WO2010143304A1 - 電源装置 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a power supply device, and more particularly to a power supply device provided with a power supply that can be charged from an external power supply.
- the hybrid vehicle includes a main battery for driving the traction motor and an auxiliary battery for driving the auxiliary machinery. If these batteries are charged from a commercial AC power source, the fuel efficiency of the hybrid vehicle can be improved.
- Patent Document 1 when the battery is charged, an existing facility (inverter) that is not in operation is used as a part of the charger, so that the battery is mounted using a commercial power source while suppressing an increase in vehicle weight. Shown to charge.
- Patent Documents 2 to 5 disclose power supply apparatuses that charge a battery from a commercial power supply using an inverter.
- JP 2007-195336 A Japanese Patent No. 2695083 JP-A-8-228443 JP 2007-318970 A JP 2006-320074 A
- the current density can be set high as a switching element, such as an IGBT, but if an element with slow switching characteristics is used, the switching loss increases, and the efficiency of power conversion when charging the battery from the commercial power supply decreases. .
- the present invention has been made in view of these problems, and provides a power supply device that can charge an installed battery with high efficiency using a commercial power supply while suppressing an increase in weight.
- the present invention employs the following means in order to solve the above problems.
- a first conversion circuit in which a first DC power source is connected to the DC side terminal, a primary winding of the transformer is connected to the AC side terminal, and a secondary winding of the transformer is connected to the AC side terminal.
- a second conversion circuit having a second DC power source connected to the DC side terminal thereof, and a control circuit for controlling opening and closing of the switching elements constituting the first and second conversion circuits.
- the AC power supplied to the AC side terminal of the conversion circuit is supplied to the first or second DC power source.
- the mounted battery can be charged with high efficiency using a commercial power supply while suppressing an increase in weight.
- the operation of transmitting power from the DC power source V1 to the DC power source V2 is referred to as a step-down operation, and the operation of transmitting power from the DC power source V2 to the DC power source V1 is referred to as a boost operation.
- the operation of transmitting power from the AC power supply V3 to the DC power supply V1 and the DC power supply V2 is referred to as charging operation 1, and the operation of transmitting power from the AC power supply V3 to the DC power supply V1 and not transmitting power to the DC power supply V2 is charging operation. 2 is called.
- FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of the power supply device according to the first embodiment of the present invention.
- the power supply device shown in FIG. 1 is connected to a DC power supply V1 to which a load R1 is connected, a DC power supply V2 to which a load R2 is connected, and an AC power supply V3, and transfers power between the DC power supplies V1 and V2.
- the DC power sources V1 and V2 are charged from the AC power source V3.
- the smoothing capacitor C1 is connected to the DC power source V1, and the smoothing capacitor C2 is connected to the DC power source V2.
- the DC terminal of the conversion circuit 11 is connected to the smoothing capacitor C1 via the diode D.
- the diode D is connected in such a direction that power flows from the conversion circuit 11 to the DC power supply V1, and conversely no power flows from the DC power supply V1 to the conversion circuit 11, and the switch SW0 is connected in parallel to the diode D.
- the DC terminal of the circuit 12 is connected to the smoothing capacitor C2.
- a winding N1 is connected to the AC terminal of the conversion circuit 11 via switches SW11 and SW12 and a resonance capacitor Cr, and an AC power supply V3 is connected via boost inductors L1 and L2 and switches SW21 and SW22. .
- a winding N ⁇ b> 2 is connected to the AC terminal of the conversion circuit 12. The transformer 1 magnetically couples the winding N1 and the winding N2.
- the conversion circuits 11 and 12 and the switches SW0, SW11, SW12, SW21, and SW22 are controlled by the control means 10.
- Voltage sensors 21, 22 and 23 and current sensors 31, 32 and 33 are connected to the control means 10.
- the step-down operation of the power supply device shown in FIG. 1 will be described.
- the switches SW0, SW11, and SW12 are kept on, and the switches SW21 and SW22 are kept off. Since both ends of the diode D are short-circuited, the DC terminal of the conversion circuit 11 is in the same state as when directly connected to the smoothing capacitor C1 without passing through the diode D.
- the control means 10 switches the conversion circuit 11 while applying the switches SW0, SW11, and SW12 to the on state and the switches SW21 and SW22 to the off state, and applies an alternating voltage to the winding N1.
- the conversion circuit 12 rectifies the induced voltage generated in the winding N2 and supplies power to the DC power supply V2.
- the control means 10 switches the conversion circuit 12 while applying the switches SW0, SW21, SW22 to the off state and SW11, SW12 to the on state, and applies an alternating voltage to the winding N2.
- the conversion circuit 11 rectifies the induced voltage generated in the winding N1 and supplies power to the DC power supply V1.
- the charging operation 1 power transmission from the AC power supply V3 to the DC power supply V1 and the DC power supply V2 of the power supply device shown in FIG. 1
- the switch SW0 is turned off, and SW11, SW12, SW21, and SW22 are kept on.
- the converter circuit 11 is switched to repeatedly store and release the energy of the AC power supply V3 to the boost inductors L1 and L2, supply power to the DC power supply V1, and apply an AC voltage to the winding N1.
- the conversion circuit 12 rectifies the induced voltage generated in the winding N2 and supplies power to the DC power supply V2.
- the charging operation 2 power transmission only from the AC power supply V3 to the DC power supply V1
- the switches SW0, SW11, and SW12 are kept off, and SW21 and SW22 are kept on.
- the conversion circuit 11 is switched to supply power to the DC power supply V1. Since the switches SW11 and SW12 are in the off state, no voltage is applied to the winding N1, and no power is supplied to the DC power supply V2.
- the switch SW0 is switched between an on state and an off state only when the operation is switched, a relatively slow operation IGBT such as an IGBT or an electromagnetic relay can be used.
- IGBT an IGBT
- using a package with a built-in antiparallel diode eliminates the need for externally attaching the diode D, which is advantageous for downsizing.
- a mechanical switch since the conduction loss is small, more efficient power transmission becomes possible.
- the diode D and the switch SW0 are unnecessary, and the DC terminal of the conversion circuit 11 is directly connected to the smoothing capacitor C1. May be.
- FIG. 2 is a diagram illustrating a circuit configuration of a power supply device according to the second embodiment of the present invention.
- the power supply device shown in FIG. 2 is connected to a DC power supply V1 to which a load R1 is connected, a DC power supply V2 to which a load R2 is connected, and an AC power supply V3, and transfers power between the DC power supplies V1 and V2.
- the DC power sources V1 and V2 are charged from the AC power source V3.
- the smoothing capacitor C1 is connected to the DC power source V1
- the smoothing capacitor C2 is connected to the DC power source V2.
