JPH11145794A - パルス電源 - Google Patents
パルス電源Info
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- JPH11145794A JPH11145794A JP30626197A JP30626197A JPH11145794A JP H11145794 A JPH11145794 A JP H11145794A JP 30626197 A JP30626197 A JP 30626197A JP 30626197 A JP30626197 A JP 30626197A JP H11145794 A JPH11145794 A JP H11145794A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 高圧充電器で初段コンデンサを初期充電し、
この放電制御でパルス電流を発生し、これを磁気パルス
圧縮して負荷に供給するのでは、２つのスイッチ手段を
必要とするし、充電器が大型で複雑・高価になる等の課
題がある。 【解決手段】 整流回路１０は、交流電圧を整流器ＲＥ
Ｃで整流し、平滑コンデンサＣDCで平滑して直流電圧を
得る。パルス発生回路１１は、半導体スイッチＳＷのオ
ン制御により整流回路出力を初段コンデンサＣ0に転流
して初期充電させる。磁気パルス圧縮・昇圧回路１２
は、初段コンデンサが初期充電されたときに可飽和リア
クトルＳＩ1が磁気スイッチ動作してコンデンサからの
パルス放電を得、このパルス電流を可飽和リアクトルＳ
Ｉ1〜ＳＩ3とコンデンサＣ1，Ｃ2で磁気パルス圧縮し、
パルストランスＰＴで昇圧して負荷４に供給する。
この放電制御でパルス電流を発生し、これを磁気パルス
圧縮して負荷に供給するのでは、２つのスイッチ手段を
必要とするし、充電器が大型で複雑・高価になる等の課
題がある。 【解決手段】 整流回路１０は、交流電圧を整流器ＲＥ
Ｃで整流し、平滑コンデンサＣDCで平滑して直流電圧を
得る。パルス発生回路１１は、半導体スイッチＳＷのオ
ン制御により整流回路出力を初段コンデンサＣ0に転流
して初期充電させる。磁気パルス圧縮・昇圧回路１２
は、初段コンデンサが初期充電されたときに可飽和リア
クトルＳＩ1が磁気スイッチ動作してコンデンサからの
パルス放電を得、このパルス電流を可飽和リアクトルＳ
Ｉ1〜ＳＩ3とコンデンサＣ1，Ｃ2で磁気パルス圧縮し、
パルストランスＰＴで昇圧して負荷４に供給する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電力用半導体スイ
ッチを用いたパルス発生回路と磁気パルス圧縮回路を組
み合わせ、高い繰り返しで狭幅の大電流パルスを発生す
るパルス電源に係り、特に充電器とパルス発生回路に関
する。
ッチを用いたパルス発生回路と磁気パルス圧縮回路を組
み合わせ、高い繰り返しで狭幅の大電流パルスを発生す
るパルス電源に係り、特に充電器とパルス発生回路に関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来のパルス電源例を図６に示す。パル
ス発生回路１は、電力用の初段コンデンサＣ0を設け、
このコンデンサＣ0を高圧充電器２により初期充電して
おき、半導体スイッチＳＷのオン制御でコンデンサＣ0
から可飽和リアクトルＳＩ0を通してパルストランスＰ
Ｔにパルス電流を供給する。可飽和リアクトルＳＩ
0は、コンデンサＣ0からパルストランスＰＴへの放電に
磁気スイッチ動作し、半導体スイッチＳＷが完全にオン
動作した後に放電電流を流すことで半導体スイッチＳＷ
のスイッチング損失を軽減する磁気アシスト手段にな
る。
ス発生回路１は、電力用の初段コンデンサＣ0を設け、
このコンデンサＣ0を高圧充電器２により初期充電して
おき、半導体スイッチＳＷのオン制御でコンデンサＣ0
から可飽和リアクトルＳＩ0を通してパルストランスＰ
Ｔにパルス電流を供給する。可飽和リアクトルＳＩ
0は、コンデンサＣ0からパルストランスＰＴへの放電に
磁気スイッチ動作し、半導体スイッチＳＷが完全にオン
動作した後に放電電流を流すことで半導体スイッチＳＷ
のスイッチング損失を軽減する磁気アシスト手段にな
る。
【０００３】磁気リセット回路ＭＲは、可飽和リアクト
ルＳＩ0及びパルストランスＰＴのリセット巻線に直流
バイアス電流をそれぞれ供給することでそれらのコアの
磁化方向を初期状態に戻す。
ルＳＩ0及びパルストランスＰＴのリセット巻線に直流
バイアス電流をそれぞれ供給することでそれらのコアの
磁化方向を初期状態に戻す。
【０００４】パルストランスＰＴの二次側にはＮ段の磁
気パルス圧縮回路３1〜３Nが縦続接続され、初段の磁気
パルス圧縮回路３1ではパルストランスＰＴで昇圧した
パルス電流Ｉ0でコンデンサＣ1が高圧充電され、このコ
