、巻線Ｎ２２に生じた電圧が、ダイオードＤＳ２、平滑インダクタＬを介して直流電源Ｖ２に印加され、直流電源Ｖ２にエネルギーが供給される。

　このモードｅは、モードａの対称動作である。以降、モードｂ～ｄの対称動作の後、モードａへ戻る。

（充電動作１）
　図４Ａ、図４Ｂは、図２に示す電源装置の充電動作１（交流電源Ｖ３から直流電源Ｖ１および直流電源Ｖ２へ電力伝送）を説明する図である。以下、この図４Ａ、図４Ｂを参照しながら充電動作１を詳細に説明する。ただし、図４Ａ、図４Ｂは、それぞれモードａ、ｂを表す。交流電源Ｖ３の電圧が、スイッチング素子Ｈ１、Ｈ２の接続点を向いている方が正の期間について説明する。

（モードａ）
　まず、モードａでは、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１、ＳＷ２２、スイッチング素子Ｈ２、Ｈ３がオン状態、スイッチＳＷ０がオフ状態であり、交流電源Ｖ３の電圧が、スイッチＳＷ２１、ＳＷ２２、スイッチング素子Ｈ２、Ｈ３、ダイオードＤＨ１、ＤＨ４、共振インダクタＬｒを介して昇圧インダクタＬ１、Ｌ２に印加され、交流電源Ｖ３のエネルギーが昇圧インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されている。このとき、スイッチング素子Ｈ１、Ｈ４をオンすれば同期整流となる。

　一方、共振コンデンサＣｒの電圧が、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２、スイッチング素子Ｈ２、Ｈ３、ダイオードＤＨ１、ＤＨ４、共振インダクタＬｒを介して巻線Ｎ１に印加される。スイッチング素子Ｓ１はオフ状態であり、巻線Ｎ２２に生じた電圧が、ダイオードＤＳ２、平滑インダクタＬを介して直流電源Ｖ２に印加され、直流電源Ｖ２にエネルギーが供給される。このとき、スイッチング素子Ｓ２をオンすれば同期整流となる。

（モードｂ）
　スイッチング素子Ｈ２、Ｈ３をオフすると、スイッチング素子Ｈ２、Ｈ３を流れていた電流は、ダイオードＤ、直流電源Ｖ１に転流し、昇圧インダクタＬ１、Ｌ２は蓄積されていたエネルギーを放出し、直流電源Ｖ１にエネルギーが供給される。モードａと同様に、スイッチング素子Ｈ１、Ｈ４をオンすれば同期整流となる。

　一方、交流電源Ｖ３の電圧は、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１、ＳＷ２２、昇圧インダクタＬ１、Ｌ２、共振コンデンサＣｒを介して巻線Ｎ１に印加される。スイッチング素子Ｓ２はオフ状態であり、巻線Ｎ２１に生じた電圧が、ダイオードＤＳ１、平滑インダクタＬを介して直流電源Ｖ２に印加され、直流電源Ｖ２にエネルギーが供給される。このとき、スイッチング素子Ｓ１をオンすれば同期整流となる。

　再びスイッチング素子Ｈ２、Ｈ３をオンすると、ダイオードＤがオフ状態となり、モードａの動作に戻る。このとき、ダイオードＤが直流電源Ｖ１からスイッチング素子Ｈ１～Ｈ４への電力逆流を防止する。

　このように、交流電源Ｖ３の電圧が、スイッチング素子Ｈ１、Ｈ２の接続点を向いている方が正の期間は、このモードａ、ｂを繰り返し、スイッチング素子Ｈ２、Ｈ３をオンオフさせる。なお、交流電源Ｖ３の電圧が逆向きの期間は、スイッチング素子Ｈ１、Ｈ４をオンオフさせればよい。

　この充電動作１では、共振コンデンサＣｒは、スイッチング素子Ｈ１～Ｈ４のスイッチング周波数を通過させつつ、交流電源Ｖ３の商用周波数を阻止し、トランス２の磁気飽和を防止すると考えてもよい。

（充電動作２）
　図５Ａ、図５Ｂは、図２に示す電源装置の充電動作２（交流電源Ｖ３から直流電源Ｖ１にのみ電力伝送）を説明する図である。この充電動作２では、充電動作１と比べてスイッチＳＷ１１、ＳＷ１２がオフ状態となっている点が異なっている。これにより巻線Ｎ１への電圧印加を阻止し、直流電源Ｖ２に電力供給されない点が、充電動作１と異なる。交流電源Ｖ３から直流電源Ｖ１へ電力を供給する動作については充電動作１と同様である。