- the first switching leg in which the switching elements H1 and H2 are connected in series is connected to the smoothing capacitor C1 through the diode D.
- the diode D is connected in such a direction that power flows from the first switching leg to the DC power source V1, and conversely, no power flows from the DC power source V1 to the first switching leg. It is connected.
- the second switching leg in which the switching elements H3 and H4 are connected in series is connected in parallel to the first switching leg.
- switches SW11 and SW12, the resonance capacitor Cr, and the winding N1 are connected in series via the resonance inductor Lr between the series connection point of the switching elements H1 and H2 and the series connection point of the switching elements H3 and H4.
- switches SW21 and SW22, boost inductors L1 and L2, and an AC power supply V3 are connected in series.
- the transformer 2 magnetically couples the windings N1, N21, and N22.
- One end of the winding N21 and one end of the winding N22 are connected, the other end of the winding N21 is connected to one end of the switching element S1, and the other end of the winding N22 is connected to one end of the switching element S2.
- the other end of the switching element S1 and the other end of the switching element S2 are connected to one end of the smoothing capacitor C2.
- a connection point between the windings N21 and N22 is connected to the other end of the smoothing capacitor C2 via the smoothing inductor L.
- the antiparallel diodes DH1 to DH4, DS1, and DS2 are connected to the switching elements H1 to H4, S1, and S2, respectively.
- MOSFETs when MOSFETs are used as these switching elements, MOSFET body diodes can be used as antiparallel diodes.
- a snubber capacitor can be connected in parallel to each of the switching elements.
- the switching elements H1 to H4, S1, S2 and the switches SW0, SW11, SW12, SW21, SW22 are controlled by the control means 10.
- Voltage sensors 21, 22 and 23 and current sensors 31, 32 and 33 are connected to the control means 10.
- Step-down operation 3A to 3E are diagrams for explaining the step-down operation of the power supply device shown in FIG. Hereinafter, the step-down operation will be described in detail with reference to FIGS. 3A to 3E.
- 3A to 3E show modes a to e, respectively.
- Mode a First, in mode a, the switches SW0, SW11, SW12, the switching elements H1, H4 are on, the switches SW21, SW22, the switching elements H2, H3 are off, and the voltage of the DC power supply V1 is It is applied to winding N1 via SW12, switching elements H1, H4, resonant inductor Lr, and resonant capacitor Cr.
- the switching element S2 is in an OFF state, and the voltage generated in the winding N21 is applied to the DC power source V2 via the diode DS1 and the smoothing inductor L, and energy is supplied to the DC power source V2.
- MOSFETs are used as the switching elements S1 and S2
- the loss may be reduced by dividing the current flowing through the diode DS1 to the switching element S1.
- the reduction of the loss by turning on the MOSFET is hereinafter referred to as synchronous rectification.
- This mode e is a symmetrical operation of mode a. Thereafter, after returning to mode a after symmetrical operation of modes b to d.
- FIGS. 4A and 4B are diagrams for explaining the charging operation 1 (power transmission from the AC power supply V3 to the DC power supply V1 and the DC power supply V2) of the power supply device shown in FIG.
- the charging operation 1 will be described in detail with reference to FIGS. 4A and 4B.
- FIGS. 4A and 4B represent modes a and b, respectively. The period when the voltage of the AC power supply V3 is directed to the connection point of the switching elements H1 and H2 will be described.
- Mode a First, in mode a, the switches SW11, SW12, SW21, SW22, the switching elements H2, H3 are in the on state, the switch SW0 is in the off state, and the voltage of the AC power supply V3 is the switches SW21, SW22, the switching elements H2, H3, Applied to the boost inductors L1 and L2 via the diodes DH1 and DH4 and the resonant inductor Lr, the energy of the AC power supply V3 is accumulated in the boost inductors L1 and L2. At this time, if the switching elements H1 and H4 are turned on, synchronous rectification is performed.
- the voltage of the resonance capacitor Cr is applied to the winding N1 via the switches SW11 and SW12, the switching elements H2 and H3, the diodes DH1 and DH4, and the resonance inductor Lr.
- the switching element S1 is in an off state, and the voltage generated in the winding N22 is applied to the DC power source V2 via the diode DS2 and the smoothing inductor L, and energy is supplied to the DC power source V2.
- the switching element S2 is turned on, synchronous rectification occurs.
- Mode b When the switching elements H2 and H3 are turned off, the current flowing through the switching elements H2 and H3 is commutated to the diode D and the DC power source V1, and the boost inductors L1 and L2 release the stored energy, and the DC power source V1 is discharged. Energy is supplied. Similar to mode a, synchronous rectification is performed when switching elements H1 and H4 are turned on.
- the voltage of the AC power supply V3 is applied to the winding N1 via the switches SW11, SW12, SW21, SW22, the boost inductors L1, L2, and the resonance capacitor Cr.
- the switching element S2 is in an off state, and the voltage generated in the winding N21 is applied to the DC power source V2 via the diode DS1 and the smoothing inductor L, and energy is supplied to the DC power source V2.
- the switching element S1 is turned on, synchronous rectification occurs.
- the diode D When the switching elements H2 and H3 are turned on again, the diode D is turned off and the operation returns to mode a. At this time, the diode D prevents power backflow from the DC power supply V1 to the switching elements H1 to H4.
- the modes a and b are repeated to turn the switching elements H2 and H3 on and off.
- the switching elements H1 and H4 may be turned on and off during the period in which the voltage of the AC power supply V3 is reversed.
- the resonance capacitor Cr may be considered to block the commercial frequency of the AC power supply V3 while passing the switching frequency of the switching elements H1 to H4 and prevent magnetic saturation of the transformer 2.
- (Charging operation 2) 5A and 5B are diagrams for explaining the charging operation 2 (power transmission only from the AC power supply V3 to the DC power supply V1) of the power supply device shown in FIG.
- the charging operation 2 is different from the charging operation 1 in that the switches SW11 and SW12 are in an off state. This is different from the charging operation 1 in that voltage application to the winding N1 is blocked and power is not supplied to the DC power supply V2.
- the operation of supplying power from the AC power supply V3 to the DC power supply V1 is the same as the charging operation 1.
- the diode D prevents the reverse power flow from the DC power supply V1 to the switching elements H1 to H4 during the charging operations 1 and 2,
- the switching elements H1 to H4 and the diodes DH1 to DH4 for example, high voltage MOSFETs and their body diodes can be used, and efficient operation is possible.