ンデンサＣ1の充電電圧で可飽和リアクトルＳＴ1が磁気
スイッチ動作することにより磁気パルス圧縮した狭幅の
パルス電流を次段の磁気パルス圧縮回路に供給する。
気パルス圧縮回路３1〜３Nが縦続接続され、初段の磁気
パルス圧縮回路３1ではパルストランスＰＴで昇圧した
パルス電流Ｉ0でコンデンサＣ1が高圧充電され、このコ
ンデンサＣ1の充電電圧で可飽和リアクトルＳＴ1が磁気
スイッチ動作することにより磁気パルス圧縮した狭幅の
パルス電流を次段の磁気パルス圧縮回路に供給する。
【０００５】同様の磁気スイッチ動作により、各磁気パ
ルス圧縮回路３2〜３Nでパルス幅の磁気パルス圧縮を行
う。なお、各可飽和リアクトルＳＩ1〜ＳＩMには上記の
ものと同等の磁気リセット回路ＭＲが設けられる。
ルス圧縮回路３2〜３Nでパルス幅の磁気パルス圧縮を行
う。なお、各可飽和リアクトルＳＩ1〜ＳＩMには上記の
ものと同等の磁気リセット回路ＭＲが設けられる。
【０００６】最終段の磁気パルス圧縮回路３Nのパルス
出力は、レーザヘッドのチャンバなどの負荷４に狭幅・
高電圧のパルス電流を供給する。負荷４は、主放電電極
ＥLMと予備電離電極ＥLAの並列回路にピーキングコンデ
ンサＣPが設けられ、パルス電流でピーキングコンデン
サＣPが一定電圧レベルまで充電されたときに予備電離
電極ＥLAによる放電管内ガスの予備電離を行い、この予
備電離により主放電電極ＥLMに主放電を得る。
出力は、レーザヘッドのチャンバなどの負荷４に狭幅・
高電圧のパルス電流を供給する。負荷４は、主放電電極
ＥLMと予備電離電極ＥLAの並列回路にピーキングコンデ
ンサＣPが設けられ、パルス電流でピーキングコンデン
サＣPが一定電圧レベルまで充電されたときに予備電離
電極ＥLAによる放電管内ガスの予備電離を行い、この予
備電離により主放電電極ＥLMに主放電を得る。
【０００７】図７は、コンデンサＣ0及びＣ1〜ＣN、ＣP
の充放電電圧ＶC0〜ＶCN，ＶCPの波形を示し、磁気パル
ス圧縮動作により、後段のコンデンサほど充放電時間ｔ
1〜ｔpが磁気パルス圧縮されることで負荷４の主放電電
極には狭幅の放電電流出力を得る。
の充放電電圧ＶC0〜ＶCN，ＶCPの波形を示し、磁気パル
ス圧縮動作により、後段のコンデンサほど充放電時間ｔ
1〜ｔpが磁気パルス圧縮されることで負荷４の主放電電
極には狭幅の放電電流出力を得る。
【０００８】なお、パルス発生回路１や磁気パルス圧縮
回路３1〜３Nの構成は、パルストランスＰＴを可飽和ト
ランスとするなど、種々の変形例が提案されている。
回路３1〜３Nの構成は、パルストランスＰＴを可飽和ト
ランスとするなど、種々の変形例が提案されている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】従来のパルス電源にお
いて、充電器２は、例えば、商用電源の交流電力を整流
器で直流電力に変換し、これをインバータにより電圧制
御された交流電力に変換し、これをトランスで昇圧し、
さらに整流回路により整流して高圧直流電圧を得る。
いて、充電器２は、例えば、商用電源の交流電力を整流
器で直流電力に変換し、これをインバータにより電圧制
御された交流電力に変換し、これをトランスで昇圧し、
さらに整流回路により整流して高圧直流電圧を得る。
【００１０】この充電器２の出力は、インバータ運転の
開始で得、パルス発生回路１のコンデンサＣ0を設定電
圧まで充電した後、コンデンサＣ0の放電動作に備えて
インバータ運転を停止する。つまり、充電器２とパルス
発生回路１との間は、インバータの運転／停止で等価的
なスイッチを設けていることになる。なお、充電器２が
他の構成になる場合もパルス発生回路１との間に何らか
のスイッチ手段を設けることになる。
開始で得、パルス発生回路１のコンデンサＣ0を設定電
圧まで充電した後、コンデンサＣ0の放電動作に備えて
インバータ運転を停止する。つまり、充電器２とパルス
発生回路１との間は、インバータの運転／停止で等価的
なスイッチを設けていることになる。なお、充電器２が
他の構成になる場合もパルス発生回路１との間に何らか
のスイッチ手段を設けることになる。
【００１１】したがって、従来のパルス電源では、充電
器２からコンデンサＣ0への充電用スイッチと、コンデ
ンサＣ0から磁気パルス圧縮回路３1への放電用の半導体
スイッチＳＷとの２つのスイッチ手段を必要とする。
器２からコンデンサＣ0への充電用スイッチと、コンデ
ンサＣ0から磁気パルス圧縮回路３1への放電用の半導体
スイッチＳＷとの２つのスイッチ手段を必要とする。
【００１２】このような構成になる従来のパルス電源
は、充電器が大型で複雑・高価になるし、スイッチの介
在によるスイッチング損失の発生が電力変換効率を低下
させてしまう。さらに、スイッチ手段の制御回路が複雑
になる。
は、充電器が大型で複雑・高価になるし、スイッチの介
在によるスイッチング損失の発生が電力変換効率を低下