　このように、図２に示す電源装置では、充電動作１、２時にダイオードＤが直流電源Ｖ１からスイッチング素子Ｈ１～Ｈ４への電力逆流を防止するため、スイッチング素子Ｈ１～Ｈ４を全てオンする動作や、スイッチング素子Ｈ１～Ｈ４とダイオードＤＨ１～ＤＨ４として、例えば高耐圧ＭＯＳＦＥＴとそのボディダイオードを用いることができ、効率的な動作が可能である。

　以上、説明したように、第２の実施形態に係る電源装置（図２）は、交流電源Ｖ３のエネルギーを用いて、直流電源Ｖ１と直流電源Ｖ２とを同時に充電することができる。このとき、直流電源Ｖ２への電力供給の有無は、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２の制御により選択することができる。また、スイッチＳＷ２１、ＳＷ２２をオフすれば、直流電源Ｖ１、Ｖ２間で電力を授受することもできる。

　また、図２に示す電源装置において、共振インダクタＬｒを巻線Ｎ１と直列に挿入しても構わない。

　また、この図の例では、変換回路１１，１２を電圧型フルブリッジ回路と電流型センタタップ回路の組合せとしたが、電圧型センタタップ回路や電流型フルブリッジ回路あるいはカレントダブラ回路の組合せとしてもよい。

［第３の実施形態］
　図６は、第３の実施形態に係る電源装置を説明する図である。この電源装置は、図２に示す第２の実施形態に係る電源装置と比べ、ダイオードＤとスイッチＳＷ０を省略し、スイッチング素子Ｈ１、Ｈ３を後述するスイッチング素子Ｈ１１、Ｈ１３とした点が異なる。

　図６に示す電源装置では、スイッチング素子Ｈ１１、Ｈ１３、ダイオードＤＨ１、ＤＨ３として、例えばＩＧＢＴと逆回復特性が比較的速いダイオードを用いている。また、スイッチング素子Ｈ２、Ｈ４、ダイオードＤＨ２、ＤＨ４として、例えば高耐圧ＭＯＳＦＥＴのようにスイッチング特性が速い素子とそのボディダイオードを用いている。

　次に、図６に示す電源装置の動作を説明する。まず、降圧動作は、図２に示す電源装置と同様である。

　図７Ａ、図７Ｂは、図６に示す電源装置の充電動作１を説明する図である。ただし、図７Ａ、図７Ｂは、それぞれモードａ、ｂを表す。

　図７Ａ、図７Ｂに示すように、図６に示す電源装置の充電動作１（交流電源Ｖ３から直流電源Ｖ１および直流電源Ｖ２へ電力伝送）は、図４Ａ、図４Ｂに示した第２の実施形態に係る電源装置の充電動作１と比べて、モードａの期間において異なる。すなわち、図４Ａではスイッチング素子Ｈ３をオンしておりダイオードＤＨ１とスイッチング素子Ｈ３に電流が流れていたが、図７Ａではスイッチング素子Ｈ１３をオフしておりダイオードＤＨ１とスイッチング素子Ｈ１３に電流が流れていない。

　図７Ｂに示すように、モードｂにおいてスイッチング素子Ｈ２をオフしたときの動作は、図４Ｂにおけるモードｂの動作と同様である。

　図７Ｂに示すモードｂにおいて、再びスイッチング素子Ｈ２をオンすると、ダイオードＤＨ１がオフ状態となり、モードａの動作に戻る。このとき、図４Ａ、図４ＢにおいてはダイオードＤが直流電源Ｖ１からスイッチング素子Ｈ１～Ｈ４への電力逆流を防止したが、図７Ａ、図７ＢにおいてはダイオードＤＨ１がこの逆流を防止する点が異なる。

　図６に示す電源装置の充電動作２（交流電源Ｖ３から直流電源Ｖ１にのみ電力伝送）は、図２に示す電源装置の充電動作２と同様に、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２をオフすることにより直流電源Ｖ２へ電力供給しないようにしたものである。

　このように、図６に示す電源装置では、ダイオードＤＨ１、ＤＨ３として逆回復特性が比較的速い素子を用いることにより、図１，２に示す電源装置におけるダイオードＤとスイッチＳＷ０を省略することができる。

　このように、本実施形態では、スイッチング素子Ｈ２、Ｈ４としてスイッチング特性の速い素子を用いているためスイッチング損失が小さく、しかもダイオードＤの導通損失も削減することができ、高効率な充電動作が可能である。もちろん、スイッチング素子Ｈ２、Ｈ４として他の種類の素子を用いたり、スイッチング素子Ｈ１、Ｈ３と、スイッチング素子Ｈ２、Ｈ４との役割を交換したりしても、同様の動作ができることは当然である。