- the power supply device (FIG. 2) according to the second embodiment can charge the DC power supply V1 and the DC power supply V2 at the same time using the energy of the AC power supply V3. At this time, whether or not power is supplied to the DC power supply V2 can be selected by controlling the switches SW11 and SW12. Further, when the switches SW21 and SW22 are turned off, power can be exchanged between the DC power sources V1 and V2.
- the resonant inductor Lr may be inserted in series with the winding N1.
- the conversion circuits 11 and 12 are a combination of a voltage type full bridge circuit and a current type center tap circuit, but may be a combination of a voltage type center tap circuit, a current type full bridge circuit, or a current doubler circuit. Good.
- FIG. 6 is a diagram for explaining a power supply device according to the third embodiment.
- This power supply apparatus is different from the power supply apparatus according to the second embodiment shown in FIG. 2 in that the diode D and the switch SW0 are omitted and the switching elements H1 and H3 are replaced with switching elements H11 and H13 described later.
- IGBTs and diodes having a relatively fast reverse recovery characteristic are used as the switching elements H11 and H13 and the diodes DH1 and DH3.
- an element having a fast switching characteristic such as a high breakdown voltage MOSFET and its body diode are used as the switching elements H11 and H13 and the diodes DH1 and DH3.
- FIGS. 7A and 7B are diagrams for explaining the charging operation 1 of the power supply device shown in FIG. However, FIGS. 7A and 7B represent modes a and b, respectively.
- the charging operation 1 power transmission from the AC power supply V3 to the DC power supply V1 and the DC power supply V2 of the power supply device shown in FIG. 6 is performed in the second embodiment shown in FIGS. 4A and 4B.
- the charging operation 1 of the power supply device according to the embodiment it differs in the period of mode a. That is, in FIG. 4A, the switching element H3 is turned on and a current flows through the diode DH1 and the switching element H3, but in FIG. 7A, the switching element H13 is turned off and no current flows through the diode DH1 and the switching element H13. .
- the operation when the switching element H2 is turned off in mode b is the same as the operation in mode b in FIG. 4B.
- the charging operation 2 (power transmission only from the AC power supply V3 to the DC power supply V1) shown in FIG. 6 is performed by turning off the switches SW11 and SW12 in the same manner as the charging operation 2 of the power supply device shown in FIG. The power is not supplied to V2.
- the diode D and the switch SW0 in the power supply device shown in FIGS. 1 and 2 can be omitted by using elements having relatively fast reverse recovery characteristics as the diodes DH1 and DH3. .
- the switching elements H2 and H4 are elements having fast switching characteristics, the switching loss is small, and the conduction loss of the diode D can be reduced, and a highly efficient charging operation is possible. It is. Of course, it is natural that the same operation can be performed even if other types of elements are used as the switching elements H2 and H4, or the roles of the switching elements H1 and H3 and the switching elements H2 and H4 are exchanged.
- the DC power of the DC power supply V1 can be converted into AC power and supplied to the AC power supply V3.