させてしまう。さらに、スイッチ手段の制御回路が複雑
になる。
【００１３】また、充電器によるコンデンサＣ0の充電
時間は、コンデンサＣ0からの放電時間と同等の時間に
なり、パルス電源を高い繰り返しで動作させようとする
場合のパルス発生周期を制約してしまう。
時間は、コンデンサＣ0からの放電時間と同等の時間に
なり、パルス電源を高い繰り返しで動作させようとする
場合のパルス発生周期を制約してしまう。
【００１４】本発明の目的は、１つのスイッチ手段によ
り初段コンデンサＣ0の充電と放電制御ができ、パルス
発生周期も短縮できるパルス電源を提供することにあ
る。
り初段コンデンサＣ0の充電と放電制御ができ、パルス
発生周期も短縮できるパルス電源を提供することにあ
る。
【００１５】本発明の他の目的は、充電器とパルス発生
回路の構成を簡略化し、その制御も簡単になるパルス電
源を提供することにある。
回路の構成を簡略化し、その制御も簡単になるパルス電
源を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の課題を
解決するため、充電器を整流回路で構成し、この整流出
力で半導体スイッチを通して初段コンデンサを充電し、
初段コンデンサの放電は磁気パルス圧縮回路の磁気スイ
ッチ動作で得るようにし、パルス出力電圧は可飽和リア
クトル等の磁気リセット電圧制御又は半導体スイッチの
ターンオフ制御でできるようにしたもので、以下の構成
を特徴とする。
解決するため、充電器を整流回路で構成し、この整流出
力で半導体スイッチを通して初段コンデンサを充電し、
初段コンデンサの放電は磁気パルス圧縮回路の磁気スイ
ッチ動作で得るようにし、パルス出力電圧は可飽和リア
クトル等の磁気リセット電圧制御又は半導体スイッチの
ターンオフ制御でできるようにしたもので、以下の構成
を特徴とする。
【００１７】（第１の発明）初段コンデンサを初期充電
し、このコンデンサの放電によるパルス電流を磁気パル
ス圧縮して負荷に供給するパルス電源であって、交流電
圧を整流及び平滑コンデンサで平滑して直流電圧を得る
整流回路と、半導体スイッチのオン制御により前記整流
回路の直流出力を前記初段コンデンサに転流して該初段
コンデンサを初期充電させるパルス発生回路と、前記初
段コンデンサが初期充電されたときに磁気スイッチ動作
により該コンデンサからのパルス放電を得、このパルス
電流を磁気パルス圧縮して負荷に供給する磁気パルス圧
縮回路とを備えたことを特徴とする。
し、このコンデンサの放電によるパルス電流を磁気パル
ス圧縮して負荷に供給するパルス電源であって、交流電
圧を整流及び平滑コンデンサで平滑して直流電圧を得る
整流回路と、半導体スイッチのオン制御により前記整流
回路の直流出力を前記初段コンデンサに転流して該初段
コンデンサを初期充電させるパルス発生回路と、前記初
段コンデンサが初期充電されたときに磁気スイッチ動作
により該コンデンサからのパルス放電を得、このパルス
電流を磁気パルス圧縮して負荷に供給する磁気パルス圧
縮回路とを備えたことを特徴とする。
【００１８】（第２の発明）初段コンデンサを初期充電
し、このコンデンサの放電によるパルス電流を磁気パル
ス圧縮して負荷に供給するパルス電源であって、交流電
圧を整流及び平滑コンデンサで平滑して直流電圧を得る
整流回路と、半導体スイッチのオン制御により前記整流
回路の直流出力を共振用リアクトルと前記初段コンデン
サの直列回路に印加したときの振動電流で該初段コンデ
ンサを初期充電させるパルス発生回路と、前記初段コン
デンサが初期充電されたときに磁気スイッチ動作により
該コンデンサからのパルス放電を得、このパルス電流を
磁気パルス圧縮して負荷に供給する磁気パルス圧縮回路
とを備えたことを特徴とする。
し、このコンデンサの放電によるパルス電流を磁気パル
ス圧縮して負荷に供給するパルス電源であって、交流電
圧を整流及び平滑コンデンサで平滑して直流電圧を得る
整流回路と、半導体スイッチのオン制御により前記整流
回路の直流出力を共振用リアクトルと前記初段コンデン
サの直列回路に印加したときの振動電流で該初段コンデ
ンサを初期充電させるパルス発生回路と、前記初段コン
デンサが初期充電されたときに磁気スイッチ動作により
該コンデンサからのパルス放電を得、このパルス電流を
磁気パルス圧縮して負荷に供給する磁気パルス圧縮回路
とを備えたことを特徴とする。
【００１９】（第３の発明）前記第２の発明において、
前記初段コンデンサの充電電圧が指令値に一致したとき
に前記半導体スイッチをターンオフ制御して負荷に供給
するパルス電圧を制御する制御回路を備えたことを特徴
とする。
前記初段コンデンサの充電電圧が指令値に一致したとき
に前記半導体スイッチをターンオフ制御して負荷に供給
するパルス電圧を制御する制御回路を備えたことを特徴
とする。