　また、本実施形態では、直流電源Ｖ１の直流電力を交流電力に変換して交流電源Ｖ３に電力供給することもできる。この場合は、例えば、昇圧インダクタＬ１から交流電源Ｖ３へ電流を流す期間においては、スイッチング素子Ｈ１１をオン状態に保ちながら、スイッチング素子Ｈ１３とスイッチング素子Ｈ４とを相補にオンオフさせ、昇圧インダクタＬ２から交流電源Ｖ３へ電流を流す期間においては、スイッチング素子Ｈ１３をオン状態に保ちながら、スイッチング素子Ｈ１１とスイッチング素子Ｈ２とを相補にオンオフさせればよい。この場合にも、スイッチＳＷ１１、ＳＷ１２の制御により、直流電源Ｖ２への電力供給の有無を選択することができる。

［第４の実施形態］
　図８は、第４の実施形態を説明する図である。図８では、電気自動車１１１の電源システムとして本発明による電源装置１００を採用している。電源装置１００は、電装機器１０１が接続された補機バッテリ１０６と、動力用モータ１０４を駆動するインバータ１０３へ電力供給するＤＣ－ＤＣコンバータ１０２が接続された主バッテリ１０５と、プラグイン充電コネクタ１０８とに接続されている。また、主バッテリ１０５には、急速充電器などの外部直流電源を接続して主バッテリ１０５を充電するために、急速充電コネクタ１０７が接続されている。

　電源装置１００は、主バッテリ１０５と補記バッテリ１０６との間で電力を授受する。また、プラグイン充電コネクタ１０８に接続された交流電源１０９の電力を主バッテリ１０５と補記バッテリ１０６へ供給する。さらに、主バッテリ１０５の電力を交流電源１０９に供給する。もちろん、プラグイン充電コネクタ１０８に交流負荷１１０を接続すれば、主バッテリ１０５の電力を交流負荷１１０に供給することもできる。

　図９は、第２の変換回路としてカレントダブラ回路を用いた例を示す図である。

　以上説明したように、本発明の実施形態によれば、車両重量（電源装置の重量）の増加を抑えつつ、高効率に商用電源から主バッテリを充電することができる。また、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴのようにスイッチング特性が速い素子を用いることによりスイッチング損失を低減し、商用電源からバッテリに高い効率で充電できる。

　１，２　トランス
　１０　制御手段
　１１，１２　変換回路
　２１，２２，２３　電圧センサ
　３１，３２，３３　電流センサ
　Ｖ１，Ｖ２　直流電源
　Ｖ３　交流電源
　Ｒ１，Ｒ２　負荷
　Ｃ１，Ｃ２　平滑コンデンサ
　Ｌ　平滑インダクタ
　Ｌ１，Ｌ２　昇圧インダクタ
　Ｌｒ　共振インダクタ
　Ｃｒ　共振コンデンサ
　Ｎ１，Ｎ２，Ｎ２１，Ｎ２２　巻線
　ＳＷ０，ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ２１，ＳＷ２２　スイッチ
　Ｈ１～Ｈ４，Ｈ１１，Ｈ１３，Ｓ１，Ｓ２　スイッチング素子
　Ｄ，ＤＨ１～ＤＨ４，ＤＳ１，ＤＳ２　ダイオード
　１００　電源装置
　１０１　電装機器
　１０２　ＤＣ－ＤＣコンバータ
　１０３　インバータ
　１０４　動力用モータ
　１０５　主バッテリ
　１０６　補機バッテリ
　１０７　急速充電コネクタ
　１０８　プラグイン充電コネクタ
　１０９　交流電源
　１１０　交流負
　１１１　電気自動車