- the switching element H13 and the switching element H4 are complementarily turned on and off while the switching element H11 is kept on, and the boost inductor L2 exchanges AC.
- the switching element H11 and the switching element H2 may be turned on and off in a complementary manner while the switching element H13 is kept on.
- the presence / absence of power supply to the DC power supply V2 can be selected by the control of the switches SW11 and SW12.
- FIG. 8 is a diagram for explaining the fourth embodiment.
- the power supply device 100 according to the present invention is adopted as the power supply system of the electric vehicle 111.
- the power supply apparatus 100 includes an auxiliary battery 106 to which the electrical equipment 101 is connected, a main battery 105 to which a DC-DC converter 102 that supplies power to the inverter 103 that drives the power motor 104 is connected, and a plug-in charging connector 108. And connected to.
- a quick charge connector 107 is connected to the main battery 105 in order to charge the main battery 105 by connecting an external DC power source such as a quick charger.
- the power supply device 100 exchanges power between the main battery 105 and the supplementary battery 106.
- the power of the AC power supply 109 connected to the plug-in charging connector 108 is supplied to the main battery 105 and the supplementary battery 106.
- the power of the main battery 105 is supplied to the AC power source 109.
- the AC load 110 is connected to the plug-in charging connector 108, the power of the main battery 105 can be supplied to the AC load 110.
- FIG. 9 is a diagram illustrating an example in which a current doubler circuit is used as the second conversion circuit.
- the main battery can be charged from the commercial power source with high efficiency while suppressing an increase in vehicle weight (weight of the power supply device). Further, by using an element having a fast switching characteristic such as a MOSFET as the switching element, the switching loss can be reduced and the battery can be charged from the commercial power source with high efficiency.
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Abstract
【課題】重量の増加を抑えつつ商用電源を用いて、車両に搭載されたバッテリを高効率で充電する。 【解決手段】その直流側端子に第1の直流電源が接続され、その交流側端子にトランスの1次巻線が接続された第1の変換回路11と、その交流側端子に前記トランスの2次巻線が接続され、その直流側端子に第2の直流電源が接続された第2の変換回路12と、前記第1および第2の変換回路を構成するスイッチング素子を開閉制御する制御回路10を備え、前記第1の変換回路の交流側端子に供給された交流電力を前記第1または第2の直流電源に供給する。
Description
本発明は、電源装置に係り、特に外部の電源から充電可能な電源を備えた電源装置に関する。
地球環境保全に対する意識の高まりから、近年では、効率が高いハイブリッド車の普及が進んでいる。ハイブリッド車は、走行モータ駆動用の主バッテリと補機駆動用の補機バッテリを備えており、これらのバッテリを商用の交流電源から充電すれば,ハイブリッド車の燃費を改善することができる。
しかしながら、商用電源電圧をバッテリ充電可能な直流電圧に変換する充電装置を車両に搭載すると,車両重量が増加する。
そこで、特許文献1には、バッテリの充電時に、稼動していない既存の設備(インバータ)を充電器の一部として利用することにより、車両重量の増加を抑えつつ商用電源を用いて前記バッテリを充電することが示されている。
また、インバータを用いて商用電源からバッテリを充電する電源装置が、特許文献2~5に開示されている。
一般に電源装置を小型・高効率化するためには、スイッチング特性が速いスイッチング素子を用いることが効果的である。しかしながら、特許文献1~3に示される従来の電源装置においては、電源装置を小型化するため、インバータの電流密度を高く設定することが多かった。
しかし、スイッチング素子として、例えばIGBTのように電流密度は高く設定できるが、スイッチング特性の遅い素子を用いると、スイッチング損失が大きくなり、商用電源からバッテリに充電する際の電力変換の効率が低下する。
本発明はこれらの問題点に鑑みてなされたもので、重量の増加を抑えつつ商用電源を用いて、搭載されたバッテリを高効率で充電することのできる電源装置を提供するものである。
本発明は上記課題を解決するため、次のような手段を採用した。
その直流側端子に第1の直流電源が接続され、その交流側端子にトランスの1次巻線が接続された第1の変換回路と、その交流側端子に前記トランスの2次巻線が接続され、その直流側端子に第2の直流電源が接続された第2の変換回路と、前記第1および第2の変換回路を構成するスイッチング素子を開閉制御する制御回路を備え、前記第1の変換回路の交流側端子に供給された交流電力を前記第1または第2の直流電源に供給する。
本発明は、以上の構成を備えるため、重量の増加を抑えつつ商用電源を用いて、搭載されたバッテリを高効率で充電することができる。