【００２０】（第４の発明）前記第１又は第２の発明に
おいて、前記磁気パルス圧縮回路の磁気スイッチ動作後
の磁気リセット電圧を変えて前記初段コンデンサからの
放電電圧を制御する磁気リセット回路を備えたことを特
徴とする。
おいて、前記磁気パルス圧縮回路の磁気スイッチ動作後
の磁気リセット電圧を変えて前記初段コンデンサからの
放電電圧を制御する磁気リセット回路を備えたことを特
徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】（第１の実施形態）図１は、本発
明の実施形態を示す回路図である。整流回路１０は、商
用電源を交流電源として整流器ＲＥＣに整流出力を得、
これを平滑コンデンサＣDCによって平滑する。
明の実施形態を示す回路図である。整流回路１０は、商
用電源を交流電源として整流器ＲＥＣに整流出力を得、
これを平滑コンデンサＣDCによって平滑する。
【００２２】パルス発生回路１１は、ＧＴＯ（ゲートタ
ーンオフ）サイリスタにされる半導体スイッチＳＷと初
段コンデンサＣ0の直列接続構成にされて整流回路１０
に並列接続される。
ーンオフ）サイリスタにされる半導体スイッチＳＷと初
段コンデンサＣ0の直列接続構成にされて整流回路１０
に並列接続される。
【００２３】磁気パルス圧縮・昇圧回路１２は、コンデ
ンサＣ0が初期充電されることで磁気パルス圧縮とパル
ス電圧の昇圧を行う可飽和トランスＳＩ1，ＳＩ2，ＳＩ
3とコンデンサＣ1，Ｃ2及びパルストランスＰＴを備
え、負荷４に狭幅で大電流のパルスを供給する。なお、
可飽和リセットＳＩ1〜ＳＩ3やパルストランスＰＴには
それぞれ磁気リセット回路が設けられる。
ンサＣ0が初期充電されることで磁気パルス圧縮とパル
ス電圧の昇圧を行う可飽和トランスＳＩ1，ＳＩ2，ＳＩ
3とコンデンサＣ1，Ｃ2及びパルストランスＰＴを備
え、負荷４に狭幅で大電流のパルスを供給する。なお、
可飽和リセットＳＩ1〜ＳＩ3やパルストランスＰＴには
それぞれ磁気リセット回路が設けられる。
【００２４】以上の構成において、整流回路１０は交流
電源電圧に応じた直流電圧ＶDCを出力している。この状
態で負荷４にパルス電流を供給するタイミングに合わせ
てパルス発生回路１１のスイッチＳＷをオン制御する。
電源電圧に応じた直流電圧ＶDCを出力している。この状
態で負荷４にパルス電流を供給するタイミングに合わせ
てパルス発生回路１１のスイッチＳＷをオン制御する。
【００２５】このスイッチＳＷのオンにより、コンデン
サＣ0は、コンデンサＣDCの電荷が転流され、その直流
電圧ＶDCまで瞬時に充電される。このコンデンサＣ0の
充電完了に必要な時間後にスイッチＳＷをターンオフさ
せる。
サＣ0は、コンデンサＣDCの電荷が転流され、その直流
電圧ＶDCまで瞬時に充電される。このコンデンサＣ0の
充電完了に必要な時間後にスイッチＳＷをターンオフさ
せる。
【００２６】コンデンサＣ0の充電により、磁気パルス
圧縮・昇圧回路１２の可飽和リアクトルＳＩ1が磁気ス
イッチ動作し、コンデンサＣ0からコンデンサＣ1へ磁気
パルス圧縮したパルス電流が発生し、コンデンサＣ1が
充電される。
圧縮・昇圧回路１２の可飽和リアクトルＳＩ1が磁気ス
イッチ動作し、コンデンサＣ0からコンデンサＣ1へ磁気
パルス圧縮したパルス電流が発生し、コンデンサＣ1が
充電される。
【００２７】さらに、コンデンサＣ1の充電で可飽和リ
アクトルＳＩ2が磁気スイッチ動作し、パルストランス
ＰＴに磁気パルス圧縮したパルス電流が供給され、パル
ストランスＰＴによる昇圧したパルス出力によりコンデ
ンサＣ2が充電され、可飽和リアクトルＳＩ3による磁気
スイッチ動作により負荷４に狭幅のパルス電流を供給す
る。
アクトルＳＩ2が磁気スイッチ動作し、パルストランス
ＰＴに磁気パルス圧縮したパルス電流が供給され、パル
ストランスＰＴによる昇圧したパルス出力によりコンデ
ンサＣ2が充電され、可飽和リアクトルＳＩ3による磁気
スイッチ動作により負荷４に狭幅のパルス電流を供給す
る。
【００２８】したがって、基本的には、整流回路１０は
スイッチ手段を不要にした整流器ＲＥＣと平滑コンデン
サＣDCのみで構成され、パルス発生回路１１は１つの半
導体スイッチＳＷとコンデンサＣ0のみで構成すること
ができる。
スイッチ手段を不要にした整流器ＲＥＣと平滑コンデン
サＣDCのみで構成され、パルス発生回路１１は１つの半
導体スイッチＳＷとコンデンサＣ0のみで構成すること
ができる。
【００２９】なお、パルス発生回路１１では１つのスイ
ッチ手段を用いてコンデンサＣ0の充電のみを行い、放
電動作及びパルスの昇圧には磁気パルス圧縮・昇圧回路
１２により行う。
ッチ手段を用いてコンデンサＣ0の充電のみを行い、放
電動作及びパルスの昇圧には磁気パルス圧縮・昇圧回路
１２により行う。
【００３０】これにより、本実施形態では、充電器の簡