Claims

　その直流側端子に第１の直流電源が接続され、その交流側端子にトランスの１次巻線が接続された第１の変換回路と、
　その交流側端子に前記トランスの２次巻線が接続され、その直流側端子に第２の直流電源が接続された第２の変換回路と、
　前記第１および第２の変換回路を構成するスイッチング素子を開閉制御する制御回路を備え、
　前記第１の変換回路の交流側端子に供給された交流電力を前記第１または第２の直流電源に供給することを特徴とする電源装置。
　請求項１記載の電源装置において、
　前記トランスの１次巻線と直列に共振コンデンサを挿入したことを特徴とする電源装置。
　請求項１記載の電源装置において、
　前記第１の変換回路の交流側端子と前記トランスの１次巻線間を開閉する第１のスイッチを備え、
　前記第１の変換回路の交流側端子に供給された交流電力を前記第１の直流電源に供給するとき前記第１のスイッチを開路することを特徴とする電源装置。
　請求項１記載の電源装置において、
　前記第１の変換回路の直流側端子と前記第１の直流電源間に、前記第１の変換回路から前記第１の直流電源を充電する方向のダイオードと第２のスイッチとの並列回路を挿入し、前記第１の直流電源から前記第２の直流電源に電力を供給するとき前記第２のスイッチを閉路することを特徴とする電源装置。
　請求項１記載の電源装置において、
　前記第１の変換回路の交流側端子と該交流側端子に接続される交流電源との間に昇圧用のインダクタを挿入したことを特徴とする電源装置。
　請求項１記載の電源装置において、
　前記制御回路は、前記第１の変換回路の交流側端子に供給される交流電源の電流を正弦波状に制御する力率改善制御手段を備えたことを特徴とする電源装置。
　請求項１記載の電源装置において、
　前記第１の変換回路は、第１、第２のスイッチング素子を直列接続した第１のスイッチングレッグと、第３、第４のスイッチング素子を直列接続し、かつ前記第１のスイッチングレッグに並列接続された第２のスイッチングレッグとを備え、前記第１のスイッチングレッグの両端を直流側端子とし、前記第１、第２のスイッチング素子の直列接続点と前記第３、第４のスイッチング素子の直列接続点とを交流側端子としたフルブリッジ回路であることを特徴とする電源装置。
　請求項１記載の電源装置において、
　前記第２の変換回路は、平滑インダクタと、第５、第６のスイッチング素子を直列接続した第３のスイッチングレッグと、第７、第８のスイッチング素子を直列接続し、かつ前記第３のスイッチングレッグに並列接続された第４のスイッチングレッグとを備え、前記第３のスイッチングレッグの一端に前記平滑インダクタの一端を接続し、前記平滑インダクタの他端と前記第３のスイッチングレッグの他端との間を直流側端子間とし、前記第５、第６のスイッチング素子の直列接続点と前記第７、第８のスイッチング素子の直列接続点とを交流側端子としたフルブリッジ回路であることを特徴とする電源装置。
　請求項１記載の電源装置において、
　前記２次巻線は、第１の２次巻線の一端と第２の２次巻線の一端との接続体を備え、前記第２の変換回路は、平滑インダクタと、第５、第６のスイッチング素子とを備え、前記第１の２次巻線の他端に前記第５のスイッチング素子の一端を接続し、前記第２の２次巻線の他端に前記第６のスイッチング素子の一端を接続し、前記第５のスイッチング素子の他端と前記第６のスイッチング素子の他端とを接続し、前記第１、第２の２次巻線の接続点に前記平滑インダクタの一端を接続し、前記平滑インダクタの他端と前記第５、第６のスイッチング素子の接続点とを直流側端子としたセンタタップ回路であることを特徴とする電源装置。
　請求項１記載の電源装置において、
　前記第２の変換回路は、第１の平滑インダクタの一端と第２の平滑インダクタの一端との接続体と、第５のスイッチング素子の一端と第６のスイッチング素子の一端との接続体とを備え、前記第５のスイッチング素子の他端に前記第１の平滑インダクタの他端を接続し、前記第６のスイッチング素子の他端に前記第２の平滑インダクタの他端を接続し、前記第５のスイッチング素子の他端と前記第６のスイッチング素子の他端とを交流側端子とし、前記第１、第２の平滑インダクタの接続点と前記第５、第６のスイッチング素子の接続点とを直流側端子としたカレントダブラ回路であることを特徴とする電源装置。
　請求項７記載の電源装置おいて、前記第１ないし第４のスイッチング素子のそれぞれに逆並列接続された逆並列ダイオードを備えたことを特徴とする電源装置。
　請求項７記載の電源装置おいて、前記第１ないし第４のスイッチング素子のそれぞれに並列接続されたスナバコンデンサを備えたことを特徴とする電源装置。
　請求項３記載の電源装置おいて、前記第１のスイッチは電磁継電器としたことを特徴とする電源装置。
　請求項３記載の電源装置おいて、前記第１のスイッチは半導体スイッチング素子としたことを特徴とする電源装置。
　請求項７記載の電源装置おいて、前記第１ないし第４のスイッチング素子はＭＯＳＦＥＴとしたことを特徴とする電源装置。
請求項７記載の電源装置おいて、前記ダイオードは、前記第１ないし第４のスイッチング素子のボディダイオード又はそれぞれのスイッチング素子に逆並列接続した逆並列ダイオードよりも、逆回復特性が速いことを特徴とする電源装置。
　請求項７記載の電源装置おいて、前記第１および第３のスイッチング素子をＩＧＢＴとし、第２および第４のスイッチング素子をＭＯＳＦＥＴとしたことを特徴とする電源装置。
　請求項３記載の電源装置おいて、前記制御回路は、前記第２の直流電源の電圧が、第１の所定値よりも低い場合に前記第１のスイッチをオンし、前記第２の直流電源の電圧が、前記第１の所定値より高い第２の所定値よりも高い場合に前記第１のスイッチをオフするようにしたことを特徴とする電源装置。
　請求項１記載の電源装置おいて、前記第１の直流電源から前記交流電源へ電力を供給することを特徴とする電源装置。
　請求項１記載の電源装置を搭載した車両。