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。本明細書では、直流電源V1から直流電源V2へ電力伝送する動作を降圧動作と称し、逆に直流電源V2から直流電源V1へ電力伝送する動作を昇圧動作と称する。また、交流電源V3から直流電源V1および直流電源V2へ電力伝送する動作を充電動作1と称し、交流電源V3から直流電源V1には電力伝送し、直流電源V2へは電力伝送しない動作を充電動作2と称する。
[第1の実施形態]
図1は、本発明の第1の実施形態にかかる電源装置の回路構成を説明する図である。図1に示す電源装置は、負荷R1が接続された直流電源V1と、負荷R2が接続された直流電源V2と、交流電源V3とに接続され、直流電源V1、V2間で電力を授受するとともに、交流電源V3から直流電源V1、V2を充電する。
図1は、本発明の第1の実施形態にかかる電源装置の回路構成を説明する図である。図1に示す電源装置は、負荷R1が接続された直流電源V1と、負荷R2が接続された直流電源V2と、交流電源V3とに接続され、直流電源V1、V2間で電力を授受するとともに、交流電源V3から直流電源V1、V2を充電する。
図1において、平滑コンデンサC1は直流電源V1に接続され、平滑コンデンサC2は直流電源V2に接続されている。変換回路11の直流端子は、ダイオードDを介して平滑コンデンサC1に接続される。このダイオードDは、変換回路11から直流電源V1へは電力を流し、逆に直流電源V1から変換回路11へは電力を流さない向きに接続され、ダイオードDにはスイッチSW0が並列接続されている。また、回路12の直流端子は平滑コンデンサC2に接続されている。
変換回路11の交流端子には、スイッチSW11、SW12、共振コンデンサCrを介して巻線N1が接続されるとともに、昇圧インダクタL1、L2、スイッチSW21、SW22を介して交流電源V3が接続されている。変換回路12の交流端子には、巻線N2が接続されている。トランス1は、巻線N1と巻線N2とを磁気結合している。
変換回路11、12、スイッチSW0、SW11、SW12、SW21、SW22は、制御手段10によって制御される。制御手段10には、電圧センサ21、22、23及び電流センサ31、32、33が接続されている。
ここで、図1に示す電源装置の降圧動作を説明する。降圧動作時は、スイッチSW0、SW11、SW12をオン状態に保ち、スイッチSW21、SW22をオフ状態に保つ。ダイオードDの両端は短絡されるから、変換回路11の直流端子は、ダイオードDを介さずに直接平滑コンデンサC1に接続された場合と同様の状態になる。制御手段10は、スイッチSW0、SW11、SW12をオン状態、スイッチSW21、SW22をオフ状態に保ちながら、変換回路11をスイッチング動作させ、巻線N1に交流電圧を印加する。変換回路12は、巻線N2に生じた誘起電圧を整流し、直流電源V2に電力を供給する。
次に、図1に示す電源装置の昇圧動作を説明する。昇圧動作時には、制御手段10は、スイッチSW0、SW21、SW22をオフ状態、SW11、SW12をオン状態に保ちながら、変換回路12をスイッチング動作させ、巻線N2に交流電圧を印加する。変換回路11は、巻線N1に生じた誘起電圧を整流し、直流電源V1に電力を供給する。
次に、図1に示す電源装置の充電動作1(交流電源V3から直流電源V1および直流電源V2へ電力伝送)を説明する。充電動作1時には、スイッチSW0をオフ状態、SW11、SW12、SW21、SW22をオン状態に保つ。変換回路11をスイッチング動作させて、昇圧インダクタL1、L2に交流電源V3のエネルギーの蓄積と放出を繰り返し、直流電源V1に電力を供給するとともに巻線N1に交流電圧を印加する。変換回路12は、巻線N2に生じた誘起電圧を整流し、直流電源V2に電力を供給する。
次に、図1に示す電源装置の充電動作2(交流電源V3から直流電源V1にのみ電力伝送)を説明する。充電動作2時には、スイッチSW0、SW11、SW12をオフ状態、SW21、SW22をオン状態に保つ。充電動作1と同様に、変換回路11をスイッチング動作させて直流電源V1に電力を供給する。スイッチSW11、SW12はオフ状態であるから巻線N1には電圧が印加されず、直流電源V2には電力供給されない。
充電動作1,2においては、電流センサ33で検出した交流電源V3からの入力電流が、電圧センサ23で検出した交流電源V3の電圧と同様の波形になるよう回路11をスイッチング動作させることにより、入力電力の力率を高めることができる。
昇圧動作、充電動作1、2においては、変換回路11を構成する整流素子として高耐圧MOSFETのボディダイオード(寄生ダイオード)のように逆回復特性が比較的遅い素子を用いても、逆回復特性が比較的速いダイオードDが、直流電源V1や平滑コンデンサC1から変換回路11への電力の逆流を防ぐことにより、効率的な電力伝送が可能である。
スイッチSW0は、動作の切替え時のみオン状態とオフ状態を切替えるため、動作が比較的遅いIGBTや、電磁継電器のような機械式スイッチを用いることができる。IGBTを用いる場合、逆並列ダイオードを内蔵したパッケージのものを用いれば、ダイオードDを外付けする必要がなく、小型化に有利である。機械式スイッチを用いれば、導通損失が小さいことから、更に効率の良い電力電送が可能となる。もちろん、変換回路11を構成する整流素子として、逆回復特性が比較的速い素子を用いた場合は、ダイオードDおよびスイッチSW0は不要であり、変換回路11の直流端子を直接平滑コンデンサC1に接続してもよい。
[第2の実施形態]
図2は、本発明の第2の実施形態に係る電源装置の回路構成を説明する図である。図2に示す電源装置は、負荷R1が接続された直流電源V1と、負荷R2が接続された直流電源V2と、交流電源V3とに接続され、直流電源V1、V2間で電力を授受するとともに、交流電源V3から直流電源V1、V2を充電する。
図2は、本発明の第2の実施形態に係る電源装置の回路構成を説明する図である。図2に示す電源装置は、負荷R1が接続された直流電源V1と、負荷R2が接続された直流電源V2と、交流電源V3とに接続され、直流電源V1、V2間で電力を授受するとともに、交流電源V3から直流電源V1、V2を充電する。
図2において、平滑コンデンサC1は直流電源V1に接続され、平滑コンデンサC2は直流電源V2に接続されている。スイッチング素子H1、H2を直列接続した第1のスイッチングレッグは、ダイオードDを介して平滑コンデンサC1に接続される。 このダイオードDは、第1のスイッチングレッグから直流電源V1へは電力を流し、逆に直流電源V1から第1のスイッチングレッグへは電力を流さない向きに接続され、ダイオードDにはスイッチSW0が並列接続されている。スイッチング素子H3、H4を直列接続した第2のスイッチングレッグは、第1のスイッチングレッグに並列接続される。
スイッチング素子H1、H2の直列接続点と、スイッチング素子H3、H4の直列接続点との間に、共振インダクタLrを介して、スイッチSW11、SW12と共振コンデンサCrと巻線N1とが直列接続されるとともに、スイッチSW21、SW22と昇圧インダクタL1、L2と交流電源V3とが直列接続されている。
トランス2は、巻線N1、N21、N22を磁気結合している。巻線N21の一端と巻線N22の一端とが接続され、巻線N21の他端はスイッチング素子S1の一端に接続され、巻線N22の他端はスイッチング素子S2の一端に接続されている。スイッチング素子S1の他端とスイッチング素子S2の他端とが平滑コンデンサC2の一端に接続されている。巻線N21、N22の接続点は、平滑インダクタLを介して平滑コンデンサC2の他端に接続されている。
スイッチング素子H1~H4、S1、S2には、それぞれ逆並列ダイオードDH1~DH4、DS1、DS2が接続されている。ここで、これらのスイッチング素子としてMOSFETを用いた場合は、逆並列ダイオードとしてMOSFETのボディダイオードを利用することができる。なお、前記スイッチング素子のそれぞれにはスナバコンデンサを並列接続することができる。
スイッチング素子H1~H4、S1、S2と、スイッチSW0、SW11、SW12、SW21、SW22は、制御手段10によって制御される。制御手段10には、電圧センサ21、22、23及び電流センサ31、32、33が接続されている。
(降圧動作)