単化により装置の小型化・低コスト化を図ることができ
るし、１つのスイッチ手段によりスイッチング損失を半
減して電源効率を高めると共にその制御回路も簡単にな
る。
単化により装置の小型化・低コスト化を図ることができ
るし、１つのスイッチ手段によりスイッチング損失を半
減して電源効率を高めると共にその制御回路も簡単にな
る。
【００３１】さらに、コンデンサＣ0の充電時間は、コ
ンデンサＣDCとＣ0間の転流になるため瞬時に行われ、
パルス電源を高い繰り返しで動作させることができる。
ンデンサＣDCとＣ0間の転流になるため瞬時に行われ、
パルス電源を高い繰り返しで動作させることができる。
【００３２】さらにまた、整流回路１０では従来の高圧
充電器に比べて直流出力電圧が低くなることから、半導
体スイッチＳＷの電圧責務が軽減される。
充電器に比べて直流出力電圧が低くなることから、半導
体スイッチＳＷの電圧責務が軽減される。
【００３３】なお、充電器１０は、倍電圧整流回路を設
けて出力電圧を高めることができる。また、パルス発生
回路１１は、スイッチＳＷにはＩＧＢＴやパワートラン
ジスタなど他の半導体スイッチに置換できる。また、ス
イッチＳＷに直列に磁気アシスト用の可飽和リアクトル
を設けることでスイッチング損失を軽減した構成とする
こともできる。
けて出力電圧を高めることができる。また、パルス発生
回路１１は、スイッチＳＷにはＩＧＢＴやパワートラン
ジスタなど他の半導体スイッチに置換できる。また、ス
イッチＳＷに直列に磁気アシスト用の可飽和リアクトル
を設けることでスイッチング損失を軽減した構成とする
こともできる。
【００３４】また、磁気パルス圧縮・昇圧回路１２は、
必要なパルス圧縮度合いに応じて段数を増した構成にさ
れるし、昇圧が不要な場合にはパルストランスは省略さ
れた磁気パルス圧縮回路に構成される。さらに、初段コ
ンデンサからの放電を得るための可飽和リアクトルに代
えた可飽和トランスとする構成など適宜設計変更され
る。
必要なパルス圧縮度合いに応じて段数を増した構成にさ
れるし、昇圧が不要な場合にはパルストランスは省略さ
れた磁気パルス圧縮回路に構成される。さらに、初段コ
ンデンサからの放電を得るための可飽和リアクトルに代
えた可飽和トランスとする構成など適宜設計変更され
る。
【００３５】（第２の実施形態）図２は、本発明の他の
実施形態を示す。同図が図１と異なる部分は、磁気パル
ス圧縮・昇圧回路１２の可飽和リアクトルＳＩ1〜ＳＩ3
に設ける磁気リセット回路ＭＲにある。
実施形態を示す。同図が図１と異なる部分は、磁気パル
ス圧縮・昇圧回路１２の可飽和リアクトルＳＩ1〜ＳＩ3
に設ける磁気リセット回路ＭＲにある。
【００３６】磁気リセット回路ＭＲは、可変電圧源を有
して各可飽和リアクトルＳＩ1〜ＳＩ3に磁気リセット電
圧を印加する。この電圧を可変にすることにより、可飽
和リアクトルＳＩ1〜ＳＩ3のコアを形成する磁性材料の
電圧時間積（磁束）を変え、可飽和リアクトルの飽和タ
イミング、すなわち磁気スイッチ動作タイミングを変え
ることができる。
して各可飽和リアクトルＳＩ1〜ＳＩ3に磁気リセット電
圧を印加する。この電圧を可変にすることにより、可飽
和リアクトルＳＩ1〜ＳＩ3のコアを形成する磁性材料の
電圧時間積（磁束）を変え、可飽和リアクトルの飽和タ
イミング、すなわち磁気スイッチ動作タイミングを変え
ることができる。
【００３７】これにより、例えば、可飽和リアクトルＳ
Ｉ2の電圧時間積が小さくなるよう磁気リセット電圧を
下げ、磁気スイッチ動作タイミングを早めることによ
り、コンデンサＣ1がその充電で電圧上昇している途中
に可飽和リアクトルＳＩ2を磁気スイッチ動作させ、パ
ルストランスＰＴに供給するパルス電圧を下げた制御と
することができる。
Ｉ2の電圧時間積が小さくなるよう磁気リセット電圧を
下げ、磁気スイッチ動作タイミングを早めることによ
り、コンデンサＣ1がその充電で電圧上昇している途中
に可飽和リアクトルＳＩ2を磁気スイッチ動作させ、パ
ルストランスＰＴに供給するパルス電圧を下げた制御と
することができる。
【００３８】したがって、本実施形態では、第１の実施
形態における作用効果に加えて、充電器２によるコンデ
ンサＣ0の充電電圧制御を不要にしながら、負荷に供給
するパルス電圧の制御が可能となる。
形態における作用効果に加えて、充電器２によるコンデ
ンサＣ0の充電電圧制御を不要にしながら、負荷に供給
するパルス電圧の制御が可能となる。
【００３９】（第３の実施形態）図３は、本発明の他の
実施形態を示す回路図である。同図が図１又は図２と異
なる部分は、パルス発生回路１１にある。
実施形態を示す回路図である。同図が図１又は図２と異
なる部分は、パルス発生回路１１にある。
【００４０】パルス発生回路１１は、逆耐圧用のダイオ
ードＤ1と、半導体スイッチＳＷと、共振用リアクトル