図3A~図3Eは、図2に示す電源装置の降圧動作を説明する図である。以下、図3A~図3Eを参照しながら降圧動作を詳細に説明する。ただし、図3A~図3Eは、それぞれモードa~eを表す。
図3A~図3Eは、図2に示す電源装置の降圧動作を説明する図である。以下、図3A~図3Eを参照しながら降圧動作を詳細に説明する。ただし、図3A~図3Eは、それぞれモードa~eを表す。
(モードa)
まず、モードaでは、スイッチSW0、SW11、SW12、スイッチング素子H1、H4がオン状態、スイッチSW21、SW22、スイッチング素子H2、H3がオフ状態であり、直流電源V1の電圧が、スイッチSW0、SW11、SW12、スイッチング素子H1、H4、共振インダクタLr、共振コンデンサCrを介して巻線N1に印加されている。
まず、モードaでは、スイッチSW0、SW11、SW12、スイッチング素子H1、H4がオン状態、スイッチSW21、SW22、スイッチング素子H2、H3がオフ状態であり、直流電源V1の電圧が、スイッチSW0、SW11、SW12、スイッチング素子H1、H4、共振インダクタLr、共振コンデンサCrを介して巻線N1に印加されている。
スイッチング素子S2はオフ状態であり、巻線N21に生じた電圧が、ダイオードDS1、平滑インダクタLを介して直流電源V2に印加され、直流電源V2にエネルギーが供給される。このとき、スイッチング素子S1、S2としてMOSFETを用いている場合は、スイッチング素子S1をオン状態とすれば、ダイオードDS1に流れる電流をスイッチング素子S1へ分流することで損失を低減できる場合がある。このように、MOSFETと逆並列接続されたダイオードまたはMOSFETのボディダイオードに、ダイオードの順方向電流が流れるとき、このMOSFETをオン状態として損失を低減することを、以後、同期整流と称する。
(モードb)
スイッチング素子H4をオフすると、スイッチング素子H4、直流電源V1、スイッチSW0を流れていた電流は、ダイオードDH3に転流する。このとき、スイッチング素子H3をオンさせる。平滑インダクタLに蓄積されているエネルギーは、直流電源V2に供給される。
スイッチング素子H4をオフすると、スイッチング素子H4、直流電源V1、スイッチSW0を流れていた電流は、ダイオードDH3に転流する。このとき、スイッチング素子H3をオンさせる。平滑インダクタLに蓄積されているエネルギーは、直流電源V2に供給される。
(モードc)
スイッチング素子H1をオフすると、スイッチング素子H1を流れていた電流は、スイッチSW0及び/又はダイオードD、直流電源V1、ダイオードDH2に転流する。このとき、スイッチング素子H2をオンさせる。共振インダクタLrには、直流電源V1の電圧が印加され、この電流は減少していく。これに伴い、ダイオードDS1と巻線N21を通る電流が減少していき、ダイオードDS2と巻線N22に電流が流れていく。この時、スイッチング素子S2をオンすれば同期整流となる。
スイッチング素子H1をオフすると、スイッチング素子H1を流れていた電流は、スイッチSW0及び/又はダイオードD、直流電源V1、ダイオードDH2に転流する。このとき、スイッチング素子H2をオンさせる。共振インダクタLrには、直流電源V1の電圧が印加され、この電流は減少していく。これに伴い、ダイオードDS1と巻線N21を通る電流が減少していき、ダイオードDS2と巻線N22に電流が流れていく。この時、スイッチング素子S2をオンすれば同期整流となる。
(モードd)
スイッチング素子H2、H3はオン状態であるから、共振インダクタLrの電流がゼロに達した後は、逆向きにこの電流が増加していく。巻線N21を通る電流がゼロに達する前に、スイッチング素子S1をオフしておく。
スイッチング素子H2、H3はオン状態であるから、共振インダクタLrの電流がゼロに達した後は、逆向きにこの電流が増加していく。巻線N21を通る電流がゼロに達する前に、スイッチング素子S1をオフしておく。
(モードe)
巻線N21を通る電流がゼロに達すると、巻線N22に生じた電圧が、ダイオードDS2、平滑インダクタLを介して直流電源V2に印加され、直流電源V2にエネルギーが供給される。
巻線N21を通る電流がゼロに達すると、巻線N22に生じた電圧が、ダイオードDS2、平滑インダクタLを介して直流電源V2に印加され、直流電源V2にエネルギーが供給される。
このモードeは、モードaの対称動作である。以降、モードb~dの対称動作の後、モードaへ戻る。
(充電動作1)
図4A、図4Bは、図2に示す電源装置の充電動作1(交流電源V3から直流電源V1および直流電源V2へ電力伝送)を説明する図である。以下、この図4A、図4Bを参照しながら充電動作1を詳細に説明する。ただし、図4A、図4Bは、それぞれモードa、bを表す。交流電源V3の電圧が、スイッチング素子H1、H2の接続点を向いている方が正の期間について説明する。
図4A、図4Bは、図2に示す電源装置の充電動作1(交流電源V3から直流電源V1および直流電源V2へ電力伝送)を説明する図である。以下、この図4A、図4Bを参照しながら充電動作1を詳細に説明する。ただし、図4A、図4Bは、それぞれモードa、bを表す。交流電源V3の電圧が、スイッチング素子H1、H2の接続点を向いている方が正の期間について説明する。
(モードa)
まず、モードaでは、スイッチSW11、SW12、SW21、SW22、スイッチング素子H2、H3がオン状態、スイッチSW0がオフ状態であり、交流電源V3の電圧が、スイッチSW21、SW22、スイッチング素子H2、H3、ダイオードDH1、DH4、共振インダクタLrを介して昇圧インダクタL1、L2に印加され、交流電源V3のエネルギーが昇圧インダクタL1、L2に蓄積されている。このとき、スイッチング素子H1、H4をオンすれば同期整流となる。
まず、モードaでは、スイッチSW11、SW12、SW21、SW22、スイッチング素子H2、H3がオン状態、スイッチSW0がオフ状態であり、交流電源V3の電圧が、スイッチSW21、SW22、スイッチング素子H2、H3、ダイオードDH1、DH4、共振インダクタLrを介して昇圧インダクタL1、L2に印加され、交流電源V3のエネルギーが昇圧インダクタL1、L2に蓄積されている。このとき、スイッチング素子H1、H4をオンすれば同期整流となる。
一方、共振コンデンサCrの電圧が、スイッチSW11、SW12、スイッチング素子H2、H3、ダイオードDH1、DH4、共振インダクタLrを介して巻線N1に印加される。スイッチング素子S1はオフ状態であり、巻線N22に生じた電圧が、ダイオードDS2、平滑インダクタLを介して直流電源V2に印加され、直流電源V2にエネルギーが供給される。このとき、スイッチング素子S2をオンすれば同期整流となる。
(モードb)
スイッチング素子H2、H3をオフすると、スイッチング素子H2、H3を流れていた電流は、ダイオードD、直流電源V1に転流し、昇圧インダクタL1、L2は蓄積されていたエネルギーを放出し、直流電源V1にエネルギーが供給される。モードaと同様に、スイッチング素子H1、H4をオンすれば同期整流となる。
スイッチング素子H2、H3をオフすると、スイッチング素子H2、H3を流れていた電流は、ダイオードD、直流電源V1に転流し、昇圧インダクタL1、L2は蓄積されていたエネルギーを放出し、直流電源V1にエネルギーが供給される。モードaと同様に、スイッチング素子H1、H4をオンすれば同期整流となる。
一方、交流電源V3の電圧は、スイッチSW11、SW12、SW21、SW22、昇圧インダクタL1、L2、共振コンデンサCrを介して巻線N1に印加される。スイッチング素子S2はオフ状態であり、巻線N21に生じた電圧が、ダイオードDS1、平滑インダクタLを介して直流電源V2に印加され、直流電源V2にエネルギーが供給される。このとき、スイッチング素子S1をオンすれば同期整流となる。
再びスイッチング素子H2、H3をオンすると、ダイオードDがオフ状態となり、モードaの動作に戻る。このとき、ダイオードDが直流電源V1からスイッチング素子H1~H4への電力逆流を防止する。