Ｌ及び初段コンデンサＣ0との直列接続構成にされて整
流回路１０に並列接続される。
ードＤ1と、半導体スイッチＳＷと、共振用リアクトル
Ｌ及び初段コンデンサＣ0との直列接続構成にされて整
流回路１０に並列接続される。
【００４１】以上の構成において、負荷４にパルス電流
を供給するタイミングに合わせてパルス発生回路１１の
スイッチＳＷをオン制御する。
を供給するタイミングに合わせてパルス発生回路１１の
スイッチＳＷをオン制御する。
【００４２】スイッチＳＷのオンによって、整流回路１
０からリアクトルＬとコンデンサＣ0の直列共振回路に
直流電圧ＶDCを印加する。これにより、リアクトルＬと
コンデンサＣ0の間に正弦波の振動電流が発生し、コン
デンサＣ0には最大で直流電圧ＶDCの２倍の電圧ＶC0が
発生する。
０からリアクトルＬとコンデンサＣ0の直列共振回路に
直流電圧ＶDCを印加する。これにより、リアクトルＬと
コンデンサＣ0の間に正弦波の振動電流が発生し、コン
デンサＣ0には最大で直流電圧ＶDCの２倍の電圧ＶC0が
発生する。
【００４３】このとき、可飽和リアクトルＳＩ1が飽和
するように設計しておく。これにより、可飽和リアクト
ルＳＩ1が磁気スイッチ動作し、図１の場合と同様に、
磁気パルス圧縮と昇圧で負荷４に狭幅のパルス電流を供
給する。
するように設計しておく。これにより、可飽和リアクト
ルＳＩ1が磁気スイッチ動作し、図１の場合と同様に、
磁気パルス圧縮と昇圧で負荷４に狭幅のパルス電流を供
給する。
【００４４】したがって、本実施形態においても、整流
回路１０では従来の高圧充電器における昇圧手段及びス
イッチ手段を不要にする。また、パルス発生回路１１で
は１つのスイッチ手段を用いてコンデンサＣ0の充電と
放電動作を得ることができる。これに加えて、本実施形
態では、パルス発生回路１１ではコンデンサＣ0とリア
クトルＬによる振動電流で倍電圧を得るため、パルスト
ランスＰＴの昇圧比を下げることができる。
回路１０では従来の高圧充電器における昇圧手段及びス
イッチ手段を不要にする。また、パルス発生回路１１で
は１つのスイッチ手段を用いてコンデンサＣ0の充電と
放電動作を得ることができる。これに加えて、本実施形
態では、パルス発生回路１１ではコンデンサＣ0とリア
クトルＬによる振動電流で倍電圧を得るため、パルスト
ランスＰＴの昇圧比を下げることができる。
【００４５】（第４の実施形態）図４は、本発明の他の
実施形態を示す。同図が図３と異なる部分は、パルス発
生回路１１のスイッチＳＷの制御回路にある。
実施形態を示す。同図が図３と異なる部分は、パルス発
生回路１１のスイッチＳＷの制御回路にある。
【００４６】この制御回路は、コンデンサＣ0の電圧を
検出する電圧検出器ＶSENと、この検出電圧と指令値と
が一致したことを検出する比較器ＣＯＭと、この比較器
ＣＯＭが一致を検出したときにスイッチＳＷをターンオ
フさせるゲート回路Ｇとで構成される。なお、リアクト
ルＬにはその逆電圧発生に対して短絡ループを形成して
そのエネルギーを消滅させるためのダイオードＤ2が並
列接続される。
検出する電圧検出器ＶSENと、この検出電圧と指令値と
が一致したことを検出する比較器ＣＯＭと、この比較器
ＣＯＭが一致を検出したときにスイッチＳＷをターンオ
フさせるゲート回路Ｇとで構成される。なお、リアクト
ルＬにはその逆電圧発生に対して短絡ループを形成して
そのエネルギーを消滅させるためのダイオードＤ2が並
列接続される。
【００４７】制御回路は、負荷４にパルス電流を供給す
るタイミングに合わせてパルス発生回路１１のスイッチ
ＳＷをオン制御する。一方、スイッチのターンオフ制御
は、コンデンサＣ0とリアクトルＬに振動電流が流れ、
コンデンサＣ0の充電電圧が上昇し、この電圧が指令値
に一致したときに比較器ＣＯＭがゲート回路Ｇのゲート
出力を反転させることで行う。
るタイミングに合わせてパルス発生回路１１のスイッチ
ＳＷをオン制御する。一方、スイッチのターンオフ制御
は、コンデンサＣ0とリアクトルＬに振動電流が流れ、
コンデンサＣ0の充電電圧が上昇し、この電圧が指令値
に一致したときに比較器ＣＯＭがゲート回路Ｇのゲート
出力を反転させることで行う。
【００４８】スイッチＳＷのターンオフにより、コンデ
ンサＣ0とリアクトルＬの間の振動電流が遮断され、コ
ンデンサＣ0はそのときの充電電圧に保持され、リアク
トルＬに残留する電流エネルギーはダイオードＤ2の短
絡で自然消滅する。コンデンサＣ0の制御された充電電
圧に対して、可飽和リアクトルＳＩ1がその電圧時間積
により磁気スイッチ動作し、磁気パルス圧縮・昇圧回路
１２から磁気パルス圧縮して負荷４にパルス電流を供給
する。
ンサＣ0とリアクトルＬの間の振動電流が遮断され、コ
ンデンサＣ0はそのときの充電電圧に保持され、リアク
トルＬに残留する電流エネルギーはダイオードＤ2の短
絡で自然消滅する。コンデンサＣ0の制御された充電電