このように、交流電源V3の電圧が、スイッチング素子H1、H2の接続点を向いている方が正の期間は、このモードa、bを繰り返し、スイッチング素子H2、H3をオンオフさせる。なお、交流電源V3の電圧が逆向きの期間は、スイッチング素子H1、H4をオンオフさせればよい。
この充電動作1では、共振コンデンサCrは、スイッチング素子H1~H4のスイッチング周波数を通過させつつ、交流電源V3の商用周波数を阻止し、トランス2の磁気飽和を防止すると考えてもよい。
(充電動作2)
図5A、図5Bは、図2に示す電源装置の充電動作2(交流電源V3から直流電源V1にのみ電力伝送)を説明する図である。この充電動作2では、充電動作1と比べてスイッチSW11、SW12がオフ状態となっている点が異なっている。これにより巻線N1への電圧印加を阻止し、直流電源V2に電力供給されない点が、充電動作1と異なる。交流電源V3から直流電源V1へ電力を供給する動作については充電動作1と同様である。
図5A、図5Bは、図2に示す電源装置の充電動作2(交流電源V3から直流電源V1にのみ電力伝送)を説明する図である。この充電動作2では、充電動作1と比べてスイッチSW11、SW12がオフ状態となっている点が異なっている。これにより巻線N1への電圧印加を阻止し、直流電源V2に電力供給されない点が、充電動作1と異なる。交流電源V3から直流電源V1へ電力を供給する動作については充電動作1と同様である。
このように、図2に示す電源装置では、充電動作1、2時にダイオードDが直流電源V1からスイッチング素子H1~H4への電力逆流を防止するため、スイッチング素子H1~H4を全てオンする動作や、スイッチング素子H1~H4とダイオードDH1~DH4として、例えば高耐圧MOSFETとそのボディダイオードを用いることができ、効率的な動作が可能である。
以上、説明したように、第2の実施形態に係る電源装置(図2)は、交流電源V3のエネルギーを用いて、直流電源V1と直流電源V2とを同時に充電することができる。このとき、直流電源V2への電力供給の有無は、スイッチSW11、SW12の制御により選択することができる。また、スイッチSW21、SW22をオフすれば、直流電源V1、V2間で電力を授受することもできる。
また、図2に示す電源装置において、共振インダクタLrを巻線N1と直列に挿入しても構わない。
また、この図の例では、変換回路11,12を電圧型フルブリッジ回路と電流型センタタップ回路の組合せとしたが、電圧型センタタップ回路や電流型フルブリッジ回路あるいはカレントダブラ回路の組合せとしてもよい。
[第3の実施形態]
図6は、第3の実施形態に係る電源装置を説明する図である。この電源装置は、図2に示す第2の実施形態に係る電源装置と比べ、ダイオードDとスイッチSW0を省略し、スイッチング素子H1、H3を後述するスイッチング素子H11、H13とした点が異なる。
図6は、第3の実施形態に係る電源装置を説明する図である。この電源装置は、図2に示す第2の実施形態に係る電源装置と比べ、ダイオードDとスイッチSW0を省略し、スイッチング素子H1、H3を後述するスイッチング素子H11、H13とした点が異なる。
図6に示す電源装置では、スイッチング素子H11、H13、ダイオードDH1、DH3として、例えばIGBTと逆回復特性が比較的速いダイオードを用いている。また、スイッチング素子H2、H4、ダイオードDH2、DH4として、例えば高耐圧MOSFETのようにスイッチング特性が速い素子とそのボディダイオードを用いている。
次に、図6に示す電源装置の動作を説明する。まず、降圧動作は、図2に示す電源装置と同様である。
図7A、図7Bは、図6に示す電源装置の充電動作1を説明する図である。ただし、図7A、図7Bは、それぞれモードa、bを表す。
図7A、図7Bに示すように、図6に示す電源装置の充電動作1(交流電源V3から直流電源V1および直流電源V2へ電力伝送)は、図4A、図4Bに示した第2の実施形態に係る電源装置の充電動作1と比べて、モードaの期間において異なる。すなわち、図4Aではスイッチング素子H3をオンしておりダイオードDH1とスイッチング素子H3に電流が流れていたが、図7Aではスイッチング素子H13をオフしておりダイオードDH1とスイッチング素子H13に電流が流れていない。
図7Bに示すように、モードbにおいてスイッチング素子H2をオフしたときの動作は、図4Bにおけるモードbの動作と同様である。
図7Bに示すモードbにおいて、再びスイッチング素子H2をオンすると、ダイオードDH1がオフ状態となり、モードaの動作に戻る。このとき、図4A、図4BにおいてはダイオードDが直流電源V1からスイッチング素子H1~H4への電力逆流を防止したが、図7A、図7BにおいてはダイオードDH1がこの逆流を防止する点が異なる。
図6に示す電源装置の充電動作2(交流電源V3から直流電源V1にのみ電力伝送)は、図2に示す電源装置の充電動作2と同様に、スイッチSW11、SW12をオフすることにより直流電源V2へ電力供給しないようにしたものである。
このように、図6に示す電源装置では、ダイオードDH1、DH3として逆回復特性が比較的速い素子を用いることにより、図1,2に示す電源装置におけるダイオードDとスイッチSW0を省略することができる。
このように、本実施形態では、スイッチング素子H2、H4としてスイッチング特性の速い素子を用いているためスイッチング損失が小さく、しかもダイオードDの導通損失も削減することができ、高効率な充電動作が可能である。もちろん、スイッチング素子H2、H4として他の種類の素子を用いたり、スイッチング素子H1、H3と、スイッチング素子H2、H4との役割を交換したりしても、同様の動作ができることは当然である。
また、本実施形態では、直流電源V1の直流電力を交流電力に変換して交流電源V3に電力供給することもできる。この場合は、例えば、昇圧インダクタL1から交流電源V3へ電流を流す期間においては、スイッチング素子H11をオン状態に保ちながら、スイッチング素子H13とスイッチング素子H4とを相補にオンオフさせ、昇圧インダクタL2から交流電源V3へ電流を流す期間においては、スイッチング素子H13をオン状態に保ちながら、スイッチング素子H11とスイッチング素子H2とを相補にオンオフさせればよい。この場合にも、スイッチSW11、SW12の制御により、直流電源V2への電力供給の有無を選択することができる。
[第4の実施形態]
図8は、第4の実施形態を説明する図である。図8では、電気自動車111の電源システムとして本発明による電源装置100を採用している。電源装置100は、電装機器101が接続された補機バッテリ106と、動力用モータ104を駆動するインバータ103へ電力供給するDC-DCコンバータ102が接続された主バッテリ105と、プラグイン充電コネクタ108とに接続されている。また、主バッテリ105には、急速充電器などの外部直流電源を接続して主バッテリ105を充電するために、急速充電コネクタ107が接続されている。
図8は、第4の実施形態を説明する図である。図8では、電気自動車111の電源システムとして本発明による電源装置100を採用している。電源装置100は、電装機器101が接続された補機バッテリ106と、動力用モータ104を駆動するインバータ103へ電力供給するDC-DCコンバータ102が接続された主バッテリ105と、プラグイン充電コネクタ108とに接続されている。また、主バッテリ105には、急速充電器などの外部直流電源を接続して主バッテリ105を充電するために、急速充電コネクタ107が接続されている。
電源装置100は、主バッテリ105と補記バッテリ106との間で電力を授受する。また、プラグイン充電コネクタ108に接続された交流電源109の電力を主バッテリ105と補記バッテリ106へ供給する。さらに、主バッテリ105の電力を交流電源109に供給する。もちろん、プラグイン充電コネクタ108に交流負荷110を接続すれば、主バッテリ105の電力を交流負荷110に供給することもできる。
図9は、第2の変換回路としてカレントダブラ回路を用いた例を示す図である。