圧に対して、可飽和リアクトルＳＩ1がその電圧時間積
により磁気スイッチ動作し、磁気パルス圧縮・昇圧回路
１２から磁気パルス圧縮して負荷４にパルス電流を供給
する。
【００４９】したがって、コンデンサＣ0からの放電が
その充電電圧が指令値に一致したときになされ、負荷４
に供給するパルス電圧を制御する。これにより、本実施
形態では、第３の実施形態における作用効果に加えて、
充電器２によるコンデンサＣ0の充電電圧制御を不要に
しながら、負荷に供給するパルス電圧の制御が可能とな
る。
その充電電圧が指令値に一致したときになされ、負荷４
に供給するパルス電圧を制御する。これにより、本実施
形態では、第３の実施形態における作用効果に加えて、
充電器２によるコンデンサＣ0の充電電圧制御を不要に
しながら、負荷に供給するパルス電圧の制御が可能とな
る。
【００５０】（第５の実施形態）本実施形態は、図３の
構成において、第２の実施形態と同様に、磁気リセット
回路ＭＲを可変電圧源を有して各可飽和リアクトルＳＩ
1〜ＳＩ3に磁気リセット電圧を印加することにある。
構成において、第２の実施形態と同様に、磁気リセット
回路ＭＲを可変電圧源を有して各可飽和リアクトルＳＩ
1〜ＳＩ3に磁気リセット電圧を印加することにある。
【００５１】この電圧可変により、可飽和リアクトルＳ
Ｉ1〜ＳＩ3のコアを形成する磁性材料の電圧時間積（磁
束）を変え、可飽和リアクトルの飽和タイミングを変
え、負荷４に供給するパルス電圧を制御することができ
る。
Ｉ1〜ＳＩ3のコアを形成する磁性材料の電圧時間積（磁
束）を変え、可飽和リアクトルの飽和タイミングを変
え、負荷４に供給するパルス電圧を制御することができ
る。
【００５２】したがって、第４の実施形態ではパルス電
圧を制御するのに、共振電流が流れているときにスイッ
チＳＷをターンオフさせるため、リアクトルＬに並列に
ダイオードＤ2が必要となるのに対し、本実施形態で
は、コンデンサＣ0が最大電圧まで毎回充電されたとき
に磁気スイッチ動作を得るため、リアクトルＬには短絡
ループ用のダイオードが不要になる。
圧を制御するのに、共振電流が流れているときにスイッ
チＳＷをターンオフさせるため、リアクトルＬに並列に
ダイオードＤ2が必要となるのに対し、本実施形態で
は、コンデンサＣ0が最大電圧まで毎回充電されたとき
に磁気スイッチ動作を得るため、リアクトルＬには短絡
ループ用のダイオードが不要になる。
【００５３】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、充電器
を整流回路で構成し、この整流出力で半導体スイッチを
通して初段コンデンサを充電し、初段コンデンサの放電
は磁気パルス圧縮回路の磁気スイッチ動作で得るように
し、パルス出力電圧は可飽和リアクトル等の磁気リセッ
ト電圧制御又は半導体スイッチのターンオフ制御で行う
ようにしたため、以下の効果がある。
を整流回路で構成し、この整流出力で半導体スイッチを
通して初段コンデンサを充電し、初段コンデンサの放電
は磁気パルス圧縮回路の磁気スイッチ動作で得るように
し、パルス出力電圧は可飽和リアクトル等の磁気リセッ
ト電圧制御又は半導体スイッチのターンオフ制御で行う
ようにしたため、以下の効果がある。
【００５４】（１）大型で複雑・高価な充電器を必要と
しない。
しない。
【００５５】（２）１つのスイッチ手段で済み、その回
路構成及び制御が簡単になり、電力変換効率も向上でき
る。
路構成及び制御が簡単になり、電力変換効率も向上でき
る。
【００５６】（３）初段コンデンサの充電に必要な時間
が殆ど零になり、パルス電源の高周波動作が可能とな
る。
が殆ど零になり、パルス電源の高周波動作が可能とな
る。
【図１】本発明の実施形態を示すパルス電源の回路図
（その１）。
（その１）。
【図２】本発明の他の実施形態を示すパルス電源の回路
図（その２）。
図（その２）。
【図３】本発明の他の実施形態を示すパルス電源の回路
図（その３）。
図（その３）。
【図４】本発明の他の実施形態を示すパルス電源の回路
図（その４）。
図（その４）。
【図５】本発明の他の実施形態を示すパルス電源の回路
図（その５）。
図（その５）。
【図６】従来のパルス電源の回路例。
【図７】パルス電源の各コンデンサの電圧波形例。
４…負荷 １０…充電器 １１…パルス発生回路 １２…磁気パルス圧縮・昇圧回路 ３1〜３N…磁気パルス圧縮回路 ４…負荷 ＳＷ…半導体スイッチ ＳＩ1〜ＳＩ3…可飽和リアクトル ＣDC…平滑コンデンサ Ｃ0、Ｃ1、Ｃ2…コンデンサ ＲＥＣ…整流回路 ＰＴ…パルストランス ＭＲ…磁気リセット回路 ＣＯＭ…比較器
Claims (4)
- 【請求項１】 初段コンデンサを初期充電し、このコン
デンサの放電によるパルス電流を磁気パルス圧縮して負