以上説明したように、本発明の実施形態によれば、車両重量(電源装置の重量)の増加を抑えつつ、高効率に商用電源から主バッテリを充電することができる。また、スイッチング素子としてMOSFETのようにスイッチング特性が速い素子を用いることによりスイッチング損失を低減し、商用電源からバッテリに高い効率で充電できる。
1,2 トランス
10 制御手段
11,12 変換回路
21,22,23 電圧センサ
31,32,33 電流センサ
V1,V2 直流電源
V3 交流電源
R1,R2 負荷
C1,C2 平滑コンデンサ
L 平滑インダクタ
L1,L2 昇圧インダクタ
Lr 共振インダクタ
Cr 共振コンデンサ
N1,N2,N21,N22 巻線
SW0,SW11,SW12,SW21,SW22 スイッチ
H1~H4,H11,H13,S1,S2 スイッチング素子
D,DH1~DH4,DS1,DS2 ダイオード
100 電源装置
101 電装機器
102 DC-DCコンバータ
103 インバータ
104 動力用モータ
105 主バッテリ
106 補機バッテリ
107 急速充電コネクタ
108 プラグイン充電コネクタ
109 交流電源
110 交流負
111 電気自動車
10 制御手段
11,12 変換回路
21,22,23 電圧センサ
31,32,33 電流センサ
V1,V2 直流電源
V3 交流電源
R1,R2 負荷
C1,C2 平滑コンデンサ
L 平滑インダクタ
L1,L2 昇圧インダクタ
Lr 共振インダクタ
Cr 共振コンデンサ
N1,N2,N21,N22 巻線
SW0,SW11,SW12,SW21,SW22 スイッチ
H1~H4,H11,H13,S1,S2 スイッチング素子
D,DH1~DH4,DS1,DS2 ダイオード
100 電源装置
101 電装機器
102 DC-DCコンバータ
103 インバータ
104 動力用モータ
105 主バッテリ
106 補機バッテリ
107 急速充電コネクタ
108 プラグイン充電コネクタ
109 交流電源
110 交流負
111 電気自動車
Claims (20)
- その直流側端子に第1の直流電源が接続され、その交流側端子にトランスの1次巻線が接続された第1の変換回路と、
その交流側端子に前記トランスの2次巻線が接続され、その直流側端子に第2の直流電源が接続された第2の変換回路と、
前記第1および第2の変換回路を構成するスイッチング素子を開閉制御する制御回路を備え、
前記第1の変換回路の交流側端子に供給された交流電力を前記第1または第2の直流電源に供給することを特徴とする電源装置。 - 請求項1記載の電源装置において、
前記トランスの1次巻線と直列に共振コンデンサを挿入したことを特徴とする電源装置。 - 請求項1記載の電源装置において、
前記第1の変換回路の交流側端子と前記トランスの1次巻線間を開閉する第1のスイッチを備え、
前記第1の変換回路の交流側端子に供給された交流電力を前記第1の直流電源に供給するとき前記第1のスイッチを開路することを特徴とする電源装置。 - 請求項1記載の電源装置において、
前記第1の変換回路の直流側端子と前記第1の直流電源間に、前記第1の変換回路から前記第1の直流電源を充電する方向のダイオードと第2のスイッチとの並列回路を挿入し、前記第1の直流電源から前記第2の直流電源に電力を供給するとき前記第2のスイッチを閉路することを特徴とする電源装置。 - 請求項1記載の電源装置において、
前記第1の変換回路の交流側端子と該交流側端子に接続される交流電源との間に昇圧用のインダクタを挿入したことを特徴とする電源装置。 - 請求項1記載の電源装置において、
前記制御回路は、前記第1の変換回路の交流側端子に供給される交流電源の電流を正弦波状に制御する力率改善制御手段を備えたことを特徴とする電源装置。 - 請求項1記載の電源装置において、
前記第1の変換回路は、第1、第2のスイッチング素子を直列接続した第1のスイッチングレッグと、第3、第4のスイッチング素子を直列接続し、かつ前記第1のスイッチングレッグに並列接続された第2のスイッチングレッグとを備え、前記第1のスイッチングレッグの両端を直流側端子とし、前記第1、第2のスイッチング素子の直列接続点と前記第3、第4のスイッチング素子の直列接続点とを交流側端子としたフルブリッジ回路であることを特徴とする電源装置。 - 請求項1記載の電源装置において、
前記第2の変換回路は、平滑インダクタと、第5、第6のスイッチング素子を直列接続した第3のスイッチングレッグと、第7、第8のスイッチング素子を直列接続し、かつ前記第3のスイッチングレッグに並列接続された第4のスイッチングレッグとを備え、前記第3のスイッチングレッグの一端に前記平滑インダクタの一端を接続し、前記平滑インダクタの他端と前記第3のスイッチングレッグの他端との間を直流側端子間とし、前記第5、第6のスイッチング素子の直列接続点と前記第7、第8のスイッチング素子の直列接続点とを交流側端子としたフルブリッジ回路であることを特徴とする電源装置。 - 請求項1記載の電源装置において、
前記2次巻線は、第1の2次巻線の一端と第2の2次巻線の一端との接続体を備え、前記第2の変換回路は、平滑インダクタと、第5、第6のスイッチング素子とを備え、前記第1の2次巻線の他端に前記第5のスイッチング素子の一端を接続し、前記第2の2次巻線の他端に前記第6のスイッチング素子の一端を接続し、前記第5のスイッチング素子の他端と前記第6のスイッチング素子の他端とを接続し、前記第1、第2の2次巻線の接続点に前記平滑インダクタの一端を接続し、前記平滑インダクタの他端と前記第5、第6のスイッチング素子の接続点とを直流側端子としたセンタタップ回路であることを特徴とする電源装置。 - 請求項1記載の電源装置において、
前記第2の変換回路は、第1の平滑インダクタの一端と第2の平滑インダクタの一端との接続体と、第5のスイッチング素子の一端と第6のスイッチング素子の一端との接続体とを備え、前記第5のスイッチング素子の他端に前記第1の平滑インダクタの他端を接続し、前記第6のスイッチング素子の他端に前記第2の平滑インダクタの他端を接続し、前記第5のスイッチング素子の他端と前記第6のスイッチング素子の他端とを交流側端子とし、前記第1、第2の平滑インダクタの接続点と前記第5、第6のスイッチング素子の接続点とを直流側端子としたカレントダブラ回路であることを特徴とする電源装置。 - 請求項7記載の電源装置おいて、前記第1ないし第4のスイッチング素子のそれぞれに逆並列接続された逆並列ダイオードを備えたことを特徴とする電源装置。
- 請求項7記載の電源装置おいて、前記第1ないし第4のスイッチング素子のそれぞれに並列接続されたスナバコンデンサを備えたことを特徴とする電源装置。
- 請求項3記載の電源装置おいて、前記第1のスイッチは電磁継電器としたことを特徴とする電源装置。
- 請求項3記載の電源装置おいて、前記第1のスイッチは半導体スイッチング素子としたことを特徴とする電源装置。
- 請求項7記載の電源装置おいて、前記第1ないし第4のスイッチング素子はMOSFETとしたことを特徴とする電源装置。
- 請求項7記載の電源装置おいて、前記ダイオードは、前記第1ないし第4のスイッチング素子のボディダイオード又はそれぞれのスイッチング素子に逆並列接続した逆並列ダイオードよりも、逆回復特性が速いことを特徴とする電源装置。
- 請求項7記載の電源装置おいて、前記第1および第3のスイッチング素子をIGBTとし、第2および第4のスイッチング素子をMOSFETとしたことを特徴とする電源装置。
- 請求項3記載の電源装置おいて、前記制御回路は、前記第2の直流電源の電圧が、第1の所定値よりも低い場合に前記第1のスイッチをオンし、前記第2の直流電源の電圧が、前記第1の所定値より高い第2の所定値よりも高い場合に前記第1のスイッチをオフするようにしたことを特徴とする電源装置。
- 請求項1記載の電源装置おいて、前記第1の直流電源から前記交流電源へ電力を供給することを特徴とする電源装置。
- 請求項1記載の電源装置を搭載した車両。
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