荷に供給するパルス電源であって、 交流電圧を整流及び平滑コンデンサで平滑して直流電圧
を得る整流回路と、 半導体スイッチのオン制御により前記整流回路の直流出
力を前記初段コンデンサに転流して該初段コンデンサを
初期充電させるパルス発生回路と、 前記初段コンデンサが初期充電されたときに磁気スイッ
チ動作により該コンデンサからのパルス放電を得、この
パルス電流を磁気パルス圧縮して負荷に供給する磁気パ
ルス圧縮回路とを備えたことを特徴とするパルス電源。 - 【請求項２】 初段コンデンサを初期充電し、このコン
デンサの放電によるパルス電流を磁気パルス圧縮して負
荷に供給するパルス電源であって、 交流電圧を整流及び平滑コンデンサで平滑して直流電圧
を得る整流回路と、 半導体スイッチのオン制御により前記整流回路の直流出
力を共振用リアクトルと前記初段コンデンサの直列回路
に印加したときの振動電流で該初段コンデンサを初期充
電させるパルス発生回路と、 前記初段コンデンサが初期充電されたときに磁気スイッ
チ動作により該コンデンサからのパルス放電を得、この
パルス電流を磁気パルス圧縮して負荷に供給する磁気パ
ルス圧縮回路とを備えたことを特徴とするパルス電源。 - 【請求項３】 請求項２に記載のパルス電源において、
前記初段コンデンサの充電電圧が指令値に一致したとき
に前記半導体スイッチをターンオフ制御して負荷に供給
するパルス電圧を制御する制御回路を備えたことを特徴
とするパルス電源。 - 【請求項４】 請求項１又は２に記載のパルス電源にお
いて、前記磁気パルス圧縮回路の磁気スイッチ動作後の
磁気リセット電圧を変えて前記初段コンデンサからの放
電電圧を制御する磁気リセット回路を備えたことを特徴
とするパルス電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30626197A JPH11145794A (ja) | 1997-11-10 | 1997-11-10 | パルス電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30626197A JPH11145794A (ja) | 1997-11-10 | 1997-11-10 | パルス電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11145794A true JPH11145794A (ja) | 1999-05-28 |
Family
ID=17954956
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30626197A Pending JPH11145794A (ja) | 1997-11-10 | 1997-11-10 | パルス電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11145794A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008120625A1 (ja) * | 2007-03-30 | 2008-10-09 | National University Corporation Kumamoto University | 高繰返しパルス電源及びこの高繰返しパルス電源を備えた露光装置 |
| JP2010073948A (ja) * | 2008-09-19 | 2010-04-02 | Gigaphoton Inc | パルスレーザ用電源装置 |
| CN110557104A (zh) * | 2018-05-30 | 2019-12-10 | 横河电机株式会社 | 脉冲信号输出电路 |
-
1997
- 1997-11-10 JP JP30626197A patent/JPH11145794A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008120625A1 (ja) * | 2007-03-30 | 2008-10-09 | National University Corporation Kumamoto University | 高繰返しパルス電源及びこの高繰返しパルス電源を備えた露光装置 |
| JP2010073948A (ja) * | 2008-09-19 | 2010-04-02 | Gigaphoton Inc | パルスレーザ用電源装置 |
| CN110557104A (zh) * | 2018-05-30 | 2019-12-10 | 横河电机株式会社 | 脉冲信号输出电路 |
| CN110557104B (zh) * | 2018-05-30 | 2022-11-08 | 横河电机株式会社 | 脉冲信号输出电路 |